JP2570705B2 - Ｐａｍ方式インバ−タ装置の電流制御回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の属する技術分野〕 この発明はPAM方式インバータ装置の中間段直流電圧
出力用コンデンサの充放電電流制御回路に関する。

〔従来技術とその問題点〕

従来この種のPAM方式インバータ装置は第３図にその
回路図を示すものが知られている。すなわち交流入力は
整流用ダイオードブリッジ１に加えられ、その出力は整
流出力平滑用コンデンサ２で平滑され、平滑直流出力は
前記コンデンサ２の正極側に設けられたスイッチング素
子３とそれに並列に接続された転流ダイオード５とから
成る整流出力スイッチング回路に加えられる。該回路の
出力はスイッチング出力平滑用リアクトル８を経由して
出力コンデンサ９を充電する。前記整流出力スイッチン
グ回路出力側には転流ダイオード６を設けている。PAM
方式インバータ回路10は前記出力コンデンサ９の端子電
圧をその電源電圧として負荷の交流電動機11を可変速制
御する。電圧制御回路50は電圧設定器30により設定され
る前記出力コンデンサ９の端子電圧の目標値ＶSとその
実際値ＶC2との差電圧（ＶS−ＶC2）の極性と大きさに
応じて通流率を指定した一定周波数のチョッピング信号
を前記スイッチング素子３に与えることにより前記出力
コンデンサ９の充電電流制御を行なってその端子電圧Ｖ
C2を制御するものである。

しかしながら上記従来手段においては、負荷交流電動
機の運転指令に関連して出される前記出力コンデンサ９
の端子電圧ＶC2の電圧変更指令特に降圧指令に対しては
コンデンサの端子電圧を決定するその保有電荷の放電電
路がインバータ回路10と交流電動機11とから成る前記出
力コンデンサ９の負荷回路のみであることと、また該負
荷回路の特性を積極的に制御することができないこと
と、更に前記交流電動機11の減速運転時該電動機からの
回生エネルギによりコンデンサ端子電圧の上昇が発生す
ることとを原因として前記電圧降圧指令に対する前記端
子電圧ＶC2の即応性と制御性の向上には限界があった。
また通常インバータ装置による交流電動機の速度制御に
おいて該電動機に加える電圧と周波数については両者の
比率を一定とする等の特定の関係を相互にもたせるが、
例えば前記交流電動機として誘導電動機を使用して加速
制御を行なう場合、印加周波数の増加が急速であれば加
速の過度時に滑りの増大に伴なう電動機電流の規定値を
超えた増加と共に電動機トルクの減少を招く危険があ
る。従ってインバータ装置による交流電動機の円滑な速
度制御のためにはその印加周波数の変更は電動機電流が
その規定値以下にありかつ円滑に変化している状態で行
なはれることが必要である。しかしながら前記の如く従
来手段にあっては負荷交流電動機電流に対応する前記出
力コンデンサ充放電電流の制御機能をもたず従ってその
出力電圧制御性能にも限界があり、そのため負荷交流電
動機の円滑な速度制御に問題があった。

〔発明の目的〕

この発明は上記に鑑み従来手段に比してインバータ中
間段直流電圧の降圧特性の即応性と制御性の向上を計る
と共に前記中間段直流電圧出力コンデンサの充電及び放
電電流をそれぞれ独立に制御し得る回路を提供すること
を目的とする。

〔発明の要点〕

この発明は前記目的を達成するために、交流入力整流
用ダイオードブリッジと、整流出力平滑用コンデンサ
と、整流出力スイッチング素子と、該スイッチング素子
に並列に接続された転流ダイオードと、該スイッチング
素子の出力側端子と前記ダイオードブリッジの負極端子
との間に接続されたスイッチング出力用転流ダイオード
と、スイッチング出力平滑リアクトルと、該リアクトル
の出力側に接続され前記スイッチング素子によりその充
電電流が従ってその端子電圧が制御される出力コンデン
サと、該出力コンデンサの端子電圧を電源として負荷の
交流電動機を可変速駆動するPAM方式インバータ回路と
から成るインバータ装置において、前記スイッチング出
力用転流ダイオードに並列に接続され前記出力コンデン
サの放電電流を制御するスイッチングン素子と、前記リ
アクトルに直列に接続された直流電流検出器と、該電流
検出器により検出される前記出力コンデンサの充電電流
及び同コンデンサ端子電圧値を入力信号とし、該入力信
号諸量とそれらの目標設定値との比較演算を行ない、そ
の演算結果により前記２組のスイッチング素子を駆動し
て前記出力コンデンサの充放電電流を調整する電流制御
回路とを設け、該電流制御回路における前記出力コンデ
ンサの充放電電流それぞれの目標値を同コンデンサ端子
電圧の目標設定値とその実際値との差電圧に従って自動
的に変更設定するものであり、換言すればコンデンサ端
子電圧に対してその充放電電流による電圧垂下特性をも
たせると共にその充放電電流に対して任意可変の電流制
限制御を行なってその端子電圧の電圧制御動作を行なは
すものである。すなわち出力コンデンサ端子電圧の前記
電圧差とそれぞれ独自に設定された前記充放電電流の制
限電流目標設定値との差を演算し、前者が後者より小の
場合は前記充放電電流を前記電圧差に比例した値として
前記出力コンデンサ端子電圧の変動に順応させ、また逆
に前者が後者より大の場合には前記充放電電流をそれぞ
れその制限電流目標設定値となして前記出力コンデンサ
端子電圧もまた定値化するものである。

上記のようにインバータ装置の中間段直流電圧出力コ
ンデンサの端子電圧との充放電電流従ってインバータ負
荷電動機電流の相互関係を規定することによりインバー
タ装置によるその負荷電流機の加減速運転時の過渡的過
電流状態が回避できると共に前記負荷電動機の運転周波
数と一定の関係にあるその印加電圧すなわち前記出力コ
ンデンサ端子電圧の円滑な昇圧及び降圧制御ができるこ
とになり、インバータ装置によるその負荷電動機の円滑
な可変速制御が可能となった。

〔発明の実施例〕

以下この発明の実施例を図面により説明する。第１図
はこの発明の実施例を示す回路図、第２図は第１図に対
応する回路各部の動作波形図である。なお第１図では第
３図に示す従来技術の実施例の場合と同一機能の構成要
素に対しては同一の表示符号を附している。

第１図は第３図に示す回路図において転流ダイオード
６に並列にトランジスタ式スイッチング素子４と、平滑
用リアクトル８に直列に直流電流検出器７と、電流制御
回路20とを追加し、該電流制御回路20によってトランジ
スタ式スイッチング素子３及び４に対する制御信号を与
えることにより負荷交流電動機11を駆動するPAM方式イ
ンバータ回路10の電源電圧を与えるインバータ中間段直
流電圧出力コンデンサ９の端子電圧ＶC2とその充電及び
放電電流を前記電動機11の加減速運転状況に応じて制御
するものである。この場合前記出力コンデンサ９の充電
電流制御は前記スイッチング素子３によって行なはれ、
また放電電流制御は前記スイッチング素子４により行な
はれ両スイッチング素子は同時に閉路することのないよ
うに電気的にインターロックされている。一般にコンデ
ンサ端子電圧は該コンデンサに流入又は流出する電流の
時間積分値に比例するため前記スイッチング素子３と４
による前記出力コンデンサ９の充放電電流制御は同時に
該コンデンサ９の端子電圧ＶC2の電圧制御にもなってい
る。第１図においてスイッチング素子４による出力コン
デンサ９の放電電流制御は次のように行なはれる。すな
わち電流制御回路20により放電制御指令が与えられると
スイッチング素子３は閉路し同じくスイッチング素子４
は断続動作に入る。まづスイッチング素子３が開路し同
じくスイッチング素子４が閉路すると、スイッチング素
子３を流れていた電流の急激な消滅に伴ない平滑用リア
クトル８に逆起電力を発生するが、該リアクトル８を通
過する電流ILは前記逆起電力の時間的減衰と共に出力コ
ンデンサ９の充電電圧によりその通電方向を反転し該コ
ンデンサ９の正極から前記リアクトル８と、直流電流検
出器７と、閉路中のスイッチング素子４を通って出力コ
ンデンサ９の負極へと還流する。次に電流制御回路20に
よりスイッチング素子４の断続動作に対する通流時間指
定が行なはれると該素子４は開路しその瞬間前記リアク
トル８には前記電流ＩLの還流を継続する方向に逆起電
力が発生するが還流回路自体は既に開路しているために
前記還流は元の回路を流れ得ず、転流ダイオード５を通
り電源側の整流出力平滑用コンデンサ２に至る回路に転
流する。この動作により出力コンデンサ９の蓄積電荷は
その放電電流となって電源側の整流出力平滑用コンデン
サ２へ移行するが該移行動作はスイッチング素子４に対
する前記放電制御指令の継続する時間内の各スイッチン
グサイクル毎に繰り返されその結果コンデンサ９の端子
電圧ＶC2は該コンデンサ９の総移行電荷量に従って低下
する。またスイッチング素子３の断続による出力コンデ
ンサ９の充電電流制御すなわち該コンデンサ９の端子電
圧ＶC2の昇圧制御は電源側の整流出力平滑用コンデンサ
２の蓄積電荷をその端子電圧において低圧側にある出力
コンデンサ９に移行されるものであり電流制御回路20か
らのスイッチング素子３に対する断続指令により前記放
電電流制御の場合より簡易に行なはれる。

次に電流制御回路20について説明する。該回路はスイ
ッチング素子３及び４に対する断続制御信号を与え出力
コンデンサ９の充放電電流制御を行なうことにより負荷
交流電動機11に供給する電流及び電圧を制御するもので
あり第１図にその回路構成を示す。第１図に示す如く正
極性にて検出される出力コンデンサ９の端子電圧ＶC2の
検出電圧値と、電圧設定器30により負極性信号として与
えられる前記端子電圧ＶC2の目標設定値ＶSとはそれぞ
れ抵抗33及び34を通して合成比較され、その比較結果は
帰還用抵抗39及びコンデンサ43を有する演算増巾器21に
加えられ、該増巾器21の出力側にその増巾率に従って増
巾されかつ正負の極性が反転された電圧V1として出力さ
れる。

直流電流検出器７により検出された平滑リアクトル８
の通過電流ＩLの検出値ＶLは、出力コンデンサ９に対す
る充電電流時の極性を正極性として前記出力電圧V1とそ
れぞれ抵抗35及び36を通して合成比較され、その比較結
果は帰還用抵抗40及びコンデンサ44を有する演算増巾器
24に加えられ、該増巾器24の出力側にその増巾率に従っ
て増巾されかつ正負の極性が反転された電圧V2として出
力される。該出力電圧V2は電圧比較器25の反転入力端子
（以後−端子の称す）と電圧比較器26の非反転入力端子
（以後＋端子と称す）とに加えられる。電圧比較器25の
＋端子には負極性の基準三角波電圧が加えられ、また電
圧比較器26の−端子には正極性の基準三角波電圧が加え
られ、それぞれの電圧比較器において前記電圧V2とそれ
ぞれの基準三角波電圧との比較演算が行なはれる。前記
各比較器の正常な比較動作は電圧比較器25に対し前記電
圧V2が負極性の場合と、電圧比較器26に対し前記電圧V2
が正極性の場合とに行なはれ、それぞれ電圧差に応じた
巾をもつパルス列電圧を出力するが両電圧比較器が同時
に出力することはない。また前記電圧V2が正極性の場合
の電圧比較器25の出力と、同じく負極性時の電圧比較器
26の出力とは共にパルス波電圧とはならず一定の電源電
圧となり電圧比較器本来の制御動作は行なえない。前記
電圧比較器25及び26のパルス列電圧出力は次段ベース駆
動回路27及び28にそれぞれ加えられる。該ベース駆動回
路はそれぞれの出力はトランジスタ式スイッチング素子
３及び４の断続制御用ベース入力信号となる。

次に電流制御回路20による出力コンデンサ９の充放電
電流制限制御について説明する。前述充電電流の制限電
流設定値Ｖ3Sは制限電流設定器31により正極性信号とし
て演算増巾器22の−端子に加えられ該増巾器22の＋端子
に加えられる前記電圧V1と比較演算される。同様に放電
電流の制限電流設定値Ｖ4Sは制限電流設定器32により負
極性信号として演算増巾器23の−端子に加えられ該増巾
器23の＋端子に加えられる前記電圧V1と比較演算され
る。演算増巾器22及び23は制限電流設定値Ｖ3SまたはＶ
4Sと前記電圧V1との比較演算結果の入力電圧が正極性の
場合は正極性電圧＋ＶCを出力し、同様に前記入力電圧
が負極性の場合は負極性電圧−Veを出力する２値動作を
行なう。演算増巾器22の入力電圧（V1−Ｖ3S）正極性と
なって該増巾器22の出力電圧V3が前記電圧＋ＶCの場
合、該電圧＋ＶCは抵抗37とダイオード45の直列接続を
通して演算増巾器21の−端子に加えられ、前記電圧信号
ＶSとＶC2との合成比較電圧により決定されていた該−
端子の電位を正極側にステップ状に変化させるように加
算される。該加算信号は前記電圧信号ＶC2の増加と等価
であり演算増巾器21に対する過度の負帰還動作を行なう
こととなって演算増巾器21の出力電圧V1を減少させ、そ
の結果前記入力電圧（V1−Ｖ3S）は負極性に反転し演算
増巾器22の出力電圧V3は負極性の−Veに反転する。該出
力電圧極性反転の結果ダイオード45の阻止作用により前
記出力電圧V3が＋ＶC時に行っていた演算増巾器21への
過度の負帰還動作は解除され、該増巾器21の出力電圧V1
は再び増加し始め、前記入力電圧（V1−Ｖ3S）の極性が
再び正極性に反転して当初の状態に戻る。この電圧V1の
段階的変動サイクルは出力コンデンサ９の充電が進みそ
の端子電圧ＶC2が十分に大となって前記出力電圧V3によ
る負帰還動作に影響されることなく演算増巾器21の出力
電圧V1が定常的に制限電流設定値Ｖ3Sより小となる迄該
設定値Ｖ3Sを中心に継続する。また演算増巾器23の入力
電圧（V1−Ｖ4S）が負極性となって該増巾器23の出力電
圧V4が−Veとなった場合の演算増巾器21に対する負帰還
動作は出力コンデンサ９の端子電圧ＶC2の減少と等価の
ものとして前記設定値Ｖ4Sを中心に断続的に繰り返さ
れ、その動作モードは前記の電圧V1増加時と同様であ
る。

前記の如く制御された演算増巾器21の出力電圧V1は直
流電流検出器７により検出された平滑用リアクトル８の
通過電流ＩLすなわち出力コンデンサ９の充放電電流の
目標設定値となり、負荷交流電動機11の運転状態に応じ
て自動的に変更される。すなわち前記電圧V1が制御電流
設定値Ｖ3SまたはＶ4Sより小の場合は前記電圧V1は前記
電圧設定値ＶSと前記端子電圧ＶC2の差に比例し、また
前記電圧V1が前記設定値Ｖ3SまたはＶ4Sより大の場合は
前記電圧V1はその平均値が前記設定値Ｖ3SまたはＶ4Sに
等しくなるように定値化される。このように前記電圧V1
のとるさまざまな値に応じて前記電流ILが制御されるこ
とになる。なお上記説明において各目標設定値ＶS、Ｖ3
S及びＶ4Sは第１図に示す通りそれぞれの設定器により
手動にて設定変更を行なうことにしているが、他の自動
設定回路によって負荷交流電動機11の運転プログラムに
従って前記諸設定値を自動的に変更することは勿論であ
る可能である。

次に第２図に示す第１図回路図各部の動作波形図につ
いて説明する。モード１は出力コンデンサ９が無電圧の
状態から起動しその設定電圧に到達する迄のインバータ
装置の起動状態に対応し、モード２はモード１完了後負
荷交流電動機11を起動した場合の該モータ所要パワーと
インバータ装置出力パワー増加時の各部動作に対応し、
モード３は負荷電流制限動作時の各部動作に対応し、モ
ード４及び５はモード２及び３にそれぞれ対応して制限
電流設定値変更時の各部動作を示すものである。

モード１において、図（イ）に示す如く出力コンデン
サ９の端子電圧ＶC2の設定値ＶSを設定しインバータ装
置を無負荷起動すると、前記電圧ＶSとＶC2との差電圧
すなわち演算増巾器21の入力電圧は起動瞬時を最大とし
て前記電圧ＶC2の増大と共に減少するが、或る時間を経
過する迄は前記増巾器21の出力電圧V1が前記制限電流設
定値Ｖ3S１より大きいため負荷電流ＩLは電流制限制御
を受け、該負荷電流ＩLの目標値となる前記電圧V1は図
（ハ）に示す如くその平均値が前記設定電圧Ｖ3S１にな
るように断続生成される。この時の演算増巾器21に対す
る過度の負帰還電圧となる演算増巾器22の出力電圧V3の
変化を図（ニ）に示し、前記電圧V1と負荷電流ＩLの検
出電圧ＶLの差電圧を入力する演算増巾器24の出力電圧V
2と基準三角波電圧の変化を図（ホ）に示す。前記電圧V
2と基準三角波電圧の比較演算を行う電圧比較器25の出
力を増巾し充電用スイッチング素子３のベース入力を与
えるベース駆動回路27のパルス状出力信号BDSの変化を
図（ヘ）に示す。該入力信号BDSを受けて前記スイッチ
ング素子３が断続動作することにより負荷電流ＩLすな
わち出力コンデンサ９の充電電流の平均値は図（ト）に
示すように一定値で推移し、該充電電流の積分値として
の出力コンデンサ９の端子電圧ＶC2は図（ロ）に示す如
く直線的に増加する。該電圧ＶC2の時間的増大と共に前
記電圧V1が減少し前記設定電圧Ｖ3S１以下になると前記
電流制限制御は解除され、前記負荷電流ＩLは前記電圧
ＶSとＶC2との差電圧に比例する電流設定電圧V1に従っ
て変化する。前記電圧ＶC2がその設定値ＶSに等しくな
ると前記の諸量V1、V2及びＩLはそれぞれ零となり出力
コンデンサ９の充電は完了しモード１は終了する。次に
モード１の終了と共に負荷電動機11の運転を行なうモー
ド２が開始されると、出力コンデンサ９の充電電荷は前
記電動機11への供給電流となって放電され、出力コンデ
ンサ９の端子電圧ＶC2は低下し始め、該電圧低下に従っ
て再び前記電圧V1及びV2が生成し前記負荷電流ＩLも流
れ始める。この場合の負荷電流ＩLには出力コンデンサ
９に対する充電電流と前記電動機11に対する供給電流の
両者が含まれ、該電流ＩLと前記電圧ＶS及びＶC2との間
にはＶC2＝ＶS−Ｋ・ＩLにより示される垂下特性を持つ
関係が成り立つ。但し前記Ｋは定数である。前記電動機
11の所要パワーPmの増大と共に前記負荷電流ＩLも増加
するが該電流ＩLの値が前記制限電流設定値Ｖ3S１に至
ったモード３においてはモード１におけると同様の電流
制限制御を受け、前記電流ＩLはその設定値Ｖ3S１に保
持され従って前記電圧ＶC2も一定値となるがその値は前
記電圧垂下特性に従ってその電圧設定値ＶSよりも小と
なる。モード４は前記電動機11加速時の負荷電流ＩLの
制限電流設定値を前記Ｖ3S１より大きいＶ3S2に変更し
た場合の負荷電流ＩLの増加に伴う各部動作模様を示す
ものであり、前記設定値変更に伴う諸変動はモード５に
至ってそれぞれ一定値に落付き前記変更操作を完了す
る。

〔発明の効果〕

上記のようにこの発明はインバータ装置の中間段直流
電圧出力コンデンサの充放電電流をそれぞれ別個に制御
可能としたことにより負荷交流電動機の加減速運転時、
該電動機に対する印加電圧及び通電電流相互の関係を即
応的に最適制御できるようになり、従って前記電動機の
円滑且つ安全な可変速運転を可能としたものである。ま
た前記電動機の加速運転時の電源からの供給エネルギ量
と減速運転時の電動機からの回生エネルギ量は異るため
前記出力コンデンサの充放電電流を制御する２組のスイ
ッチング素子に関してその電流及び電圧定格容量をそれ
ぞれ独自に最適に選定できる経済性を有するものでもあ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の実施例を示す回路図、第２図は第１
図に対応する回路各部の動作波形図、第３図は従来技術
を示す回路図である。なお第１図と第３図において同一
機能の構成要素に対しては同一の表示符号を附してい
る。 １……整流用ダイオードブリッジ、２……平滑用コンデ
ンサ、3.4……スイッチング素子、5.6……転流ダイオー
ド、７……直流電流検出器、８……平滑用リアクトル、
９……出力コンデンサ、10……PAM方式インバータ回
路、11……交流電動機、20……電流制御回路、21.22.2
3.24……演算増巾器、25.26…電圧比較器、27.28……ベ
ース駆動回路、30……電圧設定器、31.32……制限電流
設定器、33.34.35.36.37.38.39.40.41.42……抵抗、43.
44……コンデンサ、45.46……ダイオード、50……電圧
制御回路。

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流入力整流用ダイオードブリッジと、該
   ダイオードブリッジに並列に接続された整流出力平滑用
   コンデンサと、該コンデンサの正極側に接続された整流
   出力スイッチング素子と、該スイッチング素子に並列に
   接続された転流ダイオードと、該スイッチング素子の出
   力側端子と前記ダイオードブリッジの負極端子との間に
   接続されたスイッチング出力用転流ダイオードと、前記
   スイッチング素子の出力側端子において該スイッチング
   素子と直列に接続されたスイッチング出力平滑用リアク
   トルと、該リアクトルの出力側端子と前記ダイオードブ
   リッジの負極端子との間に接続され前記スイッチング素
   子によりその充電電流に従ってその端子電圧を制御され
   る出力コンデンサと、該コンデンサの端子電圧を電源と
   して負荷の交流電動機を駆動するPAM方式インバータ回
   路から成るインバータ装置において、前記スイッチング
   出力用転流ダイオードに並列に接続され前記出力コンデ
   ンサの放電電流を制御するスイッチング素子と、前記平
   滑用リアクトルに直列に接続された直流電流検出器と、
   該検出器により検出される前記平滑用リアクトルの通過
   電流すなわち前記出力コンデンサの充放電電流値及び同
   コンデンサの端子電圧値を入力信号として該入力信号諸
   量とそれぞれの目標設定値との比較演算を行ない、その
   演算結果により前記２組のスイッチング素子を駆動して
   前記出力コンデンサの充電電流を調整する電流制御回路
   とを備え、該制御回路において前記出力コンデンサの充
   放電電流それぞれの目標値を、同コンデンサの端子電圧
   の目標設定値とその実際値との電圧差が前記充放電電流
   それぞれの制限電流目標設定値より小の場合は前記電圧
   差に比例した値として自動設定して前記出力コンデンサ
   端子電圧の変化に追従変化させ、また前記電圧差が前記
   制限電流目標設定値より大の場合は前記電圧差に無関係
   にそれぞれ前記制限電流目標値とするように電流設定値
   の自動変更を行なうことを特徴とするPAM方式インバー
   タ装置の電流制御回路。