JPS61244292A - 直流モ−タの速度制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 崖１」ぼ１１１土訪 本発明は、制御整流素子による位相制御により直流モー
タに供給する電圧（電機子電圧）を可変させてその回転
速度を可変するようにした直流モータの速度制御装置の
改良に関する。

丈来ｑ反責 本出願人は、特願昭５９−２３８１２２号において、直
流モータの速度制御を高精度に行うことができ、しかも
構成の簡単な直流モータ速度制御装置を既に提案した。

本発明は、上記提案された速度制御装置の改良に係るも
のである。

日が”しようとするｐ１題へ したがって、本発明では、上記提案に係る速度制御装置
の有している問題点を解決することを技術的課題とする
ことにある。

すなわち、上記提案に係る直流モータの速度制御装置に
おける第１の問題点は、モータがいわゆるフル点弧の状
態で駆動されるので、モータの電機子には大きな電圧が
加わり、急激に回転を始めようとすることである。

このため、モータに付属連結された減速機構等に衝撃を
与え、その寿命を縮め装置としての信頌性を低下させる
ばかりでなく、始動時に大きな電流が流れる結果、大き
な容量の電流制限抵抗を必要とし、エネルギーロスを増
大させて効率を低下させる原因ともなっている。

第２の問題点は、モータの始動時及び停止時に存在する
。すなわち、このような制御装置においてはモータの始
動、停止は接点を開閉し直流モータに電源を供給、遮断
して行うが、直流モータに電圧が印加されている状態で
接点を開閉すると、接点に火花を飛ばし、接点を損傷し
てしまうなどの問題を有している。

５　占を解　するためのｌ　・ 上記問題を解決するために、本発明によって提案される
具体的手段は、次の構成を備えた直流モータ制御装置に
ある。

すなわち、本発明は、 制御整流素子を用いて直流モータの印加電圧を位相制御
して該直流モータの回転速度を可変制御する直流モータ
の速度制御装置の改良であって、（ａ）直流モータに供
給される電源電圧のゼロクロス点において充放電を繰り
返し、上記電源電圧に同期した濾波信号を発生する濾波
信号発生手段と、 （ｂ）上記制御整流素子の非導通時において、直流モー
タの逆起電力を入力した時には、該逆起電力とこの逆起
電力に基づいて設定された速度基準信号との誤差を増幅
出力する一方、上記制御整流素子の導通時において、直
流モータの印加電圧を入力した時には、その出力を飽和
レベルに出力する誤差増幅手段と、 （ｃ）この誤差増幅手段からの誤差増幅信号と。

上記濾波信号発生手段から発生される濾波信号とを比較
し、濾波信号のレベルが誤差増幅信号のレベルを越えた
時にトリガ信号を発生するトリガ信号発生手段と、 （ｄ）このトリガ信号発生手段からのトリガ信号を受け
てターンオンされて、上記直流モータに位相制御された
印加電圧を供給する制御整流素子と、（ｅ）上記直流モ
ータの始動時と停止時においては、上記濾波信号のピー
ク値より大きい所定レベルの信号を上記誤差増幅手段の
出力に重畳して、制御整流素子に供給される電源電圧を
略Ｏレベルにする補助信号発生回路と、 を備えたことを特徴とする直流モータの速度制御装置。

又皿至立尻及グ塾果 本発明によれば、次のような制御が可能となる。

１）始動時 補助信号発生回路４のスイッチＳＷを閉じると、補助信
号発生回路４が作動して、誤差増幅手段２の出力信号（
濾波信号のピーク値ｐより大きいレベルとなっている）
に重畳されていた補助信号発生回路４からの出力信号が
減衰する。

この結果、トリガ信号発生手段３は制御整流素子Ｔｈｙ
を、略Ｏに近い導通角で点弧することになり、直流モー
タＭは回転を始める。

直流モータＭが回転を始めると、直流モータＭの逆起電
力が上昇するので、それに連れて誤差増幅手段２の出力
信号も増大するが同時に補助信号発生回路４からの出力
信号が時間の経過と共に減衰して行くので、直流モータ
Ｍの導通角は徐々に増大して、設定信号Ｖ　ＲＥＦによ
って定まった所定の値に落ち着いて行く。

２）定常運転時 誤差増幅手段２の出力信号は、予め設定された基準信号
Ｖ　ＲＥＦとバランスし、その結果、漏波信号が基準信
号Ｖ　ＲＥＦのレベルを越えた時点（各半波）毎に、制
御整流素子Ｔｈ７が点弧され、直流モータＭの電機子に
は、所定レベルの平均値電圧が供給され、直流モータＭ
は基準信号Ｖ　ＲＥＦに応じた定速度で回転を継続する
。

３）停止時 補助信号発生回路４のスイッチＳＷを開くと、補助信号
発生回路４からの出力信号が、Ｏレベルから徐々に増大
し、誤差増幅手段２の出力信号に重畳される。

その結果、制御整流素子’ｒｈｙへの印加電圧は徐々に
増大し、直流モータＭの導通角は徐々に減少して行く、
　そして、制御整流素子Ｔｈｙがターンオフすると直流
モータＭに供給される電源電圧が遮断され、直流モータ
Ｍはその回転速度を徐々に減じて行く。

そして、モータＭの回転速度が所定のレベルにまで低下
すると、リレーＣＲが作動して、接点す。

ａが閉、開となる。

その結果、モータＭの電機子コイルに蓄積された誘導エ
ネルギーは、制動抵抗Ｒ１２に吸収されて瞬時にモータ
Ｍは停止し、電源より分離される。

本発明は以上の構成であるから、始動時、停止時のいず
れの制御時間時においても、直流モータＭの印加電圧を
略０レベルに抑制するので、所謂ソフトスタート・ソフ
トストップが円滑に実施出来、始動時には直流モータＭ
に急激なショックを与えることがない。

また、停止時に接点ａを開放して、モータＭを電源より
遮断した時にも接点３間に火花を生じることがな（、安
全で信頷性が高く、しかも制御精度の高い直流モータＭ
の速度制御装置を提供できる利点がある。

又里立夾施■ 以下に、添付図とともに本発明の一実施例を説明する。

第１図は本発明装置の一実施例の回路図である。

図において、１は漏波イε号発生手段、２は誤差増幅手
段、３はトリガ信号発生手段、４は補助信号発生回路、
Ｔｈｙは制御整流素子、ＰｈＴはホトサイリスタカプラ
、Ｍは直流モータ、ｅは交流電圧であり、Ｄ１〜Ｄ７は
ダイオード、０１〜Ｃ５はコンデンサ、Ｅ１〜Ｅ４は各
回路部の直流電源を示す。

以下、各部の構成を説明すると、 主回路Ａ、つまり制御整流素子’ｒｈｙをターンオンさ
せて直流モータＭの電機子電圧を位相制御する回路は、
サイリスタを制御整流素子Ｔｈｙとして用いており、こ
のサイリスタＴｈｙをホトサイリスタカプラＰｈＴによ
りトリガできるようにしである。

直流モータＭの電機子に印加される電源電圧は、後述す
る漏波信号発生手段１と同じようにして商用交流電源ｅ
の２次側に設けた２次巻線１７より取り出しており、ブ
リッジ形全波整流回路１６を通してサイリスタＴｈｙと
モータＭの直列回路に供給している。ここに、ホトサイ
リスタＰｈＴは後述するトリガ信号発生手段３より出力
されるトリガ信号を受けてターンオンされる。

一方、制御の対象となる直流モータＭは、電源電圧の供
給される正極端子に対して反対側の負極端子側を接地し
ており、その両端子間にフリーホイリングダイオードＤ
５を接続して、直流モータＭに供給される電源電圧を遮
断した時に電機子コイルに蓄積された誘導エネルギーを
モータＭに回生している。

また、モータＭの正負両極端子間には、モータＭの停止
時にモータＭ側に蓄積されたエネルギーを吸収するため
の制動抵抗Ｒ１２とリレーＣＲの接点すを設けており、
さらに直流モータＭの負極端子側には電源電圧を遮断す
るための接点ａを設け、また正極端子側は、逆起電力に
含まれたリップル分を除去するためのリップルフィルタ
１４を介して後述する構成の制御回路Ｂの誤差増幅手段
２の反転入力端子に人力されている。

制御回路Ｂは、鋸波信号発生手段１と誤差増幅手段２及
び、この２つの手段１．２から出力される信号レベルを
比較して、トリガ信号を発生するトリガ信号発生手段３
とによって構成されている。

漏波信号発生回路１は、同期変圧器１０の２次巻線に設
けた中間タップ式の単相全波整流回路１１　（図におい
ては、２つのダイオードをそのアノード側が出力端にな
るようにして構成されせいろ）より商用交流電源ｅを全
波整流しており、その後段には充放電回路１２を設けて
いる。

この充放電回路１２は、ベース抵抗Ｒ１を介してＮＰＮ
　）ランジスタＴｒｉを接続して構成されており、この
トランジスタＴｒｉのスイッチング動作により該トラン
ジスタＴｒｉのコレクタ端子側に接続したコンデンサＣ
１を充放電している。なお、Ｄ３は、トランジスタＴｒ
ｉの作動点をグランドレベルに設定するクランプダイオ
ードである。

この鋸波信号発生手段１では、゛単相全波整流回路１１
より全波整流信号がトランジスタＴｒｉに送られて来る
と、トランジスタＴｒｉは全波整流信号のゼロレベル点
を動作点としてピーク値がｐとなる第２図に示したよう
な漏波信号を交流電源ｅに同期して発生する。

誤差増幅手段２は、直流モータＭの逆起電力に基づいて
予め設定された基準信号Ｖ　ＲＥＦと、リップルフィル
タ１４を介して送られて来る直流モータＭの端子電圧と
を誤差増幅器２１に入力し、両者の誤差を増幅して後段
のトリガ信号発生手段３の比較器３１の反転入力端子に
入力する構成になっている。

また、この誤差増幅器２１は、その増幅度を極力大きく
してあり、これによって直流モータＭより電機子印加電
圧が入力された時には、その出力が飽和レベルになるよ
うにしである。

ここに、誤差増幅手段２に送られる直流モータＭの端子
電圧は、サイリスタ’ｒｈｙの導通時、非導通時におい
て第２図に示したように変化する。

制御整流素子Ｔｈｙの非導通時は、モータＭがその慣性
力により回転を続け、発電機として働くために逆起電力
を出力するが、サイリスタＴｈｙの導通時には直流モー
タＭには全波整流回路１６を通じて電源電圧が供給され
る。

トリガ信号発生手段３は、比較器３１と、その出力端子
に接続されたホトサイリスタカプラｐｈＴを組合わせて
構成されており、漏波信号と誤差増幅信号のレベルを比
較器３１の出力信号レベルを越えた時にサイリスタＴｈ
ｙにゲートトリガ信号を供給してターンオンする。

一方、補助信号発生回路４ば、コンデンサＣと放電抵抗
Ｒ１３とを組合わせたＣＲ回路を構成しており、スイッ
チＳＷのＯＮ、ＯＦＦ操作によりコンデンサＣを充放電
する。

補助信号発生回路４の出力信号はバッファアップ４１を
介して誤差増幅手段２の出力に供給されており、この出
力信号は漏波信号のピーク値ｐよりも大きくなるように
している。

なお、リレーコイルＣＲに並列に設けた抵抗Ｒとコンデ
ンサＣの直列回路は、リレーＣＲのＯＦＦ時間に遅れを
持たせる遅延回路であり、放電抵抗Ｒ１３をバイパスす
るダイオードＤ７はコンデンサＣの充電速度を速めるた
めのものである。

ここに、リレーコイルＣＲは、モータＭの駆動。

停止時に付勢されて、接点ａ、ｂを開閉制御するもので
ある。

次に、本発明装置の動作を説明する。

直流モータＭを始動するため、補助信号発生回路４のス
イッチＳＷを閉じると、コンデンサＣ−抵抗Ｒ１３−ス
イッチＳＷの閉ループが形成されるので、コンデンサＣ
に充電されていた電荷は放電を始め、バッファアンプ４
１の出力レベルは徐々に小さくなる。

リレーＣＲは、スイッチＳＷより若干遅れて付勢され、
接点ａは閉じ、接点すは開かれる。この時、直流モータ
Ｍの端子電圧は、ゼロ、逆起電力もゼロとなるので、誤
差増幅手段２よりの出力信号は負レベルとなり、これは
ダイオードＤ６と抵抗Ｒ１４のクランプ回路により０レ
ベルにクランプされる。このため、トリガ信号発生回路
３の比較器３１の反転入力端子には、補助信号発生回路
４の出力信号が入力され、他方の非反転入力端子には前
述のように漏波信号回路１からの漏波信号が入力される
。

スイッチＳＷが閉じられて暫くの間は、補助信号発生回
路４の出力レベルが漏波信号のピーク値ｐより大きいの
で、比較器３１よりトリガ信号は発生されない。

しかし、コンデンサＣの放電に伴って補助信号発生回路
４の出力信号のレベルが徐々に小さくなって漏波信号の
ピーク値ｐより小さくなると、比較器３Ｉの出力はＨレ
ベルに反転してトリガ信号を発生する。

比較器３１の出力がＨレベルに反転すると、ホトサイリ
スタカプラＰｈＴはターンオンされ、サイリスクＴｈ７
もターンオンされ、直流モータＭに電源電圧が供給され
始め、モータＭは回転を始める。この場合、トリガ信号
は、電源電圧の各半波の遅い位相で発生されるので、サ
イリスタＴｈｙは略０レベルの導通角でターンオンされ
ることになる。

しかして、コンデンサＣの放電が更に進むと、補助信号
発生回路４からの出力と漏波信号のレベル差が大きくな
り、それに伴ってサイリスタＴｈｙの導通角は徐々に大
きくなり、モータＭの回転速度も徐々に増大し、モータ
Ｍはソフトに始動される。

そして、コンデンサＣの放電が完了すると、補助信号発
生回路４の出力信号はゼロレベルとなり、比較器３１の
反転入力端子には誤差増幅手段２からの出力のみが入力
される。

この結果、誤差増幅手段２の誤差増幅器２１では、モー
タＭの逆起電力と基準信号Ｖ　ＲＥＦとが比較されて、
モータＭの回転速度は基準信号Ｖ　ＲＥＦによって設定
されたレベルまで上昇する。

この状態において、定速度制御が可能となるが、基準信
号Ｖ　ＲＥＰを太き（すれば、導通角も大きくなってモ
ータＭの印加電圧が増大し、逆に基準信号Ｖ　ＲＥＦが
小さくなれば、導通角も小さくなってモータＭの回転速
度を減少させる。

また、このような制御状態にある場合に、モータＭの負
荷が増大すると、回転数が低下して起電力が減少するの
で、制御系は制御整流素子’ｒｈｙの導通角を大きくし
て回転速度を一定に保持し、また逆に制御時にモータＭ
の負荷が減少すると、回転数が増大して起電力を増大さ
せるので、制御系は制御整流素子Ｔｈｙの導通角を小さ
くして回転速度を基準信号Ｖ　ＲＥＦによって設定され
た値に保持する。

直流モータＭの停止のために、スイッチＳＷを開くと、
コンデンサＣはダイオードＤ７を介して直流電源Ｅ４よ
り瞬時に充電され、バンファアン７”４１の出力のレベ
ル飽和レベルに達する。

そして、補助信号発生回路４の出力レベルが漏波信号の
ピーク値ｐより大きくなると、比較器３１はトリガ信号
を発生しなくなる。

そのため、サイリスタＴｈｙはターンオフされ、直流モ
ータＭには電源電圧は印加されなくなる。

モータＭは慣性により回転を継続しようとするが、その
負荷のために回転速度が次第に低下して、逆起電力の値
も次第に減少する。

この状態において、リレーＯＲが消勢されて接点ａが開
かれ、同時にｂが閉じて抵抗Ｒ１２による回生制動が行
われ、モータＭの回転速度は急速に低下し、モータＭは
停止し、電源より遮断される。

このような構成では、サイリスタＴｈｙが消弧された状
態においてモータＭの電源開閉器を構成する接点ａを開
閉する構成にできるので、電源開閉器の接点ａの開閉に
伴う火花の発生がないという利点がある。また、このた
めに電源開閉器の接点容量を小さくすることもできる。

第２図は、定速度制御時における第１図のａ〜ｄで示し
た部分の出力波形を示している。

また、第３図は、モータＭの始動時におけるタイミング
チャート、第４図はモータＭの停止時におけるタイミン
グチャートであり、それぞれの図における（ＳＷ）はス
イッチの開閉、　（ｂ）は補助信号発生図・路４の出力
、（ｃＲ）はリレーのＯＮ、ＯＦＦ状態、　（Ｍ）は直
流モータの逆起電力。

（Ｔｈｙ）はサイリスクの導通状態を示している。

本発明は、上述の実施例に限定されるものではなく、そ
の構成部分を種々に変更して実施できる。

例えば、第５図〜第７図は鋸波信号発生手段１の他例を
示しており、第５図は同期変圧器１０の出力をブリッジ
形全波整流回路１１′によって取り出し、これをトラン
ジスタＴｒのスイッチング動作によってコンデンサＣを
充放電させる構成となっており、７ノード側を接地した
ダイオードＤ１をトランジスタＴｒのベース端子に接続
してトランジスタＴｒの動作点を全波整流波のゼロクロ
ス点に規定している。

また、第６図に示すものは、ブリフジ形全波整流回路１
１’より取り出した出力を２つのトランジスタＴｒｉ、
Ｔｒ２を組み合わせて構成したドライブ段によりコンデ
ンサＣの充放電を可能にしており、やはり全波整流され
た出力信号のゼロクロス点で濡液信号を発生する構成に
しである。

第７図は、発光ダイオードＬＥＤとホトトランジスタＰ
Ｔｒとを組合わせて構成されるホトカプラによりトラン
ジスタＴｒのコレクタ端子側に設けたコンデンサＣの充
放電を可能にするもので、このような構成では、ホトカ
ブラにより交流電源側と直流電源側とがアイソレーショ
ンされた構造となり、ノイズによる誤動作を受けにくい
利点がある。

一方、第８図には、主回路Ａの他例が示されており、こ
のものは所謂アノードファイア方式により主サイリスタ
Ｔｈｙ　１．Ｔｈｙ２をターンオンさせる構成にしであ
る。

即ち、主サイリスタＴｈｙ１．２はいずれもホトサイリ
スタＰｈＴ１，２が同時にターンオン可能になるが、２
つの主サイリスタＴｈｙ１．２のうちアノード側の電位
がカソード側の電位よりも高くなった方が選択的にター
ンオンされる。

第９図は、鋸波信号発生回路１の構成を除いた主回路Ａ
と制御回路Ｂの構成を示したものである。

この実施例の場合も、主サイリスタＴｈｙｌ、２はアノ
ードファイア方式によりターンオンされ、前述の実施例
のような動作を行う。

尚、第５図〜第９図に示したこれらの他例において、第
１図に示した部分に相当する部分には同一符号を付し゛
てその説明を省略しである。

以上のような構成の本発明は、ＭＩＧ溶接などにおける
溶接ワイヤの送給モータの速度制御回路などとして使用
すれば特に好適であり、アークの安定化に寄与でき、ア
ーク溶接の精度を高めるのに極めて有益である。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明装置の一実施例を示す電気回路図、第
２図はそのａ−ｄ部分の動作波形を示すタイミングチャ
ート、第３図はモータの始動時における各部の動作シー
ケンスを示す図、第４図はモータの停止時における各部
の動作シーケンスを示す図、第５図〜第７図はいずれも
鋸波信号発生手段の例図、第８図は主回路部分の他例図
、第９図は本発明の他例の回路構成図を示す。 符号の説明 １・・・鋸波信号発生手段 ２・・・誤差増幅手段 ３・・・トリガ信号発生手段 ４・・・補助信号発生回路 ’ｒｈｙ・・・制御整流素子

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 制御整流素子を用いて直流モータの印加電圧を位相制御
   して該直流モータの回転速度を可変制御する直流モータ
   の速度制御装置において、 （ａ）直流モータに供給される電源電圧のゼロクロス点
   において充放電を繰り返し、上記電源電圧に同期した鋸
   波信号を発生する鋸波信号発生手段と、 （ｂ）上記制御整流素子の非導通時において、直流モー
   タの逆起電力を入力した時には、該逆起電力とこの逆起
   電力に基づいて設定された速度基準信号との誤差を増幅
   出力する一方、上記制御整流素子の導通時において、直
   流モータの印加電圧を入力した時には、その出力を飽和
   レベルに出力する誤差増幅手段と、 （ｃ）この誤差増幅手段からの誤差増幅信号と、上記鋸
   波信号発生手段から発生される鋸波信号とを比較し、鋸
   波信号のレベルが誤差増幅信号のレベルを越えた時にト
   リガ信号を発生するトリガ信号発生手段と、 （ｄ）このトリガ信号発生手段からのトリガ信号を受け
   てターンオンされて、上記直流モータに位相制御された
   印加電圧を供給する制御整流素子と、（ｅ）上記直流モ
   ータの始動時と停止時においては、上記鋸波信号のピー
   ク値より大きい所定レベルの信号を上記誤差増幅手段の
   出力に重畳して、制御整流素子に供給される電源電圧を
   略０レベルにする補助信号発生回路と、 を備えたことを特徴とする直流モータの速度制御装置。