JPH1014222A - 電源回生対応降圧形ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
電源回生対応降圧形ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- JPH1014222A JPH1014222A JP8185334A JP18533496A JPH1014222A JP H1014222 A JPH1014222 A JP H1014222A JP 8185334 A JP8185334 A JP 8185334A JP 18533496 A JP18533496 A JP 18533496A JP H1014222 A JPH1014222 A JP H1014222A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、電圧
の高い１次側にモータ減速時等に発生するエネルギーを
回生することができるようにする。 【解決手段】 スイッチング素子Ｔｒ１をオンにしてイ
ンダクタンスＬを介してコンデンサＣ２を充電し、電圧
が規定値になるとスイッチング素子Ｔｒ１をオフにし、
ダイオードＤ２を介して還流電流を流す。２次側の電圧
が所定値以下になると再びスイッチング素子Ｔｒ１をオ
ンとし、上記動作を繰り返し、２次側に降圧した電圧を
得る。モータの減速等によって２次側の電圧が所定値以
上に高くなると、スイッチング素子Ｔｒ２をオンとして
コンデンサＣ２を放電しインダクタンスＬにエネルギを
蓄積する。次にスイッチング素子Ｔｒ２をオフにする
と、ダイオードＤ１のアノード側の電圧が高くなり該ダ
イオードＤ１を介して１次側に電流が戻される。
の高い１次側にモータ減速時等に発生するエネルギーを
回生することができるようにする。 【解決手段】 スイッチング素子Ｔｒ１をオンにしてイ
ンダクタンスＬを介してコンデンサＣ２を充電し、電圧
が規定値になるとスイッチング素子Ｔｒ１をオフにし、
ダイオードＤ２を介して還流電流を流す。２次側の電圧
が所定値以下になると再びスイッチング素子Ｔｒ１をオ
ンとし、上記動作を繰り返し、２次側に降圧した電圧を
得る。モータの減速等によって２次側の電圧が所定値以
上に高くなると、スイッチング素子Ｔｒ２をオンとして
コンデンサＣ２を放電しインダクタンスＬにエネルギを
蓄積する。次にスイッチング素子Ｔｒ２をオフにする
と、ダイオードＤ１のアノード側の電圧が高くなり該ダ
イオードＤ１を介して１次側に電流が戻される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータに関し、特に一次側に電力を回生できるＤＣ−ＤＣ
コンバータに関する。
ータに関し、特に一次側に電力を回生できるＤＣ−ＤＣ
コンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】工作機械の送り軸モータ等の駆動装置に
おいては、該モータの速度制御を行うためにインバータ
装置を備えている。このインバータ装置は交流の三相商
用電源を直流に変換するコンバータ部と、この直流電圧
を可変電圧、可変周波数の交流に変換するインバータ部
を備えている。
おいては、該モータの速度制御を行うためにインバータ
装置を備えている。このインバータ装置は交流の三相商
用電源を直流に変換するコンバータ部と、この直流電圧
を可変電圧、可変周波数の交流に変換するインバータ部
を備えている。
【０００３】インバータ装置には、モータの減速エネル
ギーを消費する方法として、抵抗回生方式と電源回生方
式とがある。
ギーを消費する方法として、抵抗回生方式と電源回生方
式とがある。
【０００４】図６は、上記抵抗回生方式のイバータ装置
の一例である。交流の三相商用電源をダイオードブリッ
ジ回路で構成されるコンバータ部１で直流に変換し、変
換された直流電圧をスイッチング素子Ｔｒ（図６ではＩ
ＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar Transistor を使用）
とダイオードＤで構成されるインバータ部２で、スイッ
チング素子ＴｒをＰＷＭ制御等によって切り替えて、モ
ータＭの速度を制御している。又、モータの制動時に
は、モータを発電機として機能させモータをも含めた負
荷の回転エネルギーをインバータ部２の入力側に返還さ
せ、回生放電回路３のスイッチング素子Ｔｒ３をオンと
し、回生電流を抵抗Ｒに流すことによって、制動時の回
転エネルギーを吸収するようにしている。なお、Ｃ１は
平滑コンデンサである。
の一例である。交流の三相商用電源をダイオードブリッ
ジ回路で構成されるコンバータ部１で直流に変換し、変
換された直流電圧をスイッチング素子Ｔｒ（図６ではＩ
ＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar Transistor を使用）
とダイオードＤで構成されるインバータ部２で、スイッ
チング素子ＴｒをＰＷＭ制御等によって切り替えて、モ
ータＭの速度を制御している。又、モータの制動時に
は、モータを発電機として機能させモータをも含めた負
荷の回転エネルギーをインバータ部２の入力側に返還さ
せ、回生放電回路３のスイッチング素子Ｔｒ３をオンと
し、回生電流を抵抗Ｒに流すことによって、制動時の回
転エネルギーを吸収するようにしている。なお、Ｃ１は
平滑コンデンサである。
【０００５】この抵抗回生方式では、減速エネルギーを
抵抗で全て消費するために減速エネルギーが大きいもの
の、減速頻度が高い場合には、容量の大きい抵抗器が必
要となり、コスト及び実装面積が増大するという欠点を
有している。
抵抗で全て消費するために減速エネルギーが大きいもの
の、減速頻度が高い場合には、容量の大きい抵抗器が必
要となり、コスト及び実装面積が増大するという欠点を
有している。
【０００６】図７は、電源回生方式のイバータ装置の一
例である。三相の各相毎にスイッチング素子Ｔｒとダイ
オードＤの並列回路が２組設けられたコンバータ部１´
と図６と同様のインバータ部２（この図７ではインバー
タ部２の詳細は省略している）で構成されている。な
お、Ｃ１は平滑コンデンサである。モータの回転方向と
トルク方向が一致する力行時には、コンバータ部１のス
イッチング素子Ｔｒは全てオフで、ダイオードＤによる
ダイオードブリッジ回路で図６に示すコンバータ部１と
同一の動作を行って三相交流電源を直流に変換し、イン
バータ部２で図６のインバータ部２と同様にこの直流を
交流に変換してモータＭを駆動する。又、モータの回転
方向とトルク方向が逆となる回生時には、図６のインバ
ータ装置で説明したように、減速エネルギーがインバー
タ部２の入力側に返還され、平滑コンデンサＣ１を充電
する。この充電電圧が所定値以上になると、スイッチン
グ素子Ｔｒを動作させコンバータ部２の電源側に電流を
戻すようにしている。
例である。三相の各相毎にスイッチング素子Ｔｒとダイ
オードＤの並列回路が２組設けられたコンバータ部１´
と図６と同様のインバータ部２（この図７ではインバー
タ部２の詳細は省略している）で構成されている。な
お、Ｃ１は平滑コンデンサである。モータの回転方向と
トルク方向が一致する力行時には、コンバータ部１のス
イッチング素子Ｔｒは全てオフで、ダイオードＤによる
ダイオードブリッジ回路で図６に示すコンバータ部１と
同一の動作を行って三相交流電源を直流に変換し、イン
バータ部２で図６のインバータ部２と同様にこの直流を
交流に変換してモータＭを駆動する。又、モータの回転
方向とトルク方向が逆となる回生時には、図６のインバ
ータ装置で説明したように、減速エネルギーがインバー
タ部２の入力側に返還され、平滑コンデンサＣ１を充電
する。この充電電圧が所定値以上になると、スイッチン
グ素子Ｔｒを動作させコンバータ部２の電源側に電流を
戻すようにしている。
【０００７】この電源回生方式の場合、減速エネルギー
を電源に帰す働きをするため抵抗は不要となり、減速エ
ネルギーの大きいもの、減速頻度が高い場合でも有効に
機能する。
を電源に帰す働きをするため抵抗は不要となり、減速エ
ネルギーの大きいもの、減速頻度が高い場合でも有効に
機能する。
【０００８】一方、インバータ部の定格電圧より高い電
圧が発生する電源電圧においてインバータ装置を作動さ
せる場合には、インバータ部の入力側にはインバータ部
の定格電圧以下の電圧を印加しなければならない。例え
ば、定格電圧が２００Ｖのインバータ装置の場合で供給
電源が三相４００Ｖであるような場合、図３に示すよう
に、トランス１０によって定格電圧の三相２００Ｖにお
とし、該三相２００Ｖをコンバータ部１（１´）で直流
に変換し、インバータ部２で交流に変換してモータＭを
駆動する方法が一般的に採用されている。しかし、この
方法では、トランス１０の実装面積が大きくなるという
欠点がある。
圧が発生する電源電圧においてインバータ装置を作動さ
せる場合には、インバータ部の入力側にはインバータ部
の定格電圧以下の電圧を印加しなければならない。例え
ば、定格電圧が２００Ｖのインバータ装置の場合で供給
電源が三相４００Ｖであるような場合、図３に示すよう
に、トランス１０によって定格電圧の三相２００Ｖにお
とし、該三相２００Ｖをコンバータ部１（１´）で直流
に変換し、インバータ部２で交流に変換してモータＭを
駆動する方法が一般的に採用されている。しかし、この
方法では、トランス１０の実装面積が大きくなるという
欠点がある。
【０００９】又、別の方法として、図４に示すように、
三相４００ＶをＡＣ−ＤＣコンバータ２０によって、ま
ず直流電圧に変換し、この直流電圧をＤＣ−ＤＣコンバ
ータ３０によって任意の直流電圧に変換してインバータ
部２に入力する方法がある。この降圧形ＤＣ−ＤＣコン
バータ３０をモータの駆動装置に用いる場合、入力側が
出力側よりも電圧が高いことから、モータの減速時のエ
ネルギー消費は回生放電回路３による抵抗回生方式をと
ることになる。
三相４００ＶをＡＣ−ＤＣコンバータ２０によって、ま
ず直流電圧に変換し、この直流電圧をＤＣ−ＤＣコンバ
ータ３０によって任意の直流電圧に変換してインバータ
部２に入力する方法がある。この降圧形ＤＣ−ＤＣコン
バータ３０をモータの駆動装置に用いる場合、入力側が
出力側よりも電圧が高いことから、モータの減速時のエ
ネルギー消費は回生放電回路３による抵抗回生方式をと
ることになる。
【００１０】図２は、上記降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ
３０として一般的に使用される降圧形チョッパ回路の例
である。高直流電圧（２1/2 ×４００Ｖ）が入力される
一次側の一方の端子にはスイッチング素子Ｔｒ１の一方
の端子（ＩＧＢＴのコレクタ端子）が接続されスイッチ
ング素子Ｔｒ１の他方の端子（ＩＧＢＴのエミッタ端
子）には、インダクタンスＬ接続され、該インダクタン
スＬの他端には平滑コンデンサＣ２が接続され、該コン
デンサＣ２の他端は１次側の他方の端子に接続され、上
記平滑コンデンサＣ２の両端が２次側出力端子となって
いる。又、上記インダクタンスＬと平滑コンデンサＣ２
の直列回路と並列にダイオードＤ２がスイッチング素子
Ｔｒ１がオンしたときには電流のが流れない向き、即ち
インダクタンスＬ側をカソードにして接続されている。
以上の構成によってＤＣ−ＤＣコンバータ３０としての
降圧形チョッパ回路を構成している。
３０として一般的に使用される降圧形チョッパ回路の例
である。高直流電圧（２1/2 ×４００Ｖ）が入力される
一次側の一方の端子にはスイッチング素子Ｔｒ１の一方
の端子（ＩＧＢＴのコレクタ端子）が接続されスイッチ
ング素子Ｔｒ１の他方の端子（ＩＧＢＴのエミッタ端
子）には、インダクタンスＬ接続され、該インダクタン
スＬの他端には平滑コンデンサＣ２が接続され、該コン
デンサＣ２の他端は１次側の他方の端子に接続され、上
記平滑コンデンサＣ２の両端が２次側出力端子となって
いる。又、上記インダクタンスＬと平滑コンデンサＣ２
の直列回路と並列にダイオードＤ２がスイッチング素子
Ｔｒ１がオンしたときには電流のが流れない向き、即ち
インダクタンスＬ側をカソードにして接続されている。
以上の構成によってＤＣ−ＤＣコンバータ３０としての
降圧形チョッパ回路を構成している。
【００１１】この降圧形チョッパ回路は、スイッチング
素子Ｔｒ１をオンとすると、インダクタンスＬを通って
コンデンサＣ２を充電し、２次側の電圧が上昇する。２
次側の電圧が任意の電圧（例えば、２1/2 ×２００Ｖ）
に達すると、スイッチング素子Ｔｒ１をオフにし、代わ
ってダイオードＤ２を介して、インダクタンスＬに蓄積
されたエネルギーによる還流電流を流す。２次側の電圧
が低下すると、再度スイッチング素子Ｔｒ１をオンとし
上述した方法によって２次側の電圧を上昇させる。この
繰り返しによって、２次側に１次側よりも低圧の直流電
圧を得ることができる。
素子Ｔｒ１をオンとすると、インダクタンスＬを通って
コンデンサＣ２を充電し、２次側の電圧が上昇する。２
次側の電圧が任意の電圧（例えば、２1/2 ×２００Ｖ）
に達すると、スイッチング素子Ｔｒ１をオフにし、代わ
ってダイオードＤ２を介して、インダクタンスＬに蓄積
されたエネルギーによる還流電流を流す。２次側の電圧
が低下すると、再度スイッチング素子Ｔｒ１をオンとし
上述した方法によって２次側の電圧を上昇させる。この
繰り返しによって、２次側に１次側よりも低圧の直流電
圧を得ることができる。
【００１２】モータの減速時には、回転エネルギーを電
源に帰す回路がこのＤＣ−ＤＣコンバータ３０としての
降圧形チョッパ回路にはないことから、抵抗回生方式が
とられ、図に示すように抵抗Ｒとスイッチング素子Ｔｒ
３の直列回路からなる回生放電回路３が平滑コンデンサ
Ｃ２と並列に付加されている。モータの減速時におい
て、２次側の電圧が所定値（例えば、２1/2 ×２００×
１．２Ｖ程度）以上になると、スイッチング素子Ｔｒ３
をオンとし、コンデンサＣ２を放電させ２次側電圧を所
定値まで低下させる。上述したように、抵抗回生方式で
あると、減速時のエネルギーを抵抗Ｒで全て消費するも
のであることから、減速エネルギーの大きいモータや加
減速頻度が高い使用条件の場合には、容量の大きい抵抗
器が必要となり、コスト及び実装面積が増大するという
欠点が生じる。
源に帰す回路がこのＤＣ−ＤＣコンバータ３０としての
降圧形チョッパ回路にはないことから、抵抗回生方式が
とられ、図に示すように抵抗Ｒとスイッチング素子Ｔｒ
３の直列回路からなる回生放電回路３が平滑コンデンサ
Ｃ２と並列に付加されている。モータの減速時におい
て、２次側の電圧が所定値（例えば、２1/2 ×２００×
１．２Ｖ程度）以上になると、スイッチング素子Ｔｒ３
をオンとし、コンデンサＣ２を放電させ２次側電圧を所
定値まで低下させる。上述したように、抵抗回生方式で
あると、減速時のエネルギーを抵抗Ｒで全て消費するも
のであることから、減速エネルギーの大きいモータや加
減速頻度が高い使用条件の場合には、容量の大きい抵抗
器が必要となり、コスト及び実装面積が増大するという
欠点が生じる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】そこで、本発明の目的
は、インバータ部の定格電圧より高い電圧が発生する電
源電圧を使用する場合においても、抵抗回生方式を採用
せずに、モータ減速時に発生するエネルギーを電源に回
生することができる電源回生対応降圧形ＤＣ−ＤＣコン
バータを提供することにある。
は、インバータ部の定格電圧より高い電圧が発生する電
源電圧を使用する場合においても、抵抗回生方式を採用
せずに、モータ減速時に発生するエネルギーを電源に回
生することができる電源回生対応降圧形ＤＣ−ＤＣコン
バータを提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明は、降圧形コンバ
ータ回路内に昇圧形チョッパ回路を設け、降圧形コンバ
ータ回路の１次側に電流を戻すようようにした。降圧形
コンバータ回路内の平滑コンデンサを放電させインダク
タンスにエネルギを蓄積させるためのスイッチング素子
を設け、該インダクタンスに蓄積されたエネルギによっ
て降圧形コンバータ回路の入力１次側よりも高い電圧を
発生させて１次側に電流を戻すようにした。
ータ回路内に昇圧形チョッパ回路を設け、降圧形コンバ
ータ回路の１次側に電流を戻すようようにした。降圧形
コンバータ回路内の平滑コンデンサを放電させインダク
タンスにエネルギを蓄積させるためのスイッチング素子
を設け、該インダクタンスに蓄積されたエネルギによっ
て降圧形コンバータ回路の入力１次側よりも高い電圧を
発生させて１次側に電流を戻すようにした。
【００１５】具体的構成として、第１のスイッチング素
子とインダクタンス及び平滑コンデンサの直列回路の両
端を入力１次側とし、上記インダクタンスと平滑コンデ
ンサの直列回路と並列に該インダクタンスと平滑コンデ
ンサとで閉回路をなし還流電流を流す第１のダイオード
を接続し、上記平滑コンデンサの両端を２次側出力端子
として降圧形コンバータ回路を構成する。さらに、上記
第１のダイオードと並列に第２のスイッチング素子を接
続し、かつ上記第１のスイッチング素子と並列に該第１
のスイッチング素子の電流の流れとは逆方向に電流を流
す向きに接続された第２のダイオードを接続して、上記
第２のスイッチング素子と第２のダイオードによって昇
圧形チョッパ回路を構成する。該昇圧形チョッパ回路に
よって１次側より高い電圧を上記第１のダイオードと第
２のスイッチング素子の並列回路の両端に発生させ、１
次側に電流を戻すことができるようにした。
子とインダクタンス及び平滑コンデンサの直列回路の両
端を入力１次側とし、上記インダクタンスと平滑コンデ
ンサの直列回路と並列に該インダクタンスと平滑コンデ
ンサとで閉回路をなし還流電流を流す第１のダイオード
を接続し、上記平滑コンデンサの両端を２次側出力端子
として降圧形コンバータ回路を構成する。さらに、上記
第１のダイオードと並列に第２のスイッチング素子を接
続し、かつ上記第１のスイッチング素子と並列に該第１
のスイッチング素子の電流の流れとは逆方向に電流を流
す向きに接続された第２のダイオードを接続して、上記
第２のスイッチング素子と第２のダイオードによって昇
圧形チョッパ回路を構成する。該昇圧形チョッパ回路に
よって１次側より高い電圧を上記第１のダイオードと第
２のスイッチング素子の並列回路の両端に発生させ、１
次側に電流を戻すことができるようにした。
【００１６】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の一実施形態の電
源回生対応降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図であ
る。図２に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータと比較し、
回生放電回路３の抵抗Ｒとスイッチング素子Ｔｒ３の代
わりに、ダイオードＤ２と並列に導通時にはダイオード
とは逆方向に電流を流すスイッチング素子（ＩＧＢＴ）
Ｔｒ２が接続され、かつスイッチング素子（ＩＧＢＴ）
Ｔｒ１と並列に該スイッチング素子Ｔｒ１の導通時とは
逆方向に電流を流すダイオードＤ１が接続され、このス
イッチング素子Ｔｒ２とダイオードＤ１によって構成さ
れる昇圧チョッパ回路を付加した点で相違するものであ
る。
源回生対応降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図であ
る。図２に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータと比較し、
回生放電回路３の抵抗Ｒとスイッチング素子Ｔｒ３の代
わりに、ダイオードＤ２と並列に導通時にはダイオード
とは逆方向に電流を流すスイッチング素子（ＩＧＢＴ）
Ｔｒ２が接続され、かつスイッチング素子（ＩＧＢＴ）
Ｔｒ１と並列に該スイッチング素子Ｔｒ１の導通時とは
逆方向に電流を流すダイオードＤ１が接続され、このス
イッチング素子Ｔｒ２とダイオードＤ１によって構成さ
れる昇圧チョッパ回路を付加した点で相違するものであ
る。
【００１７】一次側に直流電圧（例えば２1/2 ×４００
Ｖ）が入力され、スイッチング素子Ｔｒ１をオンとする
と、インダクタンスＬを通ってコンデンサＣ２を充電
し、２次側の電圧が上昇する。２次側の電圧が任意の電
圧（例えば、２1/2 ×２００Ｖ）に達すると、スイッチ
ング素子Ｔｒ１をオフにし、代わってダイオードＤ２を
介して、インダクタンスＬに蓄積されたエネルギーによ
る還流電流を流す。２次側の電圧が低下すると、再度ス
イッチング素子Ｔｒ１をオンとし上述した方法によって
２次側の電圧を上昇させる。この繰り返しによって、２
次側に１次側よりも低圧の直流電圧を供給する点におい
ては、図２に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータと同一で
ある。
Ｖ）が入力され、スイッチング素子Ｔｒ１をオンとする
と、インダクタンスＬを通ってコンデンサＣ２を充電
し、２次側の電圧が上昇する。２次側の電圧が任意の電
圧（例えば、２1/2 ×２００Ｖ）に達すると、スイッチ
ング素子Ｔｒ１をオフにし、代わってダイオードＤ２を
介して、インダクタンスＬに蓄積されたエネルギーによ
る還流電流を流す。２次側の電圧が低下すると、再度ス
イッチング素子Ｔｒ１をオンとし上述した方法によって
２次側の電圧を上昇させる。この繰り返しによって、２
次側に１次側よりも低圧の直流電圧を供給する点におい
ては、図２に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータと同一で
ある。
【００１８】一方、２次側の電圧（コンデンサＣ２の充
電電圧）が回生電流等によって所定値よりも上昇したと
きは、スイッチング素子Ｔｒ２をオンにすることによっ
て、コンデンサＣ２、インダクタンスＬ、スイッチング
素子Ｔｒ２の閉回路を形成し、インダクタンスＬに充電
エネルギを蓄積する。そして、スイッチング素子Ｔｒ２
をオフにすると、ダイオードＤ１のアノード側がカソー
ド側よりも電圧が高いのでインダクタンスＬに蓄積され
たエネルギーはダイオードＤ１を介して１次側に流れ返
還される。このように、スイッチング素子Ｔｒ２とダイ
オードＤ１によって昇圧チョッパ回路として機能するも
のである。
電電圧）が回生電流等によって所定値よりも上昇したと
きは、スイッチング素子Ｔｒ２をオンにすることによっ
て、コンデンサＣ２、インダクタンスＬ、スイッチング
素子Ｔｒ２の閉回路を形成し、インダクタンスＬに充電
エネルギを蓄積する。そして、スイッチング素子Ｔｒ２
をオフにすると、ダイオードＤ１のアノード側がカソー
ド側よりも電圧が高いのでインダクタンスＬに蓄積され
たエネルギーはダイオードＤ１を介して１次側に流れ返
還される。このように、スイッチング素子Ｔｒ２とダイ
オードＤ１によって昇圧チョッパ回路として機能するも
のである。
【００１９】図５は、上述した電源回生対応降圧形ＤＣ
−ＤＣコンバータ４０をモータ駆動装置のインバータ装
置に適用した時のブロック図である。三相４００ＶをＡ
Ｃ−ＤＣコンバータ２０によって、直流電圧（２1/2 ×
４００Ｖ）に変換し、この直流電圧を電源回生対応降圧
形ＤＣ−ＤＣコンバータ４０によって上述した方法によ
り任意の直流電圧（例えば、２1/2 ×２００Ｖ）に変換
し、この直流電圧をインバータ部２によって交流に変換
してモータＭを駆動制御する。モータの制動時には、モ
ータが発電機として機能しモータをも含めた負荷の回転
エネルギーがインバータ部２の入力側に返還される。そ
のため、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０の２次側が所定値よ
りも上昇した際には、上述したようにＤＣ−ＤＣコンバ
ータ４０のスイッチング素子Ｔｒ２をオンとしてインダ
クタンスＬに充電エネルギーを蓄積する。そして、上記
スイッチング素子Ｔｒ２をオフとするとダイオードＤ１
のアノード側の電圧が高くなっているからダイオードＤ
１を介して、ＡＣ−ＤＣコンバータ２０内にある平滑コ
ンデンサを充電し、この平滑コンデンサの充電電圧が所
定値以上になると、図７の電源回生方式のイバータ装置
で説明したように、さらに電源側に電流を戻す。
−ＤＣコンバータ４０をモータ駆動装置のインバータ装
置に適用した時のブロック図である。三相４００ＶをＡ
Ｃ−ＤＣコンバータ２０によって、直流電圧（２1/2 ×
４００Ｖ）に変換し、この直流電圧を電源回生対応降圧
形ＤＣ−ＤＣコンバータ４０によって上述した方法によ
り任意の直流電圧（例えば、２1/2 ×２００Ｖ）に変換
し、この直流電圧をインバータ部２によって交流に変換
してモータＭを駆動制御する。モータの制動時には、モ
ータが発電機として機能しモータをも含めた負荷の回転
エネルギーがインバータ部２の入力側に返還される。そ
のため、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０の２次側が所定値よ
りも上昇した際には、上述したようにＤＣ−ＤＣコンバ
ータ４０のスイッチング素子Ｔｒ２をオンとしてインダ
クタンスＬに充電エネルギーを蓄積する。そして、上記
スイッチング素子Ｔｒ２をオフとするとダイオードＤ１
のアノード側の電圧が高くなっているからダイオードＤ
１を介して、ＡＣ−ＤＣコンバータ２０内にある平滑コ
ンデンサを充電し、この平滑コンデンサの充電電圧が所
定値以上になると、図７の電源回生方式のイバータ装置
で説明したように、さらに電源側に電流を戻す。
【００２０】
【発明の効果】本発明は、降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ
回路において２次側から１次側に電流を戻すことができ
るので、直流電源電圧を降圧してインバータ部に入力し
てモータを駆動する場合に、モータを減速される時に発
生する減速エネルギーを消費させるための回生放電抵抗
を必要とせず、１次側の電源まで戻すことによって減速
エネルギーを吸収するようにしたから、モータの減速条
件も回生放電抵抗の容量等によって制限を受けず、かつ
回生放電抵抗を設ける必要がない分だけコスト及び実装
面積を小さくすることができる。
回路において２次側から１次側に電流を戻すことができ
るので、直流電源電圧を降圧してインバータ部に入力し
てモータを駆動する場合に、モータを減速される時に発
生する減速エネルギーを消費させるための回生放電抵抗
を必要とせず、１次側の電源まで戻すことによって減速
エネルギーを吸収するようにしたから、モータの減速条
件も回生放電抵抗の容量等によって制限を受けず、かつ
回生放電抵抗を設ける必要がない分だけコスト及び実装
面積を小さくすることができる。
【図１】図１は、本発明の一実施形態の回路図である。
【図２】図２は、従来の回生放電抵抗を有する降圧形Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの回路図である。
Ｃ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図３】トランスを用いて高い交流電圧を直流に変換す
ると共に降圧してインバータ部に入力してモータを制御
する従来の方法を説明する説明図である。
ると共に降圧してインバータ部に入力してモータを制御
する従来の方法を説明する説明図である。
【図４】ＤＣ−ＤＣコンバータを用いて高い交流電圧を
直流に変換すると共に降圧してインバータ部に入力して
モータを制御する従来の方法を説明する説明図である。
直流に変換すると共に降圧してインバータ部に入力して
モータを制御する従来の方法を説明する説明図である。
【図５】本発明を適用したモータの駆動制御方法の説明
図である。
図である。
【図６】抵抗回生方式のイバータ装置の従来例の一例を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図７】電源回生方式のイバータ装置の従来例の一例を
示す回路図である。
示す回路図である。
１ コンバータ部 ２ インバータ部 ３ 回生放電回路 Ｔｒ，Ｔｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３ スイッチング素子 Ｄ，Ｄ１，Ｄ２ ダイオード Ｌ インダクタンス Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ
Claims (2)
- 【請求項１】 降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ回路内の平
滑コンデンサを放電させインダクタンスにエネルギを蓄
積させるためのスイッチング素子を設け、該インダクタ
ンスに蓄積されたエネルギによって降圧形コンバータ回
路の入力１次側よりも高い電圧を発生させて１次側に電
流を戻すように構成された電源回生対応降圧形ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ。 - 【請求項２】 第１のスイッチング素子とインダクタン
ス及び平滑コンデンサの直列回路の両端を入力１次側と
し、上記インダクタンスと平滑コンデンサの直列回路と
並列に該インダクタンスと平滑コンデンサとで閉回路を
なし還流電流を流す第１のダイオードを接続し、上記平
滑コンデンサの両端を２次側出力端子として降圧形ＤＣ
−ＤＣコンバータ回路を構成し、上記第１のダイオード
と並列に第２のスイッチング素子を接続し、かつ上記第
１のスイッチング素子と並列に該第１のスイッチング素
子の電流の流れとは逆方向に電流を流す向きに接続され
た第２のダイオードを接続して、上記第２のスイッチン
グ素子と第２のダイオードによって昇圧形チョッパ回路
を構成し、該昇圧形チョッパ回路によって１次側より高
い電圧を上記第１のダイオードと第２のスイッチング素
子の並列回路の両端に発生させ、１次側に電流を戻すこ
とができるようにした電源回生対応降圧形ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8185334A JPH1014222A (ja) | 1996-06-27 | 1996-06-27 | 電源回生対応降圧形ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8185334A JPH1014222A (ja) | 1996-06-27 | 1996-06-27 | 電源回生対応降圧形ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1014222A true JPH1014222A (ja) | 1998-01-16 |
Family
ID=16168997
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8185334A Withdrawn JPH1014222A (ja) | 1996-06-27 | 1996-06-27 | 電源回生対応降圧形ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1014222A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19842444A1 (de) * | 1998-09-16 | 2000-03-30 | Siemens Nixdorf Inf Syst | Überspannungsabschaltung |
| JP2001268900A (ja) * | 2000-03-22 | 2001-09-28 | Masayuki Hattori | 双方向型昇降圧チョッパ回路 |
| KR101143367B1 (ko) * | 2010-01-06 | 2012-05-18 | 이경산전 주식회사 | Ｋｔｘ 고속전철 추진제어시스템의 여자초퍼장치 설계방법 |
| JP2016226102A (ja) * | 2015-05-28 | 2016-12-28 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | バックアップ電源装置とそれを搭載した自動車 |
| CN111418140A (zh) * | 2017-11-28 | 2020-07-14 | 西门子股份公司 | 具有互相特定耦合的中间电路转换器的中间电路转换器的组 |
-
1996
- 1996-06-27 JP JP8185334A patent/JPH1014222A/ja not_active Withdrawn
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19842444A1 (de) * | 1998-09-16 | 2000-03-30 | Siemens Nixdorf Inf Syst | Überspannungsabschaltung |
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| KR101143367B1 (ko) * | 2010-01-06 | 2012-05-18 | 이경산전 주식회사 | Ｋｔｘ 고속전철 추진제어시스템의 여자초퍼장치 설계방법 |
| JP2016226102A (ja) * | 2015-05-28 | 2016-12-28 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | バックアップ電源装置とそれを搭載した自動車 |
| CN111418140A (zh) * | 2017-11-28 | 2020-07-14 | 西门子股份公司 | 具有互相特定耦合的中间电路转换器的中间电路转换器的组 |
| CN111418140B (zh) * | 2017-11-28 | 2023-08-25 | 西门子股份公司 | 具有互相特定耦合的中间电路转换器的中间电路转换器的组 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20030902 |