JP2529936B2 - ワイヤ送給電動機の速度制御装置 - Google Patents
ワイヤ送給電動機の速度制御装置Info
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- JP2529936B2 JP2529936B2 JP59128864A JP12886484A JP2529936B2 JP 2529936 B2 JP2529936 B2 JP 2529936B2 JP 59128864 A JP59128864 A JP 59128864A JP 12886484 A JP12886484 A JP 12886484A JP 2529936 B2 JP2529936 B2 JP 2529936B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P7/00—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors
- H02P7/06—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current
- H02P7/18—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power
- H02P7/24—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices
- H02P7/28—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices
- H02P7/285—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices controlling armature supply only
- H02P7/2855—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices controlling armature supply only whereby the speed is regulated by measuring the motor speed and comparing it with a given physical value
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- Power Engineering (AREA)
- Control Of Direct Current Motors (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、消耗電極式溶接機に使用するワイヤ送給
電動機の速度制御装置に関する。
電動機の速度制御装置に関する。
近年、CO2溶接機の普及が著しい。この溶接機は、外
部から供給されたワイヤをCO2の雰囲気中で溶融しなが
ら、母材の溶接を行うもので、ワイヤは徐々に消耗する
ので、ワイヤ送給装置によつて連続的に供給しなければ
ならず、その供給速度の制御は極めて重要である。
部から供給されたワイヤをCO2の雰囲気中で溶融しなが
ら、母材の溶接を行うもので、ワイヤは徐々に消耗する
ので、ワイヤ送給装置によつて連続的に供給しなければ
ならず、その供給速度の制御は極めて重要である。
そこで、ワイヤ送給モータとしては、低慣性で速応性
の高いプリントモータが広く使用されている。このモー
タは、回転する電機子の巻線をプリント配線で形成し、
界磁には永久磁石を用いたもので、サイリスタ位相制御
によつて電機子電流を増減して速度制御を行うようにな
つている。また、装置の価格を下げるために、速度発電
機を使用しないで速度検出を行う方法がとられている。
の高いプリントモータが広く使用されている。このモー
タは、回転する電機子の巻線をプリント配線で形成し、
界磁には永久磁石を用いたもので、サイリスタ位相制御
によつて電機子電流を増減して速度制御を行うようにな
つている。また、装置の価格を下げるために、速度発電
機を使用しないで速度検出を行う方法がとられている。
第７図は、この種の速度制御装置の従来例を示す回路
図である。この図において、51はプリントモータであ
り、その両端には全波整流回路52から電機子電流Ｉが供
給されている。全波整流回路52は、変圧器53から供給さ
れる交流電圧e1を１対のサイリスタTH1,TH2によつて全
波整流するもので、サイリスタTH1,TH2の点弧角を制御
することによつて、電機子電流Ｉの通電期間を増減し、
プリントモータ51の速度制御を行つている。ここで、プ
リントモータ51の回転速度は、モータ両端に接続された
分圧抵抗54a,54bの接続点から検出電圧vfとして取り出
される。
図である。この図において、51はプリントモータであ
り、その両端には全波整流回路52から電機子電流Ｉが供
給されている。全波整流回路52は、変圧器53から供給さ
れる交流電圧e1を１対のサイリスタTH1,TH2によつて全
波整流するもので、サイリスタTH1,TH2の点弧角を制御
することによつて、電機子電流Ｉの通電期間を増減し、
プリントモータ51の速度制御を行つている。ここで、プ
リントモータ51の回転速度は、モータ両端に接続された
分圧抵抗54a,54bの接続点から検出電圧vfとして取り出
される。
この点について詳述すると、プリントモータ51には、
第８図（リ）に示すように電機子電流Ｉが流れる通電期
間55aと、流れない非通電期間55bとがあり、非通電期間
55bにおけるモータ両端電圧は、電機子巻線の逆起電力
のみとなり、回転速度に比例する。第９図は、この事情
を説明するための図で、プリントモータ51の速度起電力
（逆起電力）をEN,モータインダクタンスをL,モータ抵
抗をＲとすると、モータ両端電圧Ｅは、 となる。ここで非通電期間55bにおいては、 となるから、 Ｅ＝EN …（３） が成り立ち、モータ両端電圧Ｅは速度起電力ENそのもの
となり、これが分圧された第７図の検出電圧vfとして取
り出され、加え合わせ点56へ供給される。加え合わせ点
56には、速度設定器57から設定電圧vrが供給されてお
り、差電圧vf-vrが作られ、これが反転増幅器58で増幅
され、 Ein＝Ａ（vr-vf） …（４） （ここで、Ａは反転増幅器58の増幅率） なる偏差電圧Einが出力される。この偏差電圧Einは、第
８図（ハ）に示すような波形をもち、プリントモータ51
の速度と設定値との差が大／小となるにつれて、高／低
となり、トランジスタ60のコレクタ電流を増／減させ
て、UJT（ユニジヤンクシヨントランジスタ）61のエミ
ツタに入つているコンデンサCoの充電電流を減／増す
る。これによつてサイリスタTH1,TH2の位相制御がなさ
れる。
第８図（リ）に示すように電機子電流Ｉが流れる通電期
間55aと、流れない非通電期間55bとがあり、非通電期間
55bにおけるモータ両端電圧は、電機子巻線の逆起電力
のみとなり、回転速度に比例する。第９図は、この事情
を説明するための図で、プリントモータ51の速度起電力
（逆起電力）をEN,モータインダクタンスをL,モータ抵
抗をＲとすると、モータ両端電圧Ｅは、 となる。ここで非通電期間55bにおいては、 となるから、 Ｅ＝EN …（３） が成り立ち、モータ両端電圧Ｅは速度起電力ENそのもの
となり、これが分圧された第７図の検出電圧vfとして取
り出され、加え合わせ点56へ供給される。加え合わせ点
56には、速度設定器57から設定電圧vrが供給されてお
り、差電圧vf-vrが作られ、これが反転増幅器58で増幅
され、 Ein＝Ａ（vr-vf） …（４） （ここで、Ａは反転増幅器58の増幅率） なる偏差電圧Einが出力される。この偏差電圧Einは、第
８図（ハ）に示すような波形をもち、プリントモータ51
の速度と設定値との差が大／小となるにつれて、高／低
となり、トランジスタ60のコレクタ電流を増／減させ
て、UJT（ユニジヤンクシヨントランジスタ）61のエミ
ツタに入つているコンデンサCoの充電電流を減／増す
る。これによつてサイリスタTH1,TH2の位相制御がなさ
れる。
以下、この位相制御について説明する。まずUJT61の
各ベースには、抵抗62,パルストランス63を介して、電
圧Ezが供給されている。この電圧Ezは、変圧器53で降圧
した交流をブリツジ回路64で全波整流し、ツユナーダイ
オード65で一部定電圧化したもので、第８図（ロ）に示
すように、交流電圧e1と同時に零に落ちる台形波状の脈
流である。このため、UJT61は、電圧Ezの零近傍でコン
デンサCoを必ず放電させ、リセツト状態とする。また、
このとき交流電圧e1が零になることによつてサイリスタ
TH1,TH2もオフとなり、電機子電流Ｉは非通電期間55bに
入る。従つて、非通電期間55bが始まつた時点では、コ
ンデンサCoはリセツト状態にあり、以後、非通電期間55
bにおける偏差電圧Einに応じた充電が行われる。すなわ
ち、コンデンサCoの充電は、トランジスタ60の作用によ
り、偏差電圧Einが大きいときにはゆつくりと行われ、
小さいときには速くなる（第８図（ニ），（ヘ））。従
つて、サイリスタTH1,TH2の点弧タイミングは、偏差電
圧Einの大／小に応じて遅／速となり（同図（ホ），
（ト））、電機子電流Ｉが減／増される（同図（リ）：
実線はEin小，破線はEin大のときの波形を示す）。こう
して、プリントモータ51の速度は、非通電期間55b中の
偏差電圧Einによつてコントロールされるので、正しい
速度検出が可能となり、忠実な速度制御を実施すること
ができる。
各ベースには、抵抗62,パルストランス63を介して、電
圧Ezが供給されている。この電圧Ezは、変圧器53で降圧
した交流をブリツジ回路64で全波整流し、ツユナーダイ
オード65で一部定電圧化したもので、第８図（ロ）に示
すように、交流電圧e1と同時に零に落ちる台形波状の脈
流である。このため、UJT61は、電圧Ezの零近傍でコン
デンサCoを必ず放電させ、リセツト状態とする。また、
このとき交流電圧e1が零になることによつてサイリスタ
TH1,TH2もオフとなり、電機子電流Ｉは非通電期間55bに
入る。従つて、非通電期間55bが始まつた時点では、コ
ンデンサCoはリセツト状態にあり、以後、非通電期間55
bにおける偏差電圧Einに応じた充電が行われる。すなわ
ち、コンデンサCoの充電は、トランジスタ60の作用によ
り、偏差電圧Einが大きいときにはゆつくりと行われ、
小さいときには速くなる（第８図（ニ），（ヘ））。従
つて、サイリスタTH1,TH2の点弧タイミングは、偏差電
圧Einの大／小に応じて遅／速となり（同図（ホ），
（ト））、電機子電流Ｉが減／増される（同図（リ）：
実線はEin小，破線はEin大のときの波形を示す）。こう
して、プリントモータ51の速度は、非通電期間55b中の
偏差電圧Einによつてコントロールされるので、正しい
速度検出が可能となり、忠実な速度制御を実施すること
ができる。
ところで、上述した従来の速度制御装置においては、
電機子電流Ｉのピーク値が大きく（第８図（リ）参
照）、平均値の数倍にも達することがある。例えば、プ
リントモータ51の定格電圧を24V,75W軸出力すると、モ
ータ抵抗Ｒが0.7Ω，モータインダクタンスＬが50μＨ
程度になる。このモータを定格速度で回転させるために
は、24Vの平均値を得る必要があるから、交流ピーク電
圧epは、 となる。次に、モータを定格回転数の1/2で回すとする
と、モータ速度起電圧は役10V,サイリスタTH1,TH2の通
電角は役60°となる（実測値）。従つて、電機子電流Ｉ
のピーク値Ipは、 となり、極めて大きい。実際には、変圧器53側のもれイ
ンダクタンスやモータ速度の増大効果により、30Aも上
昇しないが、それでも20A程度のピーク電流Ipが流れ
る。以上は、平均電流を3Aとした場合であるから、ピ
ーク電流Ipは平均電流の６倍以上にもなる。（第10図
参照） このように、従来の装置では、電機子電流Ｉの脈動が
激しいため、電機子巻線の損失許容値の制約上、平均電
流を定格値よりかなり低くしぼる必要がある。このた
め、プリントモータ51の能力を十分に発揮させられない
ことになる。また、いたずらにトルク脈動を生じさせ、
ギアなどの部品の寿命にまで影響を及ぼしかねない状態
であつた。さらにモータの界磁の減磁現象などもあらわ
れ、システムの寿命と信頼性に悪影響を及ぼしていた。
電機子電流Ｉのピーク値が大きく（第８図（リ）参
照）、平均値の数倍にも達することがある。例えば、プ
リントモータ51の定格電圧を24V,75W軸出力すると、モ
ータ抵抗Ｒが0.7Ω，モータインダクタンスＬが50μＨ
程度になる。このモータを定格速度で回転させるために
は、24Vの平均値を得る必要があるから、交流ピーク電
圧epは、 となる。次に、モータを定格回転数の1/2で回すとする
と、モータ速度起電圧は役10V,サイリスタTH1,TH2の通
電角は役60°となる（実測値）。従つて、電機子電流Ｉ
のピーク値Ipは、 となり、極めて大きい。実際には、変圧器53側のもれイ
ンダクタンスやモータ速度の増大効果により、30Aも上
昇しないが、それでも20A程度のピーク電流Ipが流れ
る。以上は、平均電流を3Aとした場合であるから、ピ
ーク電流Ipは平均電流の６倍以上にもなる。（第10図
参照） このように、従来の装置では、電機子電流Ｉの脈動が
激しいため、電機子巻線の損失許容値の制約上、平均電
流を定格値よりかなり低くしぼる必要がある。このた
め、プリントモータ51の能力を十分に発揮させられない
ことになる。また、いたずらにトルク脈動を生じさせ、
ギアなどの部品の寿命にまで影響を及ぼしかねない状態
であつた。さらにモータの界磁の減磁現象などもあらわ
れ、システムの寿命と信頼性に悪影響を及ぼしていた。
この発明は、上記の事情に鑑み、脈動の少ない電流に
より、モータの能力を十分に活用できるようにするとと
もに、装置の信頼性向上および部品の長寿命化を図つた
ワイヤ送給電動機の速度制御装置を提供することを目的
とする。
より、モータの能力を十分に活用できるようにするとと
もに、装置の信頼性向上および部品の長寿命化を図つた
ワイヤ送給電動機の速度制御装置を提供することを目的
とする。
この目的を達成するために、この発明は、消耗電極式
溶接機に使用するワイヤ送給電動機の速度制御装置にお
いて、前記ワイヤ送給用の直流電動機の電機子巻線にス
イッチング素子を介して電機子電流を供給する直流電源
と、前記直流電動機に並列に介挿された環流ダイオード
と、前記電機子電流が零のときに前記電機子巻線の両端
電圧を検出し、この両端電圧と設定電圧との差電圧に対
応して前記スイッチング素子のオン可能領域とオン不可
領域とを規定する予め設定された一定周期のタイミング
パルスを出力するタイミング制御手段と、前記タイミン
グパルスのオン可能領域出力中に、前記スイッチング素
子をオン／オフして前記電機子電流の瞬時値をほぼ一定
に保つとともに、前記瞬時値は前記電機子電流の実効値
が定格電流を越えないように選定されたスイッチング制
御手段とを具備し、前記タイミングパルスは、そのオン
可能領域が予め定められた値以下、あるいはそのオン不
可領域が予め定められた値以上であることを特徴とす
る。
溶接機に使用するワイヤ送給電動機の速度制御装置にお
いて、前記ワイヤ送給用の直流電動機の電機子巻線にス
イッチング素子を介して電機子電流を供給する直流電源
と、前記直流電動機に並列に介挿された環流ダイオード
と、前記電機子電流が零のときに前記電機子巻線の両端
電圧を検出し、この両端電圧と設定電圧との差電圧に対
応して前記スイッチング素子のオン可能領域とオン不可
領域とを規定する予め設定された一定周期のタイミング
パルスを出力するタイミング制御手段と、前記タイミン
グパルスのオン可能領域出力中に、前記スイッチング素
子をオン／オフして前記電機子電流の瞬時値をほぼ一定
に保つとともに、前記瞬時値は前記電機子電流の実効値
が定格電流を越えないように選定されたスイッチング制
御手段とを具備し、前記タイミングパルスは、そのオン
可能領域が予め定められた値以下、あるいはそのオン不
可領域が予め定められた値以上であることを特徴とす
る。
以下、図面を参照して本発明の実施例を説明する。
第１図は、本発明の第１実施例の構成を示す回路図で
ある。
ある。
この図において、１はワイヤ送給用のプリントモー
タ、２はその電機子巻線であり、電機子巻線２はインダ
クタンス分Loと抵抗分Roによつて等価的に示されてい
る。プリントモータ１の両端には、直流電源３からトラ
ンジスタ４と外部リアクトル５を介して電機子電流ｉが
供給され、この電流ｉがシヤント抵抗６の両端に検出電
圧eiを発生する。また、プリントモータ１の両端には、
環流ダイオード７が前記外部リアクトル５を介して接続
されるとともに、電機子電圧検出用の分圧抵抗8a,8bが
接続され、分圧抵抗8a,8bの接続点から検出電圧VFが出
力される。検出電圧VFは加え合わせ点９に供給されて速
度設定器10から供給される設定電圧VRと比較され、その
差電圧VR-VFが増幅器11に供給され、増幅器11からは偏
差電圧Δｅ（Δｅ＝Ａ（VR-VF）;Aは増幅器11の増幅
率）が出力される。この偏差電圧Δｅは、加え合わせ点
12において三角波発振器13から供給される一定周期の三
角波TWと加算され、比較器14を介してSRフリツプ・フロ
ツプ（以下FFと略称する）15のセツト端Ｓに供給され
る。このFF15のリセツト端Ｒにはリセツトパルス発生器
16からリセツトパルスRPが供給されている。ここで、前
記リセツトパルスRPは、三角波TWと同期し、第２図
（ロ）に示すように、三角波TWの下降部で“L"レベルに
なり、“L"レベルになるときにFF15をリセツトする。一
方、比較器14の出力は、偏差電圧Δｅと三角波TWの和が
正になるとき、すなわち、第２図（イ），（ハ）に示す
ように、三角波TW＞−Δｅとなるときに立ち下り、この
立ち下りでFF15をセツトする。そして、FF15の出力P1が
抵抗17を介してトランジスタ18へ供給される。
タ、２はその電機子巻線であり、電機子巻線２はインダ
クタンス分Loと抵抗分Roによつて等価的に示されてい
る。プリントモータ１の両端には、直流電源３からトラ
ンジスタ４と外部リアクトル５を介して電機子電流ｉが
供給され、この電流ｉがシヤント抵抗６の両端に検出電
圧eiを発生する。また、プリントモータ１の両端には、
環流ダイオード７が前記外部リアクトル５を介して接続
されるとともに、電機子電圧検出用の分圧抵抗8a,8bが
接続され、分圧抵抗8a,8bの接続点から検出電圧VFが出
力される。検出電圧VFは加え合わせ点９に供給されて速
度設定器10から供給される設定電圧VRと比較され、その
差電圧VR-VFが増幅器11に供給され、増幅器11からは偏
差電圧Δｅ（Δｅ＝Ａ（VR-VF）;Aは増幅器11の増幅
率）が出力される。この偏差電圧Δｅは、加え合わせ点
12において三角波発振器13から供給される一定周期の三
角波TWと加算され、比較器14を介してSRフリツプ・フロ
ツプ（以下FFと略称する）15のセツト端Ｓに供給され
る。このFF15のリセツト端Ｒにはリセツトパルス発生器
16からリセツトパルスRPが供給されている。ここで、前
記リセツトパルスRPは、三角波TWと同期し、第２図
（ロ）に示すように、三角波TWの下降部で“L"レベルに
なり、“L"レベルになるときにFF15をリセツトする。一
方、比較器14の出力は、偏差電圧Δｅと三角波TWの和が
正になるとき、すなわち、第２図（イ），（ハ）に示す
ように、三角波TW＞−Δｅとなるときに立ち下り、この
立ち下りでFF15をセツトする。そして、FF15の出力P1が
抵抗17を介してトランジスタ18へ供給される。
次に、シヤント抵抗６によつて検出された検出電圧ei
は、分圧抵抗20a,20bを介して電圧ecとされ、比較器21
において設定電圧erと比較される。この設定電圧erは、
正帰環抵抗22a,22bの作用により基準電圧er0よりわずか
に高い値er1と、er0よりわずかに低い値er2をとる。そ
して、比較器21は、ec＞er1のとき“L"レベル,ec＜er2
のとき“H"レベルとなるパルスP2を出力する（いわゆる
ヒステリシス・コンパレータである）。前記パルスP2は
インバータ23,トランジスタ24を介して上記トランジス
タ18のベースに供給される。このトランジスタ18のコレ
クタは抵抗25を介してトランジスタ４のベースに接続さ
れ、トランジスタ４をオン／オフして電機子電流ｉの制
御を行う。
は、分圧抵抗20a,20bを介して電圧ecとされ、比較器21
において設定電圧erと比較される。この設定電圧erは、
正帰環抵抗22a,22bの作用により基準電圧er0よりわずか
に高い値er1と、er0よりわずかに低い値er2をとる。そ
して、比較器21は、ec＞er1のとき“L"レベル,ec＜er2
のとき“H"レベルとなるパルスP2を出力する（いわゆる
ヒステリシス・コンパレータである）。前記パルスP2は
インバータ23,トランジスタ24を介して上記トランジス
タ18のベースに供給される。このトランジスタ18のコレ
クタは抵抗25を介してトランジスタ４のベースに接続さ
れ、トランジスタ４をオン／オフして電機子電流ｉの制
御を行う。
次に、上記第１実施例の動作を説明する。
まず概略動作を説明すると、直流電源３から供給され
る直流電流をトランジスタ４でオン／オフすることによ
り電機子電流ｉの実効値を変化させるようになつてい
る。この場合、プリントモータ１の速度制御を実現させ
るために、速度設定値（設定電圧VR）と速度帰還量（検
出電圧VF）との差を増幅して偏差電圧Δｅを得、偏差電
圧Δｅに応じてトランジスタ４のオン可能領域（パルス
P1の“H"レベル期間）を決定する。このとき、オン可能
領域内での電機子電流ｉをある範囲内に抑制するため
に、電流ｉの瞬時値（検出電圧eiに対応）を検出し、比
較器21（ヒステリシス・コンパレータ）によつて十分高
い周波数でトランジスタ４をさらにきめ細かくオン／オ
フするようになつている。
る直流電流をトランジスタ４でオン／オフすることによ
り電機子電流ｉの実効値を変化させるようになつてい
る。この場合、プリントモータ１の速度制御を実現させ
るために、速度設定値（設定電圧VR）と速度帰還量（検
出電圧VF）との差を増幅して偏差電圧Δｅを得、偏差電
圧Δｅに応じてトランジスタ４のオン可能領域（パルス
P1の“H"レベル期間）を決定する。このとき、オン可能
領域内での電機子電流ｉをある範囲内に抑制するため
に、電流ｉの瞬時値（検出電圧eiに対応）を検出し、比
較器21（ヒステリシス・コンパレータ）によつて十分高
い周波数でトランジスタ４をさらにきめ細かくオン／オ
フするようになつている。
次に、第２図のタイムチヤートを参照して上記動作を
詳細に説明する。
詳細に説明する。
三角波発振器13は、極性が負でピーク値が０の三角波
TWを一定周期Ｔで連続発振する（同図（イ））。また、
リセツトパルス発生器16は、三角波TWの上昇部で“H"レ
ベルになり、下降部で“L"レベルになるリセツトパルス
RPを出力し、“L"レベルに立ち下るときにFF15をリセツ
トする（同図（ロ），（ハ））。
TWを一定周期Ｔで連続発振する（同図（イ））。また、
リセツトパルス発生器16は、三角波TWの上昇部で“H"レ
ベルになり、下降部で“L"レベルになるリセツトパルス
RPを出力し、“L"レベルに立ち下るときにFF15をリセツ
トする（同図（ロ），（ハ））。
今、プリントモータ１の回転速度が設定値以下に減少
したとすると、電機子巻線２の両端電圧（逆起電力）が
低下し、差電圧VR-VFが上昇する。この結果、偏差電圧
Δｅが上昇し（−Δｅが下降し）、TW＞−Δｅとなる期
間、すなわち、TW＋Δｅ＞０となつて比較器14の出力が
“L"レベルになる期間が長くなる。ところで、FF15は比
較器14の出力が“L"レベルに立ち下るときにセツトさ
れ、リセツトパルスRPによつてリセツトされるから、FF
15の出力パルスP1の“H"期間は偏差電圧Δｅの上昇（−
Δｅの下降）にともなつて幅が広くなる（同図（イ），
（ハ））。ここで、パルスP1の“H"期間は、後述するよ
うにトランジスタ４をオンとすることのできる期間であ
り、“L"期間はオンとすることのできない領域なので、
前記“H"期間をオン可能領域30a、“L"期間をオン不可
領域30bと呼ぶことにする。この場合、これらの領域
は、増幅器11の増幅率や三角波TWの波形（振幅やデユー
テイ比等）によつても変化，調節できることは明らかで
ある。
したとすると、電機子巻線２の両端電圧（逆起電力）が
低下し、差電圧VR-VFが上昇する。この結果、偏差電圧
Δｅが上昇し（−Δｅが下降し）、TW＞−Δｅとなる期
間、すなわち、TW＋Δｅ＞０となつて比較器14の出力が
“L"レベルになる期間が長くなる。ところで、FF15は比
較器14の出力が“L"レベルに立ち下るときにセツトさ
れ、リセツトパルスRPによつてリセツトされるから、FF
15の出力パルスP1の“H"期間は偏差電圧Δｅの上昇（−
Δｅの下降）にともなつて幅が広くなる（同図（イ），
（ハ））。ここで、パルスP1の“H"期間は、後述するよ
うにトランジスタ４をオンとすることのできる期間であ
り、“L"期間はオンとすることのできない領域なので、
前記“H"期間をオン可能領域30a、“L"期間をオン不可
領域30bと呼ぶことにする。この場合、これらの領域
は、増幅器11の増幅率や三角波TWの波形（振幅やデユー
テイ比等）によつても変化，調節できることは明らかで
ある。
さて、パルスP1が“H"レベルになると、トランジスタ
18,4が相継いでオンとなり（同図（ホ）），電機子電流
ｉが流れる。ここで、電機子電流ｉは外部リアクトル５
や電機子巻線２のインダクタンス分Loを通つて流れるの
で、指数関数的に上昇する波形となり（同図（ヘ））、
シヤント抵抗６の両端電圧eiを上昇させる。この結果、
比較器21の反転入力端へ供給される電圧ecが上昇し、ec
が基準電圧er（この場合は上述したようにer＝er1）を
越えると、比較器21の出力パルスP2が“L"となり、イン
バータ23を介してトランジスタ24がオンとなる。これに
よつて、トランジスタ18,4が相継いでオフとなり、電機
子電流ｉは環流ダイオード７を通して流れ、次第に減少
する。この減少は再びシヤント抵抗６によつて検出さ
れ、前記電圧ecが低下し、ecが基準電圧er（この場合er
＝er2＜er1）より下がると、比較器21の出力パルスP2が
“H"となり、上と逆の動作によつてトランジスタ４がオ
ンされる（同図（ニ），（ホ））。こうして、ヒステリ
シス形の比較器21の作用により、パルスP1のオン可能領
域30aの間、トランジスタ４は三角波TWよりもかなり高
い周波数でオン／オフし（同図（ホ））、電機子電流ｉ
をほぼ一定の値に保持する。なお、電機子電流ｉの大き
さは比較器21の基準電圧erを変化させることにより、ま
たその振れ幅は基準電圧erの２つの値er1およびer2を変
化させることにより調節できることは明らかである。ま
た、FF15は、トランジスタ４がオンとなつて偏差電圧Δ
ｅが下つてもトランジスタ４がオフされないようにする
一方、リセツトパルスRPによつてリセツトされてトラン
ジスタ４をオフにし、電機子電流ｉと三角波TWの同期を
とる働きをしている。
18,4が相継いでオンとなり（同図（ホ）），電機子電流
ｉが流れる。ここで、電機子電流ｉは外部リアクトル５
や電機子巻線２のインダクタンス分Loを通つて流れるの
で、指数関数的に上昇する波形となり（同図（ヘ））、
シヤント抵抗６の両端電圧eiを上昇させる。この結果、
比較器21の反転入力端へ供給される電圧ecが上昇し、ec
が基準電圧er（この場合は上述したようにer＝er1）を
越えると、比較器21の出力パルスP2が“L"となり、イン
バータ23を介してトランジスタ24がオンとなる。これに
よつて、トランジスタ18,4が相継いでオフとなり、電機
子電流ｉは環流ダイオード７を通して流れ、次第に減少
する。この減少は再びシヤント抵抗６によつて検出さ
れ、前記電圧ecが低下し、ecが基準電圧er（この場合er
＝er2＜er1）より下がると、比較器21の出力パルスP2が
“H"となり、上と逆の動作によつてトランジスタ４がオ
ンされる（同図（ニ），（ホ））。こうして、ヒステリ
シス形の比較器21の作用により、パルスP1のオン可能領
域30aの間、トランジスタ４は三角波TWよりもかなり高
い周波数でオン／オフし（同図（ホ））、電機子電流ｉ
をほぼ一定の値に保持する。なお、電機子電流ｉの大き
さは比較器21の基準電圧erを変化させることにより、ま
たその振れ幅は基準電圧erの２つの値er1およびer2を変
化させることにより調節できることは明らかである。ま
た、FF15は、トランジスタ４がオンとなつて偏差電圧Δ
ｅが下つてもトランジスタ４がオフされないようにする
一方、リセツトパルスRPによつてリセツトされてトラン
ジスタ４をオフにし、電機子電流ｉと三角波TWの同期を
とる働きをしている。
この第１実施例によれば、電機子巻線２の損失を従来
より大幅に減少させることができる。例えば電機子電流
の平均値を3Aとした場合、従来の装置では第３図（イ）
に示す波形となり、実効電流Irms≒6.6Aとなるから、モ
ータ抵抗Roが0.7Ωのときには、損失は30Wとなる。一
方、本実施例において通電期間を60％とすると、通電時
の電機子電流ｉは5Aとなる（同図（ロ））。ここで、リ
ツプル分を1A,トランジスタ４のオン／オフ周波数を40K
HZ,三角波TWの周波数を400HZとすると、電機子電流ｉは
同図（ロ）に示す波形となり、実効電流irms＝3.9A、損
失は10Wとなり、従来の1/3程度に減少する。
より大幅に減少させることができる。例えば電機子電流
の平均値を3Aとした場合、従来の装置では第３図（イ）
に示す波形となり、実効電流Irms≒6.6Aとなるから、モ
ータ抵抗Roが0.7Ωのときには、損失は30Wとなる。一
方、本実施例において通電期間を60％とすると、通電時
の電機子電流ｉは5Aとなる（同図（ロ））。ここで、リ
ツプル分を1A,トランジスタ４のオン／オフ周波数を40K
HZ,三角波TWの周波数を400HZとすると、電機子電流ｉは
同図（ロ）に示す波形となり、実効電流irms＝3.9A、損
失は10Wとなり、従来の1/3程度に減少する。
このことは、電機子巻線２の損失だけの問題ではな
く、使用する半導体のピーク耐量の点からも望ましいこ
とであり、スイツチング素子（本実施例ではトランジス
タ４）としてトランジスタ,MOS・FETなどを極めて容易
に使用できる装置となる。また、従来は、許容損失の点
からプリントモータ１の定格能力を引き出すことが困難
であつたが、本実施例によれば十分な余裕をもつて定格
能力を引き出すことができる。
く、使用する半導体のピーク耐量の点からも望ましいこ
とであり、スイツチング素子（本実施例ではトランジス
タ４）としてトランジスタ,MOS・FETなどを極めて容易
に使用できる装置となる。また、従来は、許容損失の点
からプリントモータ１の定格能力を引き出すことが困難
であつたが、本実施例によれば十分な余裕をもつて定格
能力を引き出すことができる。
また、何らかの要因でプリントモータ１がロツクした
場合、電機子巻線２の逆起電圧が０となり、従つて検出
電圧VFも０となるから、偏差電圧Δｅが最大となつてオ
ン可能領域30aが最大限まで広がる。この場合でも、電
機子電流ｉの実効値がモータ定格電流を超えないよう
に、オン可能領域30aにおける電流値を設定しておけば
問題はない。例えば、オン可能領域30aの最大幅が周期
Ｔの80％とすると（第４図）、オン可能領域30aにおけ
る平均電流値は、リツプル分の実効値を無視すると、５
・6A程度に設定すればよい。
場合、電機子巻線２の逆起電圧が０となり、従つて検出
電圧VFも０となるから、偏差電圧Δｅが最大となつてオ
ン可能領域30aが最大限まで広がる。この場合でも、電
機子電流ｉの実効値がモータ定格電流を超えないよう
に、オン可能領域30aにおける電流値を設定しておけば
問題はない。例えば、オン可能領域30aの最大幅が周期
Ｔの80％とすると（第４図）、オン可能領域30aにおけ
る平均電流値は、リツプル分の実効値を無視すると、５
・6A程度に設定すればよい。
次に、第５図は、本発明の第２実施例の構成を示す回
路図であり、第１図の各部に対応する部分には同一の符
号を付してある。この第２実施例が第１実施例と異なる
点は、検出電圧VFの取り込み方法である。
路図であり、第１図の各部に対応する部分には同一の符
号を付してある。この第２実施例が第１実施例と異なる
点は、検出電圧VFの取り込み方法である。
すなわち、本実施例においては、分圧抵抗8a,8bの接
続点と、加え合わせ点９との間にサンプルホールド回路
31を介挿するとともに、比較器14と抵抗17との間に、FF
15を替えて、インバータ32,ナンドゲート33,インバータ
34の直列回路と、ナンドゲート33の出力によつて駆動さ
れてサンプルホールド回路31のモード切換スイツチ31a
をオン／オフさせるオンデイレイ回路35を設けている。
また、リセツトパルスRPがナンドゲート33の入力端に供
給されている。
続点と、加え合わせ点９との間にサンプルホールド回路
31を介挿するとともに、比較器14と抵抗17との間に、FF
15を替えて、インバータ32,ナンドゲート33,インバータ
34の直列回路と、ナンドゲート33の出力によつて駆動さ
れてサンプルホールド回路31のモード切換スイツチ31a
をオン／オフさせるオンデイレイ回路35を設けている。
また、リセツトパルスRPがナンドゲート33の入力端に供
給されている。
このような構成において、三角波TW,リセツトパルスR
Pは第１実施例と同様に出力される（第６図（イ），
（ロ））。そして、リセツトパルスRPが“L"レベルに立
ち下ると、ナンドゲート33の出力が“H"レベルとなり、
インバータ34の出力すなわちパルスP1がオン不可状態
（“L"レベル）30bとなつて（同図（ハ））、トランジ
スタ４がオフされるとともに（同図（ホ））、オンデイ
レイ回路35が駆動され、時間ΔＴ後にモード切換スイツ
チ31aをオンとする（同図（チ））。これによつて、電
機子電流ｉが零のときの検出電圧VF（これはすでに述べ
たように、プリントモータ１の速度に正確に対応する）
がサンプルホールド回路31に取り込まれ、偏差電圧Δｅ
が決定される。そして、TW＞−Δｅすなわち、TW＋Δｅ
＞０となつてパルスP1が立ち上がるまで、トランジスタ
４がオフ状態に保たれる（同図（イ），（ホ））。
Pは第１実施例と同様に出力される（第６図（イ），
（ロ））。そして、リセツトパルスRPが“L"レベルに立
ち下ると、ナンドゲート33の出力が“H"レベルとなり、
インバータ34の出力すなわちパルスP1がオン不可状態
（“L"レベル）30bとなつて（同図（ハ））、トランジ
スタ４がオフされるとともに（同図（ホ））、オンデイ
レイ回路35が駆動され、時間ΔＴ後にモード切換スイツ
チ31aをオンとする（同図（チ））。これによつて、電
機子電流ｉが零のときの検出電圧VF（これはすでに述べ
たように、プリントモータ１の速度に正確に対応する）
がサンプルホールド回路31に取り込まれ、偏差電圧Δｅ
が決定される。そして、TW＞−Δｅすなわち、TW＋Δｅ
＞０となつてパルスP1が立ち上がるまで、トランジスタ
４がオフ状態に保たれる（同図（イ），（ホ））。
さて、パルスP1が立ち上ると、これによつてパルスP1
はオン可能状態30a（“H"レベル）となり、トランジス
タ４が第１実施例と同様にオン／オフされ、電機子電流
ｉが略一定に保たれ、（同図（ヘ））、リセツトパルス
RPがパルスP1を再びオン不可領域30bにするまでこの状
態が続く。こうして、本実施例においても第１実施例と
全く同様の効果を果すことができる。
はオン可能状態30a（“H"レベル）となり、トランジス
タ４が第１実施例と同様にオン／オフされ、電機子電流
ｉが略一定に保たれ、（同図（ヘ））、リセツトパルス
RPがパルスP1を再びオン不可領域30bにするまでこの状
態が続く。こうして、本実施例においても第１実施例と
全く同様の効果を果すことができる。
なお、上記各実施例は、電動機力行状態の制御を行う
方法について述べているが、モータ両端にスイツチを介
して抵抗を接続し、このスイツチをオンすると同時にト
ランジスタ４をオフすれば、発電制御機能が容易に得ら
れることはいうまでもない。
方法について述べているが、モータ両端にスイツチを介
して抵抗を接続し、このスイツチをオンすると同時にト
ランジスタ４をオフすれば、発電制御機能が容易に得ら
れることはいうまでもない。
以上説明したように、この発明によれば、電機子電流
のピーク値と平均値の比を小さくすることができる。こ
の結果、直流電動機の能力を十分に活用できるととも
に、トルク脈動が少くなるので部品の寿命を延ばすこと
ができ、装置の信頼性が向上する。また、オン可能領域
内での電機子電流が定格電流を超えないように設定して
いるので、何らかの要因で直流電動機がロツクした場合
でも、これを保護することができる。
のピーク値と平均値の比を小さくすることができる。こ
の結果、直流電動機の能力を十分に活用できるととも
に、トルク脈動が少くなるので部品の寿命を延ばすこと
ができ、装置の信頼性が向上する。また、オン可能領域
内での電機子電流が定格電流を超えないように設定して
いるので、何らかの要因で直流電動機がロツクした場合
でも、これを保護することができる。
第１図は、本発明の第１実施例の構成を示す回路図、第
２図は同実施例の動作タイムチヤート，第３図は従来装
置と同実施例の電機子電流を比較するための波形図、第
４図はオン可能領域30bにおける電機子電流ｉの設定方
法を説明するための波形図、第５図は本発明の第２実施
例の構成を示す回路図、第６図は同実施例の動作タイム
チヤート，第７図は従来の速度制御装置の構成を示す回
路図、第８図は同装置の動作タイムチヤート、第９図は
速度起電力ENとモータ両端電圧Ｅの関係を説明するため
の図、第10図は、同装置における電機子電流のピーク値
と平均値の一例を示す波形図である。 １……プリントモータ（直流電動機）、２……電機子巻
線、３……直流電源、４……トランジスタ（スイツチン
グ素子）、６……シヤント抵抗、７……環流ダイオー
ド、8a,8b……分圧抵抗（モータ両端電圧検出手段）、1
0……速度設定器、11……増幅器、13……三角波発振器
（発振器）、14……比較器、15……SRフリツプ・フロツ
プ（記憶回路）、16……リセツトパルス発生器（以上、
8a,8b、９〜16はタイミング制御手段）、21……比較器
（以上6,21はスイツチング制御手段）、30a……オン可
能領域、30b……オン不可領域、31……サンプルホール
ド回路、35……オンデイレイ回路（タイミング回路）、
Δｅ……偏差電圧、ｉ……電機子電流、P1……タイミン
グパルス、RP……リセツトパルス、VF……検出電圧、VR
……設定電圧、TW……三角波（基準波形）。
２図は同実施例の動作タイムチヤート，第３図は従来装
置と同実施例の電機子電流を比較するための波形図、第
４図はオン可能領域30bにおける電機子電流ｉの設定方
法を説明するための波形図、第５図は本発明の第２実施
例の構成を示す回路図、第６図は同実施例の動作タイム
チヤート，第７図は従来の速度制御装置の構成を示す回
路図、第８図は同装置の動作タイムチヤート、第９図は
速度起電力ENとモータ両端電圧Ｅの関係を説明するため
の図、第10図は、同装置における電機子電流のピーク値
と平均値の一例を示す波形図である。 １……プリントモータ（直流電動機）、２……電機子巻
線、３……直流電源、４……トランジスタ（スイツチン
グ素子）、６……シヤント抵抗、７……環流ダイオー
ド、8a,8b……分圧抵抗（モータ両端電圧検出手段）、1
0……速度設定器、11……増幅器、13……三角波発振器
（発振器）、14……比較器、15……SRフリツプ・フロツ
プ（記憶回路）、16……リセツトパルス発生器（以上、
8a,8b、９〜16はタイミング制御手段）、21……比較器
（以上6,21はスイツチング制御手段）、30a……オン可
能領域、30b……オン不可領域、31……サンプルホール
ド回路、35……オンデイレイ回路（タイミング回路）、
Δｅ……偏差電圧、ｉ……電機子電流、P1……タイミン
グパルス、RP……リセツトパルス、VF……検出電圧、VR
……設定電圧、TW……三角波（基準波形）。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 伊東 義明 伊勢市竹ヶ鼻町100番地 神鋼電機株式 会社伊勢工場内 (72)発明者 丸山 徳治 横浜市戸塚区長尾台町448―５―10
Claims (3)
- 【請求項１】消耗電極式溶接機に使用するワイヤ送給電
動機の速度制御装置において、 前記ワイヤ送給用の直流電動機の電機子巻線にスイッチ
ング素子を介して電機子電流を供給する直流電流と、 前記直流電動機に並列に介挿された環流ダイオードと、 前記電機子電流が零のときに前記電機子巻線の両端電圧
を検出し、この両端電圧と設定電圧との差電圧に対応し
て前記スイッチング素子のオン可能領域とオン不可領域
とを規定する予め設定された一定周期のタイミングパル
スを出力するタイミング制御手段と、 前記タイミングパルスのオン可能領域出力中に、前記ス
イッチング素子をオン／オフして前記電機子電流の瞬時
値をほぼ一定に保つとともに、前記瞬時値は前記電機子
電流の実効値が定格電流を越えないように選定されたス
イッチング制御手段とを具備し、 前記タイミングパルスは、そのオン可能領域が予め定め
られた値以下、あるいはそのオン不可領域が予め定めら
れた値以上である ことを特徴とするワイヤ送給電動機の速度制御装置。 - 【請求項２】前記タイミング制御手段は、 前記電機子巻線の両端電圧を検出するモータ両端電圧検
出手段と、 前記直流電動機の速度を設定する速度設定手段と、 前記タイミングパルスの周期を決定する基準波形を出力
する発振器と、 この基準波形と同期してリセットパルスを出力するリセ
ットパルス発生手段と、 前記モータ両端電圧検出手段と速度設定手段の出力の差
電圧を増幅する増幅器と、 この増幅器の出力と前記基準波形を比較する比較器と、 この比較器の出力によってセットされ、前記リセットパ
ルスによってリセットされる記憶回路と からなることを特徴とする特許請求の範囲第１項ないし
第３項いずれかの項記載のワイヤ送給電動機の速度制御
装置。 - 【請求項３】前記タイミング制御手段は、 前記電機子巻線の両端電圧を検出するモータ両端電圧検
出手段と、 前記直流電動機の速度を設定する速度設定手段と、 前記モータ両端電圧検出手段の出力端に接続されたサン
プルホールド回路と、 前記電機子電流がほぼ零のときに前記サンプルホールド
回路にサンプル指令を発するタイミング回路と を具備することを特徴とする特許請求の範囲第１項ない
し第４項いずれかの項記載のワイヤ送給電動機の速度制
御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59128864A JP2529936B2 (ja) | 1984-06-22 | 1984-06-22 | ワイヤ送給電動機の速度制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59128864A JP2529936B2 (ja) | 1984-06-22 | 1984-06-22 | ワイヤ送給電動機の速度制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS619182A JPS619182A (ja) | 1986-01-16 |
| JP2529936B2 true JP2529936B2 (ja) | 1996-09-04 |
Family
ID=14995249
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59128864A Expired - Lifetime JP2529936B2 (ja) | 1984-06-22 | 1984-06-22 | ワイヤ送給電動機の速度制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2529936B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62217888A (ja) * | 1986-03-17 | 1987-09-25 | Osaka Denki Co Ltd | 直流モ−タの速度制御装置 |
| EP0296444B1 (de) * | 1987-06-25 | 1992-08-26 | Siemens Aktiengesellschaft | Schaltungsanordnung zur Steuerung der Drehzahl eines Gleichstromkleinstmotors |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57138890A (en) * | 1981-02-23 | 1982-08-27 | Secoh Giken Inc | Constant-speed controlling circuit for dc motor |
-
1984
- 1984-06-22 JP JP59128864A patent/JP2529936B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57138890A (en) * | 1981-02-23 | 1982-08-27 | Secoh Giken Inc | Constant-speed controlling circuit for dc motor |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS619182A (ja) | 1986-01-16 |
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