JPH07163156A - 電流形インバータ - Google Patents
電流形インバータInfo
- Publication number
- JPH07163156A JPH07163156A JP5304484A JP30448493A JPH07163156A JP H07163156 A JPH07163156 A JP H07163156A JP 5304484 A JP5304484 A JP 5304484A JP 30448493 A JP30448493 A JP 30448493A JP H07163156 A JPH07163156 A JP H07163156A
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- Japan
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- current
- main
- transistor
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 自己消弧素子を使用した主回路構成にしなが
ら特別な開閉サージ吸収手段を不要にする。 【構成】 インバータ１Ａの周波数になる周期のクロッ
クＣＬＫをフリップフロップ１１で分周してオアゲート
１２、１３を通して自己消弧素子になるトランジスタの
オン・オフ信号を得る電流形インバータ構成とし、オフ
制御するトランジスタの直前のインバータの出力電流を
絶対値回路１４を通してサンプル・ホールド回路１５に
記憶し、反転回路１７を介してコンパレータ１８の比較
基準としておき、オフ制御するトランジスタの電流がオ
ン制御したトランジスタに完全に転流したことがコンパ
レータ１８で検出されるまでオフ制御するトランジスタ
のオフを遅らせ、オフ制御するトランジスタのオフを電
流零で行う。
ら特別な開閉サージ吸収手段を不要にする。 【構成】 インバータ１Ａの周波数になる周期のクロッ
クＣＬＫをフリップフロップ１１で分周してオアゲート
１２、１３を通して自己消弧素子になるトランジスタの
オン・オフ信号を得る電流形インバータ構成とし、オフ
制御するトランジスタの直前のインバータの出力電流を
絶対値回路１４を通してサンプル・ホールド回路１５に
記憶し、反転回路１７を介してコンパレータ１８の比較
基準としておき、オフ制御するトランジスタの電流がオ
ン制御したトランジスタに完全に転流したことがコンパ
レータ１８で検出されるまでオフ制御するトランジスタ
のオフを遅らせ、オフ制御するトランジスタのオフを電
流零で行う。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、Ｌ−Ｃ直列の負荷に方
形波電流を供給するための電流形インバータに関する。
形波電流を供給するための電流形インバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】オゾン発生装置用電源は、出力周波数が
１ＫＨZ程度の電流形インバータが使用される。図６
は、従来の電源を示し、サイリスタを主スイッチ素子と
する電流形インバータ１から昇圧トランス２を介してオ
ゾン発生装置３に方形波電流を供給する。オゾン発生装
置３は、等価回路的には昇圧トランスの二次巻線にコン
デンサＣが直列接続された電気回路になる。制御装置４
はインバータ１の各サイリスタを所定の周波数で点弧制
御する。
１ＫＨZ程度の電流形インバータが使用される。図６
は、従来の電源を示し、サイリスタを主スイッチ素子と
する電流形インバータ１から昇圧トランス２を介してオ
ゾン発生装置３に方形波電流を供給する。オゾン発生装
置３は、等価回路的には昇圧トランスの二次巻線にコン
デンサＣが直列接続された電気回路になる。制御装置４
はインバータ１の各サイリスタを所定の周波数で点弧制
御する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】従来の構成において、
インバータ１の主スイッチ素子にサイリスタを使用する
と、サイリスタを消弧させるための始動回路が必要とな
る。すなわち、インバータ１は一旦始動すると負荷回路
の等価コンデンサＣのエネルギーによってサイリスタを
消弧させることができるが、始動時にはコンデンサＣに
消弧のためのエネルギーが蓄積されていないため特別な
始動回路５によってサイリスタを消弧する必要がある。
インバータ１の主スイッチ素子にサイリスタを使用する
と、サイリスタを消弧させるための始動回路が必要とな
る。すなわち、インバータ１は一旦始動すると負荷回路
の等価コンデンサＣのエネルギーによってサイリスタを
消弧させることができるが、始動時にはコンデンサＣに
消弧のためのエネルギーが蓄積されていないため特別な
始動回路５によってサイリスタを消弧する必要がある。
【０００４】この点について、インバータ１にトランジ
スタやＧＴＯのような自己消弧素子を使用すると、始動
回路が不要となる。
スタやＧＴＯのような自己消弧素子を使用すると、始動
回路が不要となる。
【０００５】しかし、この場合には負荷に流れる電流を
自己消弧素子が強制的に遮断するため、インバータ１の
出力端から負荷のコンデンサＣまでの配線インダクタン
スや昇圧トランス２の漏れインダクタンスによって開閉
サージが発生し、素子を破損する恐れがある。
自己消弧素子が強制的に遮断するため、インバータ１の
出力端から負荷のコンデンサＣまでの配線インダクタン
スや昇圧トランス２の漏れインダクタンスによって開閉
サージが発生し、素子を破損する恐れがある。
【０００６】この対策として、素子に並列にスナバー回
路を設けてサージを吸収することが知られているが、ス
ナバー回路での電力損失が大きくなり、サイリスタ方式
に比べて装置の効率の低下や主回路の大型化になる。
路を設けてサージを吸収することが知られているが、ス
ナバー回路での電力損失が大きくなり、サイリスタ方式
に比べて装置の効率の低下や主回路の大型化になる。
【０００７】本発明の目的は、自己消弧素子を使用した
主回路構成にしながら特別な開閉サージ吸収手段を不要
にした電流形インバータを提供することにある。
主回路構成にしながら特別な開閉サージ吸収手段を不要
にした電流形インバータを提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記課題の解
決を図るため、自己消弧素子をＵ，Ｖ，Ｘ，Ｙの４相ア
ームの主スイッチ素子とする主回路を有し、等価的にリ
アクトルとコンデンサの直列回路になる負荷に方形波電
流を供給する電流形インバータにおいて、直列接続され
る前記主スイッチ素子を設定周波数にしたがって相補的
にオン・オフ制御する制御回路と、前記主回路の出力電
流を検出し、前記主スイッチ素子をオンする直前の該出
力電流に対してオン直後の出力電流が逆極性でかつ同じ
レベルに達するまでオフ制御する主スイッチ素子のオフ
時間を遅らせる開閉サージ抑制回路とを備えたことを特
徴とする。
決を図るため、自己消弧素子をＵ，Ｖ，Ｘ，Ｙの４相ア
ームの主スイッチ素子とする主回路を有し、等価的にリ
アクトルとコンデンサの直列回路になる負荷に方形波電
流を供給する電流形インバータにおいて、直列接続され
る前記主スイッチ素子を設定周波数にしたがって相補的
にオン・オフ制御する制御回路と、前記主回路の出力電
流を検出し、前記主スイッチ素子をオンする直前の該出
力電流に対してオン直後の出力電流が逆極性でかつ同じ
レベルに達するまでオフ制御する主スイッチ素子のオフ
時間を遅らせる開閉サージ抑制回路とを備えたことを特
徴とする。
【０００９】また、本発明は、前記アームＵ，ＹとＶ，
Ｘの電流を検出し、該電流がほぼ零になるまでオフ制御
する主スイッチ素子のオフ時間を遅らせる開閉サージ抑
制回路とを備えたことを特徴とする。
Ｘの電流を検出し、該電流がほぼ零になるまでオフ制御
する主スイッチ素子のオフ時間を遅らせる開閉サージ抑
制回路とを備えたことを特徴とする。
【００１０】また、本発明は、前記主回路の直流ライン
の電圧がほぼ零になったことを検出し、該電圧がほぼ零
になる期間だけオフ制御する主スイッチ素子のオフ時間
を遅らせる開閉サージ抑制回路とを備えたことを特徴と
する。
の電圧がほぼ零になったことを検出し、該電圧がほぼ零
になる期間だけオフ制御する主スイッチ素子のオフ時間
を遅らせる開閉サージ抑制回路とを備えたことを特徴と
する。
【００１１】
【作用】主回路の出力電流がオン制御された主スイッチ
素子にほぼ完全に転流したときにオフ制御する主スイッ
チ素子を消弧することにより、該主スイッチをほぼ零の
電流でオフし、開閉サージの発生を防止する。
素子にほぼ完全に転流したときにオフ制御する主スイッ
チ素子を消弧することにより、該主スイッチをほぼ零の
電流でオフし、開閉サージの発生を防止する。
【００１２】
【実施例】図１は、本発明の一実施例を示す回路図であ
る。インバータ１Ａは、単相ブリッジ接続するＵ，Ｖ，
Ｘ，Ｙの各アームを自己消弧素子としてのトランジスタ
とこれに直列のカット用ダイオードで構成し、自己消弧
によるスイッチング制御によって方形波電流を発生す
る。
る。インバータ１Ａは、単相ブリッジ接続するＵ，Ｖ，
Ｘ，Ｙの各アームを自己消弧素子としてのトランジスタ
とこれに直列のカット用ダイオードで構成し、自己消弧
によるスイッチング制御によって方形波電流を発生す
る。
【００１３】制御回路４Ａは、インバータ１Ａの出力周
波数にしたがった周期になるクロックＣＬＫをフリップ
フロップ１１によって分周し、その相補出力をオアゲー
ト１２、１３を通してアームＵ，ＹとＶ，Ｘの相補的な
オン・オフ制御出力とする。この制御によりインバータ
１Ａから負荷３に方形波電流を供給する。
波数にしたがった周期になるクロックＣＬＫをフリップ
フロップ１１によって分周し、その相補出力をオアゲー
ト１２、１３を通してアームＵ，ＹとＶ，Ｘの相補的な
オン・オフ制御出力とする。この制御によりインバータ
１Ａから負荷３に方形波電流を供給する。
【００１４】この制御回路４Ａには開閉サージ抑制手段
として回路要素１４〜１８を設ける。このうち、絶対値
回路１４は、インバータ１Ａの出力電流の検出信号を入
力とし、その絶対値に比例した出力を得る。
として回路要素１４〜１８を設ける。このうち、絶対値
回路１４は、インバータ１Ａの出力電流の検出信号を入
力とし、その絶対値に比例した出力を得る。
【００１５】サンプル・ホールド回路１５は、絶対値回
路１４の出力をサンプリングして保持する。このサンプ
リングは、フリップフロップ１６によってクロックＣＬ
Ｋのタイミングでなされる。
路１４の出力をサンプリングして保持する。このサンプ
リングは、フリップフロップ１６によってクロックＣＬ
Ｋのタイミングでなされる。
【００１６】従って、クロックＣＬＫはアームＵ，Ｙと
Ｖ，Ｘを相補的にオンするタイミングになり、このタイ
ミングでセットされるフリップフロップ１６によるサン
プリングは、一方のアームがオン制御される直前のイン
バータ出力電流の絶対値を記憶・保持する。
Ｖ，Ｘを相補的にオンするタイミングになり、このタイ
ミングでセットされるフリップフロップ１６によるサン
プリングは、一方のアームがオン制御される直前のイン
バータ出力電流の絶対値を記憶・保持する。
【００１７】反転回路１７は、サンプル・ホールド回路
１５の出力を極性反転し、コンパレータ１８の比較基準
を与える。コンパレータ１８の比較入力には絶対値回路
１４の出力が与えられる。
１５の出力を極性反転し、コンパレータ１８の比較基準
を与える。コンパレータ１８の比較入力には絶対値回路
１４の出力が与えられる。
【００１８】従って、コンパレータ１８は、アームがオ
ンされる直前のインバータ出力電流とオン後の出力電流
の大小を比較する。この比較において、アームのオン直
前の電流に対してオン直後の出力電流が逆極性でかつ同
じレベルに達したことを検出する。
ンされる直前のインバータ出力電流とオン後の出力電流
の大小を比較する。この比較において、アームのオン直
前の電流に対してオン直後の出力電流が逆極性でかつ同
じレベルに達したことを検出する。
【００１９】コンパレータ１８の検出出力は、オアゲー
ト１２、１３の共通入力及びフリップフロップ１６のリ
セット入力になり、この検出期間だけオフ制御するアー
ムのオフ時間を遅らせる。これにより、オフ制御するア
ームの電流が零になったタイミングでオフ制御し、該ア
ームのオフによる開閉サージの発生を防止する。
ト１２、１３の共通入力及びフリップフロップ１６のリ
セット入力になり、この検出期間だけオフ制御するアー
ムのオフ時間を遅らせる。これにより、オフ制御するア
ームの電流が零になったタイミングでオフ制御し、該ア
ームのオフによる開閉サージの発生を防止する。
【００２０】この動作を図２の各部波形図と図３の等価
回路を参照して以下に詳細に説明する。
回路を参照して以下に詳細に説明する。
【００２１】クロックＣＬＫの周期によるアームＵ，Ｙ
とＶ，Ｘの相補的なオン・オフによるインバータ出力電
流Ｉｏｕｔ、出力電圧Ｖｏｕｔ及び直流電圧ＶDCは、図
２の（ａ）に示す波形になる。
とＶ，Ｘの相補的なオン・オフによるインバータ出力電
流Ｉｏｕｔ、出力電圧Ｖｏｕｔ及び直流電圧ＶDCは、図
２の（ａ）に示す波形になる。
【００２２】今、フリップフロップ１１の出力により時
刻ｔ1まではアームＶ，Ｘがオン状態にあり、アーム
Ｕ，Ｙがオフ状態にあるとき、図３の（ａ）に示すよう
に、出力電流ＩｏｕｔはアームＶから負荷のコンデンサ
ＣとリアクトルＬ及びアームＸの経路で流れている。
刻ｔ1まではアームＶ，Ｘがオン状態にあり、アーム
Ｕ，Ｙがオフ状態にあるとき、図３の（ａ）に示すよう
に、出力電流ＩｏｕｔはアームＶから負荷のコンデンサ
ＣとリアクトルＬ及びアームＸの経路で流れている。
【００２３】この状態で、時刻ｔ1にクロックＣＬＫに
よりフリップフロップ１１の出力が反転すると、アーム
Ｕ，Ｙの点弧がなされる。同時に時刻ｔ1での出力電流
レベルがサンプル・ホールド回路１５に保持される。
よりフリップフロップ１１の出力が反転すると、アーム
Ｕ，Ｙの点弧がなされる。同時に時刻ｔ1での出力電流
レベルがサンプル・ホールド回路１５に保持される。
【００２４】アームＵ，Ｙの点弧初期には、アームＶ，
Ｘも点弧状態にあるため、図３の（ｂ）に示すように、
負荷から見るとインバータ主回路が短絡したことにな
り、アームＶ，Ｘの電流が減少し、逆にアームＵ，Ｙの
電流が増加を始める。
Ｘも点弧状態にあるため、図３の（ｂ）に示すように、
負荷から見るとインバータ主回路が短絡したことにな
り、アームＶ，Ｘの電流が減少し、逆にアームＵ，Ｙの
電流が増加を始める。
【００２５】このアームＶ，Ｘの電流減少によって、コ
ンパレータ１８の出力（図２のｅ）が反転し、オアゲー
ト１２に論理１を入力する。これにより、時刻ｔ1でフ
リップフロップ１１の出力反転によってアームＶ，Ｘを
オフにする信号が発生するも、コンパレータ１８の出力
によってアームＶ，Ｘのオン状態は継続される。
ンパレータ１８の出力（図２のｅ）が反転し、オアゲー
ト１２に論理１を入力する。これにより、時刻ｔ1でフ
リップフロップ１１の出力反転によってアームＶ，Ｘを
オフにする信号が発生するも、コンパレータ１８の出力
によってアームＶ，Ｘのオン状態は継続される。
【００２６】この全アームのオン状態でアームＶ，Ｘの
電流の減少が進み、出力電流の極性の反転の後にアーム
Ｖ，Ｘの電流が零になったとき（時刻ｔ2）、図３の
（ｃ）に示すように出力電流は完全に反転する。
電流の減少が進み、出力電流の極性の反転の後にアーム
Ｖ，Ｘの電流が零になったとき（時刻ｔ2）、図３の
（ｃ）に示すように出力電流は完全に反転する。
【００２７】この電流反転によりコンパレータ１８の出
力が復帰し、アームＶ，Ｘのオフ制御がなされる。
力が復帰し、アームＶ，Ｘのオフ制御がなされる。
【００２８】従って、アームＶ，Ｘのオフ制御は、図２
の（ｆ）に示すように、時刻ｔ1からｔ2までの遅れをも
ってなされ、このオフ制御時にはアームＶ，Ｘの電流が
零にあることから、開閉サージの発生は防止される。
の（ｆ）に示すように、時刻ｔ1からｔ2までの遅れをも
ってなされ、このオフ制御時にはアームＶ，Ｘの電流が
零にあることから、開閉サージの発生は防止される。
【００２９】アームＵ，Ｙのオン状態からオフ状態への
切換えになる時刻ｔ3においても、図２の（ｇ）に示す
ように、時刻ｔ4までの遅れを持たせたオフ制御がなさ
れ、サージの発生は防止される。
切換えになる時刻ｔ3においても、図２の（ｇ）に示す
ように、時刻ｔ4までの遅れを持たせたオフ制御がなさ
れ、サージの発生は防止される。
【００３０】以上のとおり、本実施例によれば、インバ
ータの主スイッチ素子に自己消弧素子によるオン・オフ
制御により、特殊な始動回路を不要にする。しかも、ト
ランジスタのオフを電流零の状態で行うため、開閉サー
ジの発生を防止でき、最小限のスナバー回路で済むこと
になる。これは、インバータの電力効率を高め、また装
置の小型化を可能にする。
ータの主スイッチ素子に自己消弧素子によるオン・オフ
制御により、特殊な始動回路を不要にする。しかも、ト
ランジスタのオフを電流零の状態で行うため、開閉サー
ジの発生を防止でき、最小限のスナバー回路で済むこと
になる。これは、インバータの電力効率を高め、また装
置の小型化を可能にする。
【００３１】図４は、本発明の他の実施例を示す回路図
である。本実施例では、アームのオフ制御を電流零近辺
にするのに、アームＵ，ＹとアームＶ，Ｘの電流をそれ
ぞれ検出する電流検出器２１、２２を設け、これら検出
器２１、２２の検出電流ｉu，ｉvをそれぞれコンパレー
タ２３、２４で比較し、該電流レベルが所定値以下にな
るまでコンパレータ２３、２４の出力でアームＵ，Ｙ又
はＶ，Ｘをオン制御する。
である。本実施例では、アームのオフ制御を電流零近辺
にするのに、アームＵ，ＹとアームＶ，Ｘの電流をそれ
ぞれ検出する電流検出器２１、２２を設け、これら検出
器２１、２２の検出電流ｉu，ｉvをそれぞれコンパレー
タ２３、２４で比較し、該電流レベルが所定値以下にな
るまでコンパレータ２３、２４の出力でアームＵ，Ｙ又
はＶ，Ｘをオン制御する。
【００３２】このとき、コンパレータ２３、２４の比較
基準値は、零近辺又はアームのスナバー回路でサージを
吸収できる電流値に相当するものにされる。
基準値は、零近辺又はアームのスナバー回路でサージを
吸収できる電流値に相当するものにされる。
【００３３】本実施例においても、前記実施例と同様に
オフ制御するアームのオフ時間を遅らせることになり、
同等の作用効果を得ることができる。
オフ制御するアームのオフ時間を遅らせることになり、
同等の作用効果を得ることができる。
【００３４】図５は、本発明の他の実施例を示す回路図
である。本実施例ではインバータ主回路の直流ラインの
電圧を検出する全波整流回路２５と、この検出電圧がほ
ぼ零で出力を得るホトカプラ２６を設け、このホトカプ
ラ２６の検出信号をオアゲート１２、１３の共通の入力
とする。
である。本実施例ではインバータ主回路の直流ラインの
電圧を検出する全波整流回路２５と、この検出電圧がほ
ぼ零で出力を得るホトカプラ２６を設け、このホトカプ
ラ２６の検出信号をオアゲート１２、１３の共通の入力
とする。
【００３５】本実施例において、各アームＵ，Ｙ、Ｖ，
Ｘの両方に電流が流れている期間は、前記のように直流
ラインが短絡され、ほぼ零ボルトにある。このときの直
流電圧ＶDCは、図２に示すように電圧零期間が存在し、
全波整流波形の零期間が時刻ｔ1〜ｔ2，ｔ3〜ｔ4とな
り、この期間をホトカプラ２６によって検出し、オフ制
御されるアームが電流零になる時間だけオフ時間を遅ら
せる。
Ｘの両方に電流が流れている期間は、前記のように直流
ラインが短絡され、ほぼ零ボルトにある。このときの直
流電圧ＶDCは、図２に示すように電圧零期間が存在し、
全波整流波形の零期間が時刻ｔ1〜ｔ2，ｔ3〜ｔ4とな
り、この期間をホトカプラ２６によって検出し、オフ制
御されるアームが電流零になる時間だけオフ時間を遅ら
せる。
【００３６】本実施例においても前記の実施例と同様の
作用効果を得ることができる。
作用効果を得ることができる。
【００３７】
【発明の効果】以上のとおり、本発明によれば、自己消
弧素子を主スイッチ素子とし、主回路の出力電流がオン
制御された主スイッチ素子にほぼ完全に転流したときに
オフ制御する主スイッチ素子を零電流又はその近辺でオ
フするようにしたため、特殊な始動回路を不要にし、し
かも主スイッチ素子が電流零近辺でオフされることによ
り開閉サージの発生を防止できる効果がある。
弧素子を主スイッチ素子とし、主回路の出力電流がオン
制御された主スイッチ素子にほぼ完全に転流したときに
オフ制御する主スイッチ素子を零電流又はその近辺でオ
フするようにしたため、特殊な始動回路を不要にし、し
かも主スイッチ素子が電流零近辺でオフされることによ
り開閉サージの発生を防止できる効果がある。
【図１】本発明の一実施例を示す回路図。
【図２】実施例の各部波形図。
【図３】実施例の動作を説明するための等価回路図。
【図４】他の実施例を示す回路図。
【図５】他の実施例を示す回路図。
【図６】従来の電流形インバータの構成図。
１、１Ａ…インバータ ３…負荷 ４、４Ａ…制御回路 １１、１６…フリップフロップ １４…絶対値回路 １５…サンプル・ホールド回路 １７…反転回路 １８、２３、２４…コンパレータ ２５…全波整流回路 ２６…ホトカプラ
Claims (3)
- 【請求項１】 自己消弧素子をＵ，Ｖ，Ｘ，Ｙの４相ア
ームの主スイッチ素子とする主回路を有し、等価的にリ
アクトルとコンデンサの直列回路になる負荷に方形波電
流を供給する電流形インバータにおいて、 直列接続される前記主スイッチ素子を設定周波数にした
がって相補的にオン・オフ制御する制御回路と、 前記主回路の出力電流を検出し、前記主スイッチ素子を
オンする直前の該出力電流に対してオン直後の出力電流
が逆極性でかつ同じレベルに達するまでオフ制御する主
スイッチ素子のオフ時間を遅らせる開閉サージ抑制回路
とを備えたことを特徴とする電流形インバータ。 - 【請求項２】 自己消弧素子をＵ，Ｖ，Ｘ，Ｙの４相ア
ームの主スイッチ素子とする主回路を有し、等価的にリ
アクトルとコンデンサの直列回路になる負荷に方形波電
流を供給する電流形インバータにおいて、 直列接続される前記主スイッチ素子を設定周波数にした
がって相補的にオン・オフ制御する制御回路と、 前記アームＵ，ＹとＶ，Ｘの電流を検出し、該電流がほ
ぼ零になるまでオフ制御する主スイッチ素子のオフ時間
を遅らせる開閉サージ抑制回路とを備えたことを特徴と
する電流形インバータ。 - 【請求項３】 自己消弧素子をＵ，Ｖ，Ｘ，Ｙの４相ア
ームの主スイッチ素子とする主回路を有し、等価的にリ
アクトルとコンデンサの直列回路になる負荷に方形波電
流を供給する電流形インバータにおいて、 直列接続される前記主スイッチ素子を設定周波数にした
がって相補的にオン・オフ制御する制御回路と、 前記主回路の直流ラインの電圧がほぼ零になったことを
検出し、該電圧がほぼ零になる期間だけオフ制御する主
スイッチ素子のオフ時間を遅らせる開閉サージ抑制回路
とを備えたことを特徴とする電流形インバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5304484A JPH07163156A (ja) | 1993-12-06 | 1993-12-06 | 電流形インバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5304484A JPH07163156A (ja) | 1993-12-06 | 1993-12-06 | 電流形インバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07163156A true JPH07163156A (ja) | 1995-06-23 |
Family
ID=17933592
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5304484A Pending JPH07163156A (ja) | 1993-12-06 | 1993-12-06 | 電流形インバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07163156A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR19980067235A (ko) * | 1997-01-31 | 1998-10-15 | 김광호 | 서지 전압 발생 방지회로 |
| WO2014073257A1 (ja) * | 2012-11-06 | 2014-05-15 | 住友電気工業株式会社 | 双方向変換回路、双方向ｄｃ－ｄｃ変換装置、双方向ａｃ－ｄｃ変換装置、制御方法、制御回路及び制御プログラム |
-
1993
- 1993-12-06 JP JP5304484A patent/JPH07163156A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR19980067235A (ko) * | 1997-01-31 | 1998-10-15 | 김광호 | 서지 전압 발생 방지회로 |
| WO2014073257A1 (ja) * | 2012-11-06 | 2014-05-15 | 住友電気工業株式会社 | 双方向変換回路、双方向ｄｃ－ｄｃ変換装置、双方向ａｃ－ｄｃ変換装置、制御方法、制御回路及び制御プログラム |
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