JPS61116993A - 直流モ−タの速度制御装置 - Google Patents
直流モ−タの速度制御装置Info
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- JPS61116993A JPS61116993A JP59238122A JP23812284A JPS61116993A JP S61116993 A JPS61116993 A JP S61116993A JP 59238122 A JP59238122 A JP 59238122A JP 23812284 A JP23812284 A JP 23812284A JP S61116993 A JPS61116993 A JP S61116993A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P7/00—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors
- H02P7/06—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current
- H02P7/18—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power
- H02P7/24—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices
- H02P7/28—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices
- H02P7/285—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices controlling armature supply only
- H02P7/288—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices controlling armature supply only using variable impedance
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Direct Current Motors (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、制御整流素子による位相制御により直流モー
タに供給する電圧を可変させてその回転速度を可変する
ようにした直流モータの速度制御装置の改良に関する。
タに供給する電圧を可変させてその回転速度を可変する
ようにした直流モータの速度制御装置の改良に関する。
従来の技術
この種の直流モータの速度側？１１装置の制御原理を概
説すると、予め設定された速度基準電圧と直流モータの
端子電圧とを比較判断して制御整流素子の導通角を制ｔ
ｉ［ＩＩして直流モータの印加電圧を制御し、直流モー
タの回転速度を可変しているが、このような方式におい
て従来公知のものは直流モータの端子電圧の平均値をフ
ィードバック信号として取り出す構成になっている。
説すると、予め設定された速度基準電圧と直流モータの
端子電圧とを比較判断して制御整流素子の導通角を制ｔ
ｉ［ＩＩして直流モータの印加電圧を制御し、直流モー
タの回転速度を可変しているが、このような方式におい
て従来公知のものは直流モータの端子電圧の平均値をフ
ィードバック信号として取り出す構成になっている。
しかし、直流モータの端子電圧は制御整流素子の導通期
間時と非導通期間時において大きく異なり、特に負荷が
増大すればその平均値は実際のモータの回転速度に対し
て益々大きな開きを生じるという特性を育している。
間時と非導通期間時において大きく異なり、特に負荷が
増大すればその平均値は実際のモータの回転速度に対し
て益々大きな開きを生じるという特性を育している。
したがって、このような方式の制御では、フィードバッ
ク信号としてモータの回転速度に正確に対応したものを
検出できず、制御の精度が大雑把になり、高精度の制御
ができないという欠点があった。
ク信号としてモータの回転速度に正確に対応したものを
検出できず、制御の精度が大雑把になり、高精度の制御
ができないという欠点があった。
発明が解決しようとする問題点
２、 本発明が解決しよう
とする問題点は、叙上の欠〃 ４つや工ｔ
＋ Ｃａｃあ９１２．や。エラあえ７て構成の簡単な解
決手段を提供することにある。
とする問題点は、叙上の欠〃 ４つや工ｔ
＋ Ｃａｃあ９１２．や。エラあえ７て構成の簡単な解
決手段を提供することにある。
問題点を解決するための具体的手段
本発明によれば、叙上の問題点を解決するために次のよ
うな構成の直流モータの速度制御装置が得られる。
うな構成の直流モータの速度制御装置が得られる。
すなわち、本発明の装置は、制御整流素子による直流モ
ータの印加電圧の位相制御を通してその回転速度を可変
するようにした直流モータの速度制御装置の改良であっ
て、 （ａ）直流モータに供給されるｔａ電圧のゼロクロス点
において充放電を繰り返し、上記電源電圧に同期した調
波信号を発生する調波信号発生手段と、 （ｂ）上記制御整流素子の非導通時において、直流モー
タの逆起電力を入力した時には、咳逆起電力とこの逆起
電力に基づいて設定された速度基準信号との誤差を増幅
出力する一方、上記制御整流素子の導通時において、直
流モータの印加電圧を入力した時には、その出力を飽和
レベルに出力す６誤差項幅手段と・
（（ｃ）この誤差増
幅手段からの誤差増幅信号と、上記調波信号発生手段か
ら発生される調波信号とを比較し、調波信号のレベルが
誤差増幅信号のレベルを越えた時にトリガ信号を発生す
るトリガ信号発生手段と、 （ｄ）このトリガ信号発生手段からのトリガ信号を受け
てターンオンされて、上記直流モータに位相制御された
印加電圧を供給する制御整流素子とを備えたことを特徴
とする直流モータの速度制御装置。
ータの印加電圧の位相制御を通してその回転速度を可変
するようにした直流モータの速度制御装置の改良であっ
て、 （ａ）直流モータに供給されるｔａ電圧のゼロクロス点
において充放電を繰り返し、上記電源電圧に同期した調
波信号を発生する調波信号発生手段と、 （ｂ）上記制御整流素子の非導通時において、直流モー
タの逆起電力を入力した時には、咳逆起電力とこの逆起
電力に基づいて設定された速度基準信号との誤差を増幅
出力する一方、上記制御整流素子の導通時において、直
流モータの印加電圧を入力した時には、その出力を飽和
レベルに出力す６誤差項幅手段と・
（（ｃ）この誤差増
幅手段からの誤差増幅信号と、上記調波信号発生手段か
ら発生される調波信号とを比較し、調波信号のレベルが
誤差増幅信号のレベルを越えた時にトリガ信号を発生す
るトリガ信号発生手段と、 （ｄ）このトリガ信号発生手段からのトリガ信号を受け
てターンオンされて、上記直流モータに位相制御された
印加電圧を供給する制御整流素子とを備えたことを特徴
とする直流モータの速度制御装置。
発明の作用及び効果
本発明装置によれば、ｆ、ＩＩ御整流素子がターンオン
して直流モータの印加電圧が誤差増幅手段に人力された
時にはその出力を飽和レベルにする一方、制御整流素子
がターンオフして直流モータの逆起電力が誤差増幅手段
に入力された時には、その逆起電力と予め設定された基
準信号との誤差を増幅出力して、その誤差信号に応した
導通角で制御整流素子をタン−オンしているので、制御
系のフィードバック信号として直流モータの回転速度に
比例した逆起電力のみを取り出すことができ、しかも制
御整流素子がターンオンするまでトリガ信号が発生して
いるので、特別なトリガ信号発振回路を必要とせず、構
成が簡単になりミス点弧がない。
して直流モータの印加電圧が誤差増幅手段に人力された
時にはその出力を飽和レベルにする一方、制御整流素子
がターンオフして直流モータの逆起電力が誤差増幅手段
に入力された時には、その逆起電力と予め設定された基
準信号との誤差を増幅出力して、その誤差信号に応した
導通角で制御整流素子をタン−オンしているので、制御
系のフィードバック信号として直流モータの回転速度に
比例した逆起電力のみを取り出すことができ、しかも制
御整流素子がターンオンするまでトリガ信号が発生して
いるので、特別なトリガ信号発振回路を必要とせず、構
成が簡単になりミス点弧がない。
これらの結果、制御整流素子の１通角をモータの回転速
度に対応させて高精度でかつ信転性の高い回転速度制御
が行える利点がある。
度に対応させて高精度でかつ信転性の高い回転速度制御
が行える利点がある。
発明の実施例
以下に添付図とともに、その一実施例を説明する。
第１図は、本発明装置の構成を示すクレーム対応図であ
る。
る。
図において、ｌは調波信号発生回路、２は誤差増幅回路
、３はトリガ信号発生回路、Ｔｈｙは制御整流素子、Ｐ
ｂＴはホトサイリスタカプラ、Ｍは直流モータ、ｅは交
流電源電圧であり、Ｄ１〜Ｄ５はダイオード、ＬＥＤは
発光ダイオード、Ｃ１−Ｃ４はコンデンサ、Ｅｌ−Ｅ３
は直流電源を示す。
、３はトリガ信号発生回路、Ｔｈｙは制御整流素子、Ｐ
ｂＴはホトサイリスタカプラ、Ｍは直流モータ、ｅは交
流電源電圧であり、Ｄ１〜Ｄ５はダイオード、ＬＥＤは
発光ダイオード、Ｃ１−Ｃ４はコンデンサ、Ｅｌ−Ｅ３
は直流電源を示す。
第２図は、第１図の０〜０部分の動作波形図であり、こ
の図を参照しながら本発明の構成をさらに詳細に説明す
る。
の図を参照しながら本発明の構成をさらに詳細に説明す
る。
主回路Ａ、つまり制御整流素子Ｔｈｙをターンオンさせ
て直流モータＭの電機子の印加電圧を制御する回路は、
制御整流素子Ｔｈｙとしてサイリスクを用いており、こ
のサイリスタＴｈｙをホトサイリスタカブラＰｈＴによ
りトリガできるようにしである。
て直流モータＭの電機子の印加電圧を制御する回路は、
制御整流素子Ｔｈｙとしてサイリスクを用いており、こ
のサイリスタＴｈｙをホトサイリスタカブラＰｈＴによ
りトリガできるようにしである。
直流モータＭに印加される電源電圧は、後述する調波信
号発生回路１と同じようにして商用交流電源ｅの２次側
に設けた２次巻［１７によって取り出しており、ブリフ
ジ式全波整流回路１６を通してサイリスタＴｈｙとモー
タＭの直列回路に供給している。ここに、ホトサイリス
タＰｈＴは後述するトリガ信号発生回路３より出力され
るトリガ信号を受けてターンオンされる。
号発生回路１と同じようにして商用交流電源ｅの２次側
に設けた２次巻［１７によって取り出しており、ブリフ
ジ式全波整流回路１６を通してサイリスタＴｈｙとモー
タＭの直列回路に供給している。ここに、ホトサイリス
タＰｈＴは後述するトリガ信号発生回路３より出力され
るトリガ信号を受けてターンオンされる。
一方、制御の対象となる直流モータＭは、ｔａ電圧の供
給される正極端子に対して反対側の負極ン
端子側を接地しており、その両端子間にフリ
ーホイリングダイオードＤ５を接続して、直流モータＭ
のＯＦＦ時に生じる誘導エネルギーをモータＭに回生し
ている。
給される正極端子に対して反対側の負極ン
端子側を接地しており、その両端子間にフリ
ーホイリングダイオードＤ５を接続して、直流モータＭ
のＯＦＦ時に生じる誘導エネルギーをモータＭに回生し
ている。
また、直流モータＭの正極端子は、リフプルフィルタ１
４を介して後述する構成の制御回路Ｂに入力されている
。
４を介して後述する構成の制御回路Ｂに入力されている
。
制御回路Ｂは、誤差増幅回路２の後段に設けられており
、比較器を有したトリガ信号発生回路３を有しており、
トリガ信号発生回路３の出力端子に設けた発光ダイオー
ドＬＥＤを点灯して、ホトサイリスタカプラＰｈＴをタ
ーンオンできる構成になっている。
、比較器を有したトリガ信号発生回路３を有しており、
トリガ信号発生回路３の出力端子に設けた発光ダイオー
ドＬＥＤを点灯して、ホトサイリスタカプラＰｈＴをタ
ーンオンできる構成になっている。
誤差増幅回路２は、直流モータＭの逆起電力に基づいて
予め設定された基準信号ｖ １Ｉｔｅと、す。
予め設定された基準信号ｖ １Ｉｔｅと、す。
プルフィルタ１４を介して送られて来る直流モータＭの
端子電圧とを人力しており、両者の誤差を増幅して、後
段の比較器３１の反転入力端子に人力する構成になって
いる。
端子電圧とを人力しており、両者の誤差を増幅して、後
段の比較器３１の反転入力端子に人力する構成になって
いる。
また、この誤差増幅回路２は、その増幅度を極力大きく
設定してあり、これによって直流モータＭの端子電圧２
Ｌ″７″１″ｔＢＥｉ＜Ａ、ｆｚ８ａｙ、：時ゞ″６そ
の出力信号が飽和レベルになるようにしである。
設定してあり、これによって直流モータＭの端子電圧２
Ｌ″７″１″ｔＢＥｉ＜Ａ、ｆｚ８ａｙ、：時ゞ″６そ
の出力信号が飽和レベルになるようにしである。
ここに、誤差増幅回路２に送られる直流モータＭの端子
電圧は、サイリスタＴｈｙの導通時、非導通時において
第２図に示したように変化し、サイリスタＴｈｙの非導
通時は、モータＭが発を機として働くために逆起電力を
そのまま出力し、（この時モータＭには電圧が印加され
ないが、自らの慣性のために回転を継続する）かつサイ
リスタＴｈｙの導通時は全波整流回路１６を通じて供給
される電源電圧を出力する。
電圧は、サイリスタＴｈｙの導通時、非導通時において
第２図に示したように変化し、サイリスタＴｈｙの非導
通時は、モータＭが発を機として働くために逆起電力を
そのまま出力し、（この時モータＭには電圧が印加され
ないが、自らの慣性のために回転を継続する）かつサイ
リスタＴｈｙの導通時は全波整流回路１６を通じて供給
される電源電圧を出力する。
ここに、逆起電力は直流モータＭのスロットルリンプル
を含んだ波形となっている。
を含んだ波形となっている。
一方、調波信号発生回路ｌは、同期変圧器１０の２次巻
線に設けた中性点タップ弐の単相全波整流回路１１（図
においては２つのダイオードによって構成される）より
商用交流電源ｅを全波整流しており、その後段に充放電
回ｌＲ１２を設けている。この充放電回路１２は、ベー
ス抵抗Ｒ１を介してＮＰＮトランジスタＴｒｉを接続し
て構成されており、このトランジスタＴｒｉのスイッチ
ング動作により該トランジスタＴｒｉのコレクタ端子側
に接続したコンデンサＣ１を充放電可能にしである。
線に設けた中性点タップ弐の単相全波整流回路１１（図
においては２つのダイオードによって構成される）より
商用交流電源ｅを全波整流しており、その後段に充放電
回ｌＲ１２を設けている。この充放電回路１２は、ベー
ス抵抗Ｒ１を介してＮＰＮトランジスタＴｒｉを接続し
て構成されており、このトランジスタＴｒｉのスイッチ
ング動作により該トランジスタＴｒｉのコレクタ端子側
に接続したコンデンサＣ１を充放電可能にしである。
すなわち、充放電回路１２は、実施例では、トランジス
タＴｒｉのヘース端子には抵抗Ｒ２を介して直流電源Ｅ
ｌを供給するとともに接地されたダイオードＤ３を接続
して、トランジスタＴｒｉの作動点を殆どクランドレベ
ルになるようにしてあり、トランジスタＴｒｉのコレク
タ端子側に接続したコンデンサＣ１を別の直流電源Ｅ２
により抵抗Ｒ３を介して充電可能にしである。
タＴｒｉのヘース端子には抵抗Ｒ２を介して直流電源Ｅ
ｌを供給するとともに接地されたダイオードＤ３を接続
して、トランジスタＴｒｉの作動点を殆どクランドレベ
ルになるようにしてあり、トランジスタＴｒｉのコレク
タ端子側に接続したコンデンサＣ１を別の直流電源Ｅ２
により抵抗Ｒ３を介して充電可能にしである。
したがって、単相全波整流回路１１より全波整流波がト
ランジスタＴｒｌに送られて来ると、トランジスタＴｒ
ｉは全波整流のゼロクロス点を動作点として第２図に示
すような調波信号を交流電源ｅに同期して発生する。
ランジスタＴｒｌに送られて来ると、トランジスタＴｒ
ｉは全波整流のゼロクロス点を動作点として第２図に示
すような調波信号を交流電源ｅに同期して発生する。
以上のような構成によれば、直流モータＭの起動時には
、モータの端子電圧はゼロであり、逆起電力もゼロとな
るので、誤差増幅回路２より出力される誤差増幅信号は
負レベルとなってトリガ信号発生回路３の比較器３１の
反転入力端子に入力されるが、他方の比較器３１の非反
転入力端子には鋸波信号発、、。路、ヵ、ら出カメト鋸
波信号が入力される。
、モータの端子電圧はゼロであり、逆起電力もゼロとな
るので、誤差増幅回路２より出力される誤差増幅信号は
負レベルとなってトリガ信号発生回路３の比較器３１の
反転入力端子に入力されるが、他方の比較器３１の非反
転入力端子には鋸波信号発、、。路、ヵ、ら出カメト鋸
波信号が入力される。
この結果、比較器３１の出力は調波信号の始点よりＨレ
ベルに反転してトリガ信号を発生することになるので、
ホトサイリスタカブラＰｈＴを夕〜ンオンさせ、サイリ
スクＴｈｙを直ちにターンオンさせて、直流モータＭに
ｔａ電圧をそのゼロクロス点より供給する（いわゆるフ
ル点弧の状態で駆動する）。
ベルに反転してトリガ信号を発生することになるので、
ホトサイリスタカブラＰｈＴを夕〜ンオンさせ、サイリ
スクＴｈｙを直ちにターンオンさせて、直流モータＭに
ｔａ電圧をそのゼロクロス点より供給する（いわゆるフ
ル点弧の状態で駆動する）。
かくして、モータＭが回転を始めると、逆起電力が徐々
に増大し、導通角はそれに伴い小さくなヮて、モータの
回転速度が基準信号Ｖ□、によって設定されたレベルま
で上昇する。
に増大し、導通角はそれに伴い小さくなヮて、モータの
回転速度が基準信号Ｖ□、によって設定されたレベルま
で上昇する。
ａの状態において、定速度制御が可能となるが、基準信
号Ｖ ＩＥＦを太き（すれば、導通角が大きくなってモ
ータＭの印加電圧が増大し、逆に基準信号Ｖ ＩＥＦが
小さくなれば、導通角が小さくなってン
モータＭの印加電圧を減少させてその回転速
度も減少させる。
号Ｖ ＩＥＦを太き（すれば、導通角が大きくなってモ
ータＭの印加電圧が増大し、逆に基準信号Ｖ ＩＥＦが
小さくなれば、導通角が小さくなってン
モータＭの印加電圧を減少させてその回転速
度も減少させる。
また、このような制御状態にある時にモータＭの負荷が
増大すると、回転数が低下して起電力が減少するので、
制御系は制御整流素子の導通角を大きくして印加電圧を
増大させて速度を一定に保持し、また、逆に制御時にモ
ータＭの負荷が減少す゛ると、回転数が増大して起電力
を増大させるので、制御系は制御整流素子の導通角を小
さくして印加電圧を低下させて回転速度を基準信号ｖ
Ｒｔｙにより設定された値に保持する。
増大すると、回転数が低下して起電力が減少するので、
制御系は制御整流素子の導通角を大きくして印加電圧を
増大させて速度を一定に保持し、また、逆に制御時にモ
ータＭの負荷が減少す゛ると、回転数が増大して起電力
を増大させるので、制御系は制御整流素子の導通角を小
さくして印加電圧を低下させて回転速度を基準信号ｖ
Ｒｔｙにより設定された値に保持する。
第２図に本発明装置の動作の理解を助けるために、第１
図に■〜■で示した個所の制御時における出力波形を示
す。
図に■〜■で示した個所の制御時における出力波形を示
す。
本発明装置は、上述の実施例に限定されるものでなく、
その構成部分を種々に変形して実施できるものである。
その構成部分を種々に変形して実施できるものである。
例えば、第３図〜第５図は、速波信号発生回路の他側を
示しており、第３図は同期変圧器ｌＯの出力をブリフジ
式全波整流回路１１′によって取り出し、これをトラン
ジスタＴｒのスイッチング ６
動作によってコンデンサＣを充放電させる構成となして
おり、アノード側を接地したダイオードＤ１をトランジ
スタＴ「のベース端子に接続してトランジスタＴｒの動
作点を全波整流波のゼロクロス点に規定している。
示しており、第３図は同期変圧器ｌＯの出力をブリフジ
式全波整流回路１１′によって取り出し、これをトラン
ジスタＴｒのスイッチング ６
動作によってコンデンサＣを充放電させる構成となして
おり、アノード側を接地したダイオードＤ１をトランジ
スタＴ「のベース端子に接続してトランジスタＴｒの動
作点を全波整流波のゼロクロス点に規定している。
また、第４図に示すものは、プリフジ式全波整流回路１
１’より取り出した出力を２つのトランジスタＴｒｉ、
Ｔｒ２を組合わせて構成したドライブ段によりコンデン
サＣの充放電を可能にしており、やはり全波整流された
出力信号のゼロクロス点で調波信号を発生する構成にし
である。
１’より取り出した出力を２つのトランジスタＴｒｉ、
Ｔｒ２を組合わせて構成したドライブ段によりコンデン
サＣの充放電を可能にしており、やはり全波整流された
出力信号のゼロクロス点で調波信号を発生する構成にし
である。
第５図は、発光ダイオードＬＥＤとホトトランジスタＰ
Ｔｒとを組合わせて構成されるホトカブラによりトラン
ジスタＴｒのコレクク端子側に設けたコンデンサＣの充
放電を可能にするもので、このような構成では、ホトカ
ブラにより交流電源側と直流側がアイソレーションされ
た構造になり、ノイズによる誤動作を受けにいく利点が
ある。
Ｔｒとを組合わせて構成されるホトカブラによりトラン
ジスタＴｒのコレクク端子側に設けたコンデンサＣの充
放電を可能にするもので、このような構成では、ホトカ
ブラにより交流電源側と直流側がアイソレーションされ
た構造になり、ノイズによる誤動作を受けにいく利点が
ある。
また、第６図には、主回路の他側が示されており、この
ものは所謂アノードファイヤ方式により主サイリスク’
ｒｈｙ１．２をターンオンさせる構成にしである。
ものは所謂アノードファイヤ方式により主サイリスク’
ｒｈｙ１．２をターンオンさせる構成にしである。
すなわち、主サイリスタＴｈｙ１．２はいずれもホトサ
イリスクＰｈＴ１，２が同時にクーオン可能になるが、
２つの主サイリスクＴｈｙｔ、２のうちアノード側の電
位がカソード側の電位よりも高くなった方が選択的にタ
ーンオンされるものである。
イリスクＰｈＴ１，２が同時にクーオン可能になるが、
２つの主サイリスクＴｈｙｔ、２のうちアノード側の電
位がカソード側の電位よりも高くなった方が選択的にタ
ーンオンされるものである。
さらに、第７図は、速波信号発生回路１の構成を除いた
主回路Ａと制御回路Ｂの構成を示したものである。
主回路Ａと制御回路Ｂの構成を示したものである。
この実施例の場合も、主サイリスタＴｈｙ１゜２はアノ
−ドラ１イヤ方式によりターンオンされ、既述の実施例
のような動作を行って本発明装置を実現するものである
。
−ドラ１イヤ方式によりターンオンされ、既述の実施例
のような動作を行って本発明装置を実現するものである
。
なお、第３図〜第７図に示したこれらの他側において、
第１図に示した部分に相当する部分は同一符号を付して
その説明を省略しである。
第１図に示した部分に相当する部分は同一符号を付して
その説明を省略しである。
以上のような構成の本発明装置は、溶接ワイヤ送給モー
タの速度制御回路などとして使用すれば、特に好適であ
り、アークの安定化に寄与でき、精度の高いアーク溶接
を行うことができるものである。
タの速度制御回路などとして使用すれば、特に好適であ
り、アークの安定化に寄与でき、精度の高いアーク溶接
を行うことができるものである。
第１図は、本発明装置の構成を示すクレームに対応させ
たブロック線図、第２図は制御時における第１図の０〜
■部分の動作波形図、第３図〜第５図は漏波信号発生手
段の他例を示す図、第６図は主回路の他例を示す図、第
７図は漏波信号発生手段の構成部分を除いた本発明装置
の他例を示す図である。 （符号の説明） 図において、Ａは制御整流素子の主回路、Ｂはその制御
部、１は鋸波信号発生手鰍、２は誤差増幅手段、３はト
リガ信号発生手段、”ｒｈｙは制御整流素子を構成する
サイリスク、Ｍは制御の対象となる直流モータである。
たブロック線図、第２図は制御時における第１図の０〜
■部分の動作波形図、第３図〜第５図は漏波信号発生手
段の他例を示す図、第６図は主回路の他例を示す図、第
７図は漏波信号発生手段の構成部分を除いた本発明装置
の他例を示す図である。 （符号の説明） 図において、Ａは制御整流素子の主回路、Ｂはその制御
部、１は鋸波信号発生手鰍、２は誤差増幅手段、３はト
リガ信号発生手段、”ｒｈｙは制御整流素子を構成する
サイリスク、Ｍは制御の対象となる直流モータである。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 制御整流素子を用いて直流モータの印加電圧を位相制御
して該直流モータの回転速度を可変制御する直流モータ
の速度制御装置において、 （ａ）直流モータに供給される電源電圧のゼロクロス点
において充放電を繰り返し、上記電源電圧に同期した鋸
波信号を発生する鋸波信号発生手段と、 （ｂ）上記制御整流素子の非導通時において、直流モー
タの逆起電力を入力した時には、該逆起電力とこの逆起
電力に基づいて設定された速度基準信号との誤差を増幅
出力する一方、上記制御整流素子の導通時において、直
流モータの印加電圧を入力した時には、その出力を飽和
レベルに出力する誤差増幅手段と、 （ｃ）この誤差増幅手段からの誤差増幅信号と、上記鋸
波信号発生手段から発生される鋸波信号とを比較し、鋸
波信号のレベルが誤差増幅信号のレベルを越えた時にト
リガ信号を発生するトリガ信号発生手段と、 （ｄ）このトリガ信号発生手段からのトリガ信号を受け
てターンオンされて、上記直流モータに位相制御された
印加電圧を供給する制御整流素子とを備えたことを特徴
とする直流モータの速度制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59238122A JPS61116993A (ja) | 1984-11-12 | 1984-11-12 | 直流モ−タの速度制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59238122A JPS61116993A (ja) | 1984-11-12 | 1984-11-12 | 直流モ−タの速度制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61116993A true JPS61116993A (ja) | 1986-06-04 |
Family
ID=17025503
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59238122A Pending JPS61116993A (ja) | 1984-11-12 | 1984-11-12 | 直流モ−タの速度制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61116993A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008249190A (ja) * | 2007-03-29 | 2008-10-16 | Hoshizaki Electric Co Ltd | 前面に開口部を有する箱体 |
-
1984
- 1984-11-12 JP JP59238122A patent/JPS61116993A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008249190A (ja) * | 2007-03-29 | 2008-10-16 | Hoshizaki Electric Co Ltd | 前面に開口部を有する箱体 |
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