JP3715807B2 - 電力調相装置とその電力調相装置を適用した送電システム - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力調相装置とその電力調相装置を適用した送電システムに関するものであり、特にトランスレス無効電力直列補償装置を含むような電力調相装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電力調相装置は、送電容量を増加するため、また、より安定化させるために送電システムに概して用いられる。通常、そのような電力調相装置は、開閉器を含む送電システムに直列に接続され、少なくとも１つの調相ユニットを含む。各調相ユニットは、直流コンデンサと自己消弧型半導体素子を包含する単相インバータとから構成されるトランスレス無効電力直列補償装置を含む。
【０００３】
特に、調相ユニットにおいて、各インバータは、各直流コンデンサに接続されている。そのような電力調相装置において、通常の動作が開始する前に、上記直流コンデンサは通常付加される初期充電回路または送電線を介して流れる系統電流によって実行される特定電圧に初期充電されなければならない。
【０００４】
電力調相装置の幾つかの異なる例は、近年においてより安定し高効率の送電システムを提供するために使用されている。そのような送電システムは、融通性の高い交流送電システム（所謂、ＦＡＣＴＳ）と呼ばれる。電力調相装置において、通常、半導体装置が適用される。そのような半導体装置は、ゲートターンオフサイリスタ（所謂、ＧＴＯｓ）及びゲート転流型ターンオフサイリスタ（所謂、ＧＣＴｓ）のような自己消弧型半導体素子を含む。さらに、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（所謂、ＩＧＢＴｓ）を用いることができる。そのような構成は、電力変換装置、すなわち電力調相装置のインバータに適用され、それらの適用がより安定度の高い送電システムを実現するために将来に広く広がるであろう様相を呈していいる。
【０００５】
ＦＡＣＴＳシステムに使用されるトランスレス無効電力直列補償装置（所謂、ＴＬ−ＲＳＣ）を含む１つの電力調相装置がある。
図１５は、送電線２ａ，２ｂを介して互いに連結された２つの交流電力システム１ａ，１ｂと、電力調相装置３、すなわちＴＬ−ＲＳＣ３、及び交流電力システム１ｂと電力送電線２ｂとの間に設けられた開閉器４を含む電力送電システムを示す。
【０００６】
上記ＴＬ−ＲＳＣ３は、電力送電容量を増加させることのみならずより安定化させるために、電力送電線２ａと２ｂ間に設けられる。さらに、上記ＴＬ−ＲＳＣ３は、２つの出力端子３ａ，３ｂに送電線２ａ，２ｂにより変成器なしで直接に直列接続されている。
【０００７】
図１６は、２つの従来技術の参考文献である「電圧型インバータを有するトランスレス無効電力直列補償装置」（１９９７年電力変換会議（ＰＣＣ）−長岡議事録、第１９７−２０２頁）及び欧州特許出願第９８１０６７８０．６号の請求項１、１３の両者の前文部分に示されているものから知られるＴＬ−ＲＳＣ３の詳細な構成を示す。
【０００８】
図１６において、自己消弧型半導体素子は、５ａないし５ｄにより示され、各自己消弧型半導体素子５ａないし５ｄに逆並列に接続されたフリーホイールダイオードは６ａないし６ｄにより示され、自己消弧型半導体素子５ａないし５ｄとフリーホイールダイオード６ａないし６ｄからなる単相インバータは７により示され、単相インバータ７に接続された直流コンデンサは８により示され、フィルタリアクトルは９ａ及び９ｂにより示され、フィルタコンデンサは１０により示され、フィルタリアクトル９ａ，９ｂとフィルタコンデンサ１０でなるフィルタ回路は１１により示され、交流スイッチは１２により示されている。さらに、電力調相装置ＴＬ−ＲＳＣ３の調相ユニットは１３により示され、調相ユニット１３の２つの出力端子は１４ａ，１４ｂにより示されている。
【０００９】
図１６において、自己消弧型半導体素子５ａはフリーホイールダイオード６ａと分離されている。しかしながら、近年、自己消弧型半導体素子５ａとフリーホイールダイオード６ａとの両方の機能を同一パッケージに統合する逆導通型自己消弧型半導体素子が開発されている。逆導通型自己消弧型半導体素子が単相インバータ７に適用されるときは、フリーホイールダイオード６ａないし６ｄは図１６において必要でない。
【００１０】
図１６に示すように、電力調相装置ＴＬ−ＲＳＣ３は１つの調相ユニット１３から構成される。図１７は１３ａ，１３ｂ，1３ｃで示された幾つかの調相ユニットでなる電力調相装置を示す。そのような構成はより大きな調相能力を持つことができる。ここで、幾つか縦続接続した調相ユニット１３ａないし１３ｃでなる電力調相装置ＴＬ−ＲＳＣ３は各調相ユニット１３ａ，１３ｂ，１３ｃの出力端子１４ａ及び１４ｃが直列に接続されている。勿論、各調相ユニット１３ａないし１３ｃは図１６に示すような同様な構成を有する。通常、そのような調相ユニットは概して１０に達するまで直列に接続してもよい。
【００１１】
図１６に示されるように、単相インバータ７は、変圧器なしで送電線２ａ，２ｂに直列に、かつ間接的に接続される。すなわち、インバータ７は、送電線２ａ，２ｂに直列に挿入されたフィルタ回路１１を介して送電線２ａ，２ｂに連結される。フィルタ回路１１は、本質的にはパルス幅変調（所謂、ＰＷＭ）制御（よく知られているように、ＰＷＭ制御は予め設定された時間間隔でインバータ７をオン／オフスイッチングするために適用される）により運転される単相インバータ７から結果として起こる送電システムの高調波歪みを抑制する。
【００１２】
送電線２ａ，２ｂへの単相インバータ７の影響（すなわち、ＰＷＭ制御により送電線に引き起こされるインピーダンス整合及び／またはスパイクに関し）が非常に小さい場合、特に、高ＰＷＭ周波数の場合に、フィルタ回路１１は省略されてもよい。従って、フィルタリアクトル９ａ，９ｂの分離構成は必須でなく、それらの１つだけを用いてもよい。
【００１３】
交流スイッチ１２は、端子１４ａ，１４ｂを接続または分離するために予め定まったターンオン／ターンオフタイミングで開閉し、閉成しているとき（すなわちオン状態で）交流電流を流すことができるスイッチとして定義される。ＥＰ９８１０６７８．４は、電力調相装置ＴＬ−ＲＳＣ３の起動・停止動作のための交流スイッチ１２の制御を開示している。
【００１４】
ＴＬ−ＲＳＣ３を有する電力調相装置の使用は、一般的に新しいＦＡＣＴＳシステムとして提案されているが、幾つかの内在する問題のために実際に動作可能な回路はまだ提供されていない。通常のＰＷＭ動作時に、ＴＬ−ＲＳＣ３は送電線２ａ，２ｂを介して流れる系統電流を制御し、単相インバータ７は直流コンデンサ８の電圧を使用することによって出力電圧を発生する。
【００１５】
しなしながら、通常のＰＷＭ動作の起動前は、直流コンデンサ８の電圧はゼロであり、従って、直流コンデンサ８の初期充電動作が必要である。そのため、有効なＴＬ−ＲＳＣ３の実現は、後述されるように、特に初期充電のために使用される個別構成のコスト、サイズ及び重量の点で、効果的な初期充電技術のプロビジョンに深く従う。
【００１６】
第１に、直流コンデンサ８の初期充電回路を備えたインバータの３相ハーフブリッジ回路は図１８に示される。図１８に示されるように、回路の形は並列である。すなわち、直流コンデンサ８の初期充電は、送電線２の各相（３相線）を介してそれぞれのハーフブリッジ回路及びさらには直流コンデンサに流れる電流の部分を分流させることにより実行される。初期充電回路は、送電線２からの電流により直流コンデンサ８を充電させることを可能にする。
【００１７】
図１８のような初期充電回路は、三菱電機技報Ｖｏ１．６３，Ｎ．１０，１９８９，ｐｐ．４１に示されているものである。ここで、インバータ７は、送電線２の高調波歪みを低減するためのアクティブフィルタに適用される。図１８に示されるように、初期充電回路としてのスイッチ１５ａは、それぞれの初期充電抵抗１６に直列接続され、他のスイッチ１５ｂは、上記スイッチ１５ａ及び初期充電抵抗１６に対し並列に接続されている。
【００１８】
初期充電動作の間、すなわち、アクティブフィルタの通常のＰＷＭ動作が開始できる前、スイッチ１５ａはオンしスイッチ１５ｂはオフする。それによって、送電線２から初期充電抵抗１６を介して電力（基本的には電流）を得、直流コンデンサ８を初期充電することが可能である。初期充電抵抗１６は電流限流抵抗として機能する。
【００１９】
初期充電動作期間後は、初期充電抵抗１６はターンオンするスイッチ１５ｂによりスイッチ１５ａが開放すると同時に短絡される。
【００２０】
アクティブフィルタとして図１８に示すような並列型初期充電回路が特に図１７に示したような多重構成を持つ電力調相装置ＴＬ−ＲＳＣ３に適用された場合には、多くの初期充電抵抗１６（各調相ユニットに対し３）と多くの補助スイッチ１５ａ，１５ｂ（各調相ユニットに対し２）が必要である。
【００２１】
さらに、ＴＬ−ＲＳＣ３の通常動作時に、系統電流はスイッチ１５ｂを介して流れる。図１８の並列型初期充電回路をアクティブフィルタとして適用したとき、スイッチ１５ｂを介して流れる導通電流は電力送電システム（図１８に図示せず）への歪み電流を補償するための電流である。従って、スイッチ１５ｂの導通電流はアクティブフィルタの場合に比較的小さい。
【００２２】
しかしながら、並列型の初期充電回路をトランスレス無効電力直列補償装置を含む電力調相装置ＴＬ−ＲＳＣ３に適用した場合、スイッチ１５ｂにより引き起こされるオン状態電力損失は、送電システムで高い電流及び電圧が発生するために極めて高くなる。
【００２３】
第２に、調相ユニット１３において、フィルタ回路１１は特にフィルタコンデンサ１０を用いて構成される。フィルタコンデンサ１０はＰＷＭ制御により駆動される単相インバータ７から引き起こされる高調波歪みを低減するよう設計される。他方、フィルタコンデンサ１０は上述した初期充電期間の間（初期充電期間の間、交流スイッチ１２は開放される）送電線２ａ，２ｂに直列接続され、フィルタコンデンサ１０の静電容量は送電線２ａ，２ｂの直列接続に対しいかなる場合にも整合しない。
【００２４】
従って、図１６の直列型電力調相装置３は他の不利益を持つ。すなわち、フィルタコンデンサ１０の静電容量は送電線に対しインピーダンス整合を持たない。従って、もし、図１８のような並列型初期充電回路が図１６のような直列補償装置ＴＬ−ＲＳＣ３に適用されると、フィルタコンデンサ１０はフィルタ回路１１のフィルタコンデンサ１０の静電容量不整合のため、初期充電の間過充電される。
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように、通常の初期充電技術がＴＬ−ＲＳＣ３に適用された場合を考慮すると幾つかの問題がある。すなわち、各調相ユニット１３に対し一組の初期充電抵抗１６が必要である。また、それぞれの初期充電抵抗１６に接続または非接続するための多くのスイッチ１５ａ、１５ｂもまた必要である。さらに、送電システムにおいて高い電流及び電圧を発生させるべく系統電流を流すためにスイッチ１５ｂに対し比較的大容量の冷却システムが必要である。さらに、フィルタコンデンサ１０の過充電の問題を解決するためにフィルタコンデンサ１０の静電容量は増加されるべきであり、またはフィルタコンデンサ１０は電圧クランプ装置に備えられるべきである。
【００２６】
これら必須条件は大型化とコスト高の構成を必要とする。従って、ＴＬ−ＲＳＣ３自体の大型化とコスト高をもたらす。すなわち、直流コンデンサの初期充電のために系統電流を使用する並列型初期充電回路は直列型の補償装置に適用することができない。
【００２７】
従って、本発明の目的は、効率的な初期充電機能を有する直列補償装置を備えた電力調相装置と、その電力調相装置を備えた送電システムを提供することにある。
【００２８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の電力調相装置は、少なくとも１つの開閉器を持ち、直流コンデンサと単相インバータを持つトランスレス無効電力直列補償装置を備える少なくとも１つの調相ユニットを含む送電線に直列に接続される電力調相装置において、前記少なくとも１つの調相ユニットの前記直流コンデンサのための初期充電手段を有することを特徴とするものである。
【００２９】
また、前記単相インバータは、自己消弧型半導体素子を包含することを特徴とするものである。
【００３０】
また、前記初期充電手段は、初期充電動作の間に、送電線から前記直流コンデンサを非連結することを特徴とするものである。
【００３１】
また、前記初期充電手段は、前記直流コンデンサを充電するための直流充電電圧を供給する初期充電回路と、前記直流コンデンサと前記初期充電回路との切り離し／接続を行うための第１のスイッチと、前記送電線と前記単相インバータとの切り離し／接続を行うための第２のスイッチと、初期充電動作の間に前記初期充電回路が前記直流コンデンサに接続され、その間前記直流コンデンサが前記調相ユニットの出力端子から切り離されるように前記スイッチを制御するための初期充電制御器を包含し、初期充電動作の終了後に、前記スイッチは、前記直流コンデンサが初期充電回路から切り離され、前記調相ユニットの出力端子に接続されるように制御されることを特徴とするものである。
【００３２】
また、直流コンデンサを各々含む幾つかの調相ユニットが備えられ、前記スイッチは、離れた各々の直流コンデンサの前記接続／切り離し制御を行うために備えられ、前記初期充電回路は、並列に接続される全ての直流コンデンサを同時に充電することを特徴とするものである。
【００３３】
また、前記初期充電回路は、電力変換器を包含することを特徴とするものである。
【００３４】
また、前記初期充電手段は、前記少なくとも１つの調相ユニットの出力端子に連結される第１と第２の端子を持つ交流スイッチと、送電線を通じて流れる系統電流のゼロ交差からある時間間隔の間に前記交流スイッチをオフする交流スイッチ制御器とを包含することを特徴とするものである。
【００３５】
また、前記交流スイッチは、逆並列に接続される少なくとも２つのサイリスタを含むことを特徴とするものである。
【００３６】
また、前記交流スイッチは、４つのサイリスタと１つの限流素子を含み、第１と第２のサイリスタのカソード端子は、第１の直列接続点で互いに接続され、第３と第４のサイリスタのアノード端子は、第２の直列接続点で互いに接続され、前記第１のサイリスタのアノード端子と前記第３のサイリスタのカソード端子は、前記交流スイッチの前記第１の端子に接続され、前記第２のサイリスタのアノード端子と前記第４のサイリスタのカソード端子は、前記交流スイッチの前記第２の端子に接続され、前記限流素子は、前記第１と第２の直列接続点との間に接続されることを特徴とするものである。
【００３７】
また、前記交流スイッチは、５つのサイリスタと１つの限流素子を含み、第３のサイリスタのカソード端子は、第４のサイリスタのアノード端子に接続され、第２のサイリスタのカソード端子は、第１のサイリスタのアノード端子に接続され、前記第１のサイリスタのカソード端子と前記第３のサイリスタのアノード端子は、前記交流スイッチの前記第１の端子に接続され、前記第２のサイリスタのアノード端子と前記第４のサイリスタのカソード端子は、前記交流スイッチの前記第２の端子に接続され、第５のサイリスタは、前記第１のサイリスタに逆並列に接続され、前記限流素子は、前記第１のサイリスタのアノード端子と前記第３のサイリスタのカソード端子との間に接続されることを特徴とするものである。
【００３８】
また、前記交流スイッチは、前記第４のサイリスタに逆並列に接続された第６のサイリスタをさらに含むことを特徴とするものである。
【００３９】
また、前記自己消弧型半導体素子の各々は、各々の自己消弧型半導体素子のゲートドライブユニットに直接または間接に前記直流コンデンサからゲート電力を供給するためのゲートドライブ電力供給手段を持つことを特徴とするものである。
【００４０】
さらに、本発明に係る電力調相装置を適用した送電システムは、送電線を介して互いに連結される２つの交流電力システムと、送電線に挿入される少なくとも１つの開閉器を包含する送電システムにおいて、前記送電線に挿入され、上述したいずれかの１つまたはそれ以上の電力調相装置を有することを特徴とするものである。
【００４１】
【発明の実施の形態】
以下、この発明による電力調相装置の実施の形態を複数の図を用いて説明する。
実施の形態１．
図１は本発明の第１の実施の形態であり、本発明の原理を説明するものである。すなわち、図１は本発明による電力調相装置３を示すものであり、図示しない直流コンデンサ８と自己消弧型半導体素子５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄなどにより構成される単相インバータ７を持つトランスレス無効電力直列補償装置（以下、直列補償装置と呼ぶ）を含む１つの調相ユニット１３が送電線２ａ，２ｂに直列に接続されている。
【００４２】
単相インバータ７には種々のインバータの構成が使用可能である。また、本発明は自己消弧型半導体素子５だけを使用したインバータに限定されない。例えばサイリスタインバータなども適用可能である。さらに、本発明は１つの調相ユニットだけを持つ電力調相装置に限定されず、本発明の原理は図１７と後述する図２に示すように複数の調相ユニット１３を持つ電力調相装置３にも適用される。
【００４３】
図１は初期充電手段をもつ電力調相装置３を示す。図１に図示される初期充電手段ＰＣＭ（１）はそれぞれの調相ユニット１３から分離した位置に備えられる。初期充電手段ＰＣＭ（１）は以下に説明される第２の実施の形態に関係する。一方、初期充電手段ＰＣＭ（２）は送電線２ａ，２ｂとインバータ７との間に備えられ、直流コンデンサ８を充電するために送電線２ａ，２ｂからの電力を使用する。また、初期充電手段ＰＣＭ（２）は以下に説明される第３の実施の形態に関係する。もちろん他の実施の形態として、初期充電手段ＰＣＭ（１）とＰＣＭ（２）との組合せが使用できることは言うまでもない。
【００４４】
図１７にある幾つかの調相ユニットが存在する場合に、初期充電手段ＰＣＭ（１）はそれぞれのユニットにある各々の直流コンデンサ８を初期充電するために使用できる。すなわち、ＰＣＭ（１）は全ての調相ユニットに共通に備えることができる。一方、複数の調相ユニットの場合にＰＣＭ（２）は各々の調相ユニットに個別に備えられる。
【００４５】
独立した初期充電手段ＰＣＭ（１）を備えることにより、直流コンデンサ８の初期充電は図１８にあるような初期充電抵抗１６を使用することなく実現できる。初期充電手段ＰＣＭ（１）は直流コンデンサ８を充電するための直流電圧を出力できる電力変換器と定義することができる。しかるに、初期充電手段ＰＣＭ（１）の構成要素は低減され、従来技術において初期充電抵抗１６で生じていた電力損失は避けられる。また、初期充電手段ＰＣＭ（２）によっても、初期充電は図１８にあるような初期充電抵抗１６を使用することなく実現できる、この場合、具体的には後述するように、初期充電手段ＰＣＭ（２）は直流コンデンサ８を初期充電するために交流スイッチの制御を利用する。
【００４６】
初期充電手段ＰＣＭ（１）とＰＣＭ（２）とがもつ共通のアイデアはもちろん従来技術にあるような初期充電抵抗１６の省略である。すなわち、無駄な電力損失を無くし、インピーダンス不整合を引き起こさない初期充電手段を提供することにある。初期充電手段ＰＣＭ（１）とＰＣＭ（２）は共に、スイッチや電流／電圧検出器を用いてエネルギーを浪費しない効率的な初期充電手段によりこの問題を解決する。
【００４７】
以下、初期充電手段ＰＣＭ（１）とＰＣＭ（２）の実施の形態はさらに詳細に記述される。その記述が第２の実施の形態に関係するならば、参照番号ＰＣＭはＰＣＭ（１）を意味し、第３の実施の形態に関係するならば、参照番号ＰＣＭはＰＣＭ（２）を意味することとする。
【００４８】
実施の形態２．
この発明による電力調相装置、具体的にはトランスレス無効電力直列補償装置（以下も同様に直列補償装置と呼ぶ）の第２の実施の形態を図を用いて説明する。図２は複数の調相ユニットから構成される直列補償装置のための初期充電回路とその接続方法を示す図である。
【００４９】
図２において、１３ａないし１３ｃは調相ユニットである。調相ユニット１３ａについて、図１６の調相ユニット１３と異なる構成を説明する。１７ａ，１７ｂは直流コンデンサ８に接続される第１のスイッチ、１８ａは正極入力端子、１８ｂは負極入力端子、１９ａ，１９ｂは出力端子１４ａ，１４ｂに接続される第２のスイッチである。２０は初期充電回路であり、２１ａは正極出力端子、２１ｂは負極出力端子である。調相ユニット１３ａの正極入力端子１８ａは初期充電回路２０の正極出力端子２１ａに、負極入力端子１８ｂは負極出力端子２１ｂに接続される。２２は初期充電制御器であり、スイッチ１７ａ，１７ｂ，１９ａ，１９ｂ、交流スイッチ１２および開閉器４の投入、開放を制御する。なお、図２には省略されているが、図１６に示す如く、フィルタ回路１１と単相インバータ７を有するのは勿論である。
【００５０】
図１と図２の回路構成を見比べたとき、第１のスイッチ１７ａ，１７ｂは直流コンデンサ８と出力端子２１ａ，２１ｂに電圧を出力する初期充電回路２０との間に配置されている。一方、初期充電動作の間に送電線２ａ，２ｂ、すなわちそれぞれの調相ユニットの出力端子１４ａ，１４ｂから直流コンデンサ８を切り離すために、第２のスイッチ１９ａ，１９ｂは出力端子１４ａ，１４ｂとフィルタ回路１１との間、フィルタ回路１１と単相インバータ７との間、もしくは単相インバータ７と直流コンデンサ８との間に配置されても良いことは認識されるべきである。
【００５１】
初期充電回路２０は直流電圧を出力できるものであればよい。図３に初期充電回路２０の具体例として、最も簡素な構成を示す。変圧器２３からの交流電圧はダイオード整流回路２４により直流電圧に変換されて出力端子２１ａ，２１ｂに出力される。限流抵抗２５は充電期間中の突入電流を抑制するために必要となる。この場合、初期充電電圧の大きさは変圧器２３で調整でき、充電時定数は直流コンデンサ８の静電容量と限流抵抗２５の抵抗値によって調整できる。
【００５２】
次に、初期充電回路２０と複数のスイッチを用いた初期充電方法について説明する。初期充電直前において、初期充電制御器２２は、開閉器４またはスイッチ１９ａ，１９ｂとスイツチ１７ａ，１７ｂ及び交流スイッチ１２を開放する。初期充電制御器２２は、初期充電指令を受けると、スイッチ１７ａ，１７ｂを投入する。その後、初期充電回路２０は、それに接続されている全ての直流コンデンサ８を同時に充電する。
【００５３】
直流コンデンサ８の充電が完了すると、初期充電制御器２２は、スイッチ１７ａ，１７ｂを開放するとともに、交流スイッチ１２を点弧させ、スイッチ１９ａ，１９ｂ及び開閉器４を投入する。系統電流は開閉器４及び交流スイッチ１２を介して送電線２ａ，２ｂに流れ始める、この後、ＥＰ９８１０６７８．４に記載されている交流スイッチ１２を用いた起動方法により、直列補償装置３を運転できる。
【００５４】
初期充電回路２０による初期充電期間は、交流システム１ａ，１ｂからの電力の流入を防止するためにスイッチ１９ａ，１９ｂまたは開閉器４を開放する。これにより、直列補償装置３の通常の運転中において全く異なる電位を持つ複数の直流コンデンサ８を初期充電回路２０の出力端子２１ａ，２１ｂに接続することができる、図１では初期充電回路２０は同じ送電線２ａ，２ｂに接続される調相ユニット１３ａから１３ｃにある直流コンデンサ８に共通に接続されている。しかしながら、スイッチ１９ａ，１９ｂまたは開閉器４が開放されている限りにおいて、適宜スイッチ１７ａ，１７ｂを選択することにより、直流コンデンサ８を別個に初期充電することもできる、また、異なる送電線２ａ，２ｂに直列接続される直列補償装置３にある複数の直流コンデンサ８にも共通に接続することが可能である。
【００５５】
すなわち、１つの初期充電回路２０を他の相に置かれる複数の直流コンデンサ８に接続することも可能である。図１と図２との比較対照により、本質的に本発明の初期充電手段ＰＣＭ（１）は、電力調相装置の他の回路構成要素と送電線２ａ，２ｂからそれぞれの直流コンデンサ８を非連結にし、初期充電動作の間に送電線２ａ，２ｂから分離した初期充電回路２０により供給される直流電圧でもって独立に直流コンデンサ８を充電する。
【００５６】
実施の形態３．
直流コンデンサ８の初期充電手段として図３に示す初期充電回路２０を適用した場合には、ダイオード整流器２４のような直流電圧を出力する電力変換器を備える必要がある。そこで、初期充電回路２０を省略するための工夫を施したのが、図１に示す初期充電手段ＰＣＭ（２）に関する第３の実施の形態である。
【００５７】
図４は直流コンデンサ８を初期充電するためのエネルギーを送電線２ａ，２ｂから得ることができる調相ユニット１３を示している。２６は交流スイッチ１２の印加電圧Ｖを検出するための電圧検出器、２７は系統電流１のゼロ交差を検出するための電流検出器、２８は交流スイッチ１２の点消弧状態を制御する交流スイッチ制御器であり、電圧検出器２６の出力、電流検出器２７の出力が入力される。また２９は初期充電指令を交流スイッチ制御器２８に伝達するための信号伝達線である。
【００５８】
図４における交流スイッチ１２はオン状態とオフ状態の切換が可能であり、かつオン状態において交流電流を流すことができるスイッチとして定義される。交流スイッチ１２がオン状態にある場合には、系統電流と交流スイッチ１２の電流は等しくなる。この時、電流検出器２７の出力は交流スイッチ１２の電流として認識することができる。従って、直接的に交流スイッチ１２に流れる電流だけを検出するための電流検出器２７を交流スイッチ１２に接続しても構わない。
【００５９】
次に、図４に示す調相ユニットの動作について説明する。基本的に単相インバータ７の入力電圧は交流スイッチ１２の両端電圧Ｖに等しい。単相インバータ７の全ての自己消弧型半導体素子５ａないし５ｄがオフ状態である場合には、単相インバータ７はフリーホイールダイオード６ａないし６ｄによる単相ダイオード整流器として動作可能である。従って、交流スイッチ１２の両端電圧Ｖを発生させることができれば、その電圧Ｖにより直流コンデンサ８を初期充電することが可能となる。
【００６０】
初期充電動作は交流スイッチ制御器２８により実行される。まず、交流スイッチ１２にオン信号を与えた後、開閉器４を投入する。系統電流は交流スイッチ１２、開閉器４を介して送電線２ａ，２ｂに流れ始める。その直後は、系統電流は過電流を含んでいるが、過電流は送電線２ａ，２ｂの内部抵抗などで制動されてほぼ定格電流に収まる。交流スイッチ制御器２８が初期充電指令を信号伝達線２９を介して受けた後、交流スイッチ制御器２８は交流スイッチ１２に図５に示すようなスイッチング信号を与える。
【００６１】
ここで、αは制御角であり、系統電流のゼロ交差からの遅れ角（遅れ時間）として定義される。この制御角αの間、系統電流はフィルタコンデンサ１０を充電するため、交流スイッチ１２の両端子間に電圧が発生する。この電圧は単相インバータ７の入力電圧Ｖとなるため、その入力電圧Ｖにより直流コンデンサ８を充電できる。このとき、前述したように単相インバータ７は単相ダイオード整流器として動作している。
【００６２】
また、制御角αにより交流スイッチ１２の両端電圧Ｖの最大値が決まる。すなわち、直流コンデンサ８の初期充電電圧の大きさあるいは充電時定数などは制御角αによって制御可能である。図５において、制御角αは系統電流のゼロ交差から予め設定された交流スイッチ１２の印加電圧許容値Ｖｔｈに達するまでの時間として定義することができる。
【００６３】
直流コンデンサ８の初期充電が完了した後は、同じ交流スイッチ１２を用いて調相ユニット１３を起動できる。好ましくは系統電流のゼロ交差において交流スイッチ１２を消弧し、系統電流を交流スイッチ１２から単相インバータ７へ転流させることにより、調相ユニット１３を起動する。この交流スイッチ１２を用いた起動方法についての詳細はＥＰ９８１０６７８．４に説明されており、本発明の主題ではないため省略する。
【００６４】
系統電流は１周期に２回のゼロ交差をもつ。図５に示した交流スイッチ１２に与えるスイッチング信号は、単相インバータ７の入力電圧Ｖを交流的に発生させるためのものであり、各ゼロ交差においてオフ信号が与えられている。しかしながら、系統電流のゼロ交差の１回おきにオフ信号を与えることも可能であり、その時の入力電圧Ｖは直流的に発生する。
【００６５】
また、制御角αは前述したように前もって定められた値に固定することも可能であり、また、直流コンデンサ８の電圧に基づいてＶｔｈを制御する場合などにおいては制御角αは変数となりえる。
【００６６】
実施の形態４．
本発明による第４の実施の形態として、図４の交流スイッチ１２に適用可能な交流スイッチ１２を図６に示す。この交流スイッチ１２は、２つの逆並列接続されたサイリスタ３０ａ，３０ｂから構成される。一般に、サイリスタは点弧タイミングを制御できるが消弧タイミングを制御できない。つまりサイリスタに電流が導通している間にオンゲート信号を無くすると、その導通電流がゼロを交差したときにだけサイリスタは消弧する。このサイリスタの消弧特性を利用すれば、初期充電時において、交流スイッチ制御器２８は単に交流スイッチ１２のオン信号を無くするだけで、図６に示す交流スイッチ１２を自動的に系統電流がゼロを交差する時点でオフできる。従って、図６に示す交流スイッチ１２を用いた場合には、電流検出器２７はもはや不要となる。
【００６７】
さらに、サイリスタ３０ａ，３０ｂとしては、電気的ゲート信号により点弧される電気サイリスタではなく光ゲート信号により点弧される光サイリスタを適用することが望ましい。なぜならば、運転中の直列補償装置３は完全に対地電位から浮いた状態となる。従って、サイリスタ３０ａ，３０ｂを点弧するためのゲート回路は対地から絶縁されなければならない。しかしながら、この絶縁レベルは非常に大きくなることが予想される。電気サイリスタを用いた場合にはゲート回路は対地との間の絶縁のために大きな絶縁変圧器を必要とする。しかしながら、光サイリスタは光エネルギーによって直接点弧できるために、その絶縁変圧器を省略することができる。
【００６８】
実施の形態５．
実施の形態３において、交流スイッチ１２は、交流スイッチ１２の両端電圧Ｖのゼロ交差ではない時点、すなわちフィルタコンデンサ１０の充電電圧が存在する状態においてターンオンする可能性があることに注意すべきである。ターンオン時にはフィルタコンデンサ１０から交流スイッチ１２に比較的大きな放電電流が流れ込む。この放電電流は初期充電期間のみに現れる。従って、制御角αは可能なかぎりゼロ、１８０度、３６０度に近い値に選ぶことが望ましい。
【００６９】
しかしながら、交流スイッチ１２をフィルタコンデンサ１０の放電電流から保護することが必要となる場合がある。具体的な保護方式として、例えば放電電流が流れる経路内に限流素子（非線形抵抗）を挿入することが考えられる。この様な試みは既に「Integrated Power Module In IGBT Technology For Modular Power Traction Converters」(Proceedings of the European Power Electronics and Drives Association (EPE) ´97, Vol. 1.1, pp. 106 ‐ 111)においてSpecial Short Current Limiter (SCCL)として示されてる。例えば、このＳＣＣＬをフィルタコンデンサ１０に接続することは容易に考えられる。
【００７０】
ここで、本発明による第５の実施の形態としての交流スイッチ１２の保護技術を図７に示す。図７に示す交流スイッチ１２は、限流素子３１、例えば抵抗あるいはリアクトルを交流スイッチ１２それ自体に内蔵する。図７に示す交流スイッチ１２の構成は、互いのカソード端子で直列接続される２つのサイリスタ３０ｅ，３０ｂと互いのアノード端子で直列接続される２つのサイリスタ３０ｃ，３０ｄを使用し、限流素子３１はそれらのカソード端子とアノード端子との間に備えられる。
【００７１】
次に、本発明による第５の実施の形態としての交流スイッチ１２の他の保護技術を図８に示す。この交流スイッチ１２は、２つの動作形態を可能とする。つまり初期充電期間はサイリスタ３０ａ，３０ｄ，３０ｅ，３０ｆを使用し、サイリスタ３０ｂ，３０ｃをオフ状態に固定する。サイリスタ３０ａと３０ｆの組合せ及びサイリスタ３０ｄ，３０ｅの組合せにはそれぞれ同時に異なるオンオフ信号が与えられる。一方、初期充電期間以外はサイリスタ３０ａ，３０ｂ，３０ｃ，３０ｄを使用し、サイリスタ３０ｅ，３０ｆをオフ状態に固定する。サイリスタ３０ａと３０ｂの組合せ及びサイリスタ３０ｃ，３０ｄの組合せにはそれぞれ同時にオンオフ信号が与えられる。
【００７２】
図８に示す交流スイッチ１２は図７に示す交流スイッチ１２とは異なり、２つの動作形態により初期充電期間に限定して限流素子３１に電流を流すことができる。従って、限流素子３１における無駄な消費電力を極力無くすることができる。
【００７３】
図８に関して、２つのサイリスタ３０ｅと３０ｆは図５に示されるような系統電流のＯ度と１８０度における２回のスイッチング信号のパターンを実現するために必要である。しかしながら、前述したように１周期に唯１回のスイッチングが実行される場合には、図９に示されるように唯１つのサイリスタ３０ｅを接続すれば良い。その時、初期充電動作の間において、特に系統電流のある半周期では２つのサイリスタ３０ｄ，３０ｅが選択され、他の半周期では２つのサイリスタ３０ａ，３０ｂが選択される。初期充電に関する基本的な制御は図８を用いた場合と同じである。
【００７４】
図１０は図７、図８、図９に示す交流スイッチ１２の実施の形態の相違をより明確に示すための波形であり、フリーホイールダイオード６ａないし６ｄにより単相ダイオード整流器として動作している単相インバータ７の前後の波形を示す。図７、図８に示す交流スイッチ１２では、直流コンデンサ８は系統電流の各周期毎に２つの電圧パルスで充電され、それらは単相ダイオード整流器の前では交流電圧波形となる。また、図９に示す交流スイッチ１２では、系統電流の各周期毎に１つの電圧パルスで充電され、単相ダイオード整流器の前では直流電圧波形となる。
【００７５】
実施の形態６．
通常運転中、直列補償装置３は対地電位から完全に浮いた状態となる。直列補償装置３の内部の単相インバータ７を構成する自己消弧型半導体素子５も同様な状態となる。図１２に示すように、通常、各自己消弧型半導体素子５にはゲートドライブユニット３９が備えられており、そのゲートドライブユニット３９が必要なゲート電力は対地電位に近い所に置かれている高周波電源ＨＦＶＳによって供給される。その高周波電源ＨＦＶＳは、各ゲートドライブユニット３９との絶縁のために絶縁変圧器を必要とする。従って、その絶縁変圧器は非常に大きなものとなることが容易に予想される。これを解決するための手段、すなわちゲートドライブ電力供給回路の適用が本発明による第６の実施の形態である。
【００７６】
図１１に具体的な回路を示す。この回路は「Novel Gate Power Supply Circuit Using Snubber Capacitor Energy For Series‐Connected GTO Valves」EPE ´97, Vol. 1, pp. 576 ‐ 581に示されている。
図１１において、自己消弧型半導体素子５とフリーホイールダイオード６は逆並列に接続される。スナバコンデンサ３２とスナバダイオード３３の直列接続体は自己消弧型半導体素子５に並列に接続される。スナバ抵抗３４はスナバダイオード３３に並列に接続される。また、初期充電抵抗３８と給電ダイオード３７の直列接続体は自己消弧型半導体素子５に並列に接続される。給電抵抗３６と給電コンデンサ３５の直列接続体はスナバコンデンサ３２とスナバダイオード３３との直列接続点と初期充電抵抗３８と給電ダイオード３７との直列接続点との間に接続される。ゲートドライブユニット３９は自己消弧型半導体素子５のゲート端子とカソード端子および給電コンデンサ３５の両端とに接続される。
【００７７】
ゲートドライブユニット３９のより具体的な例を図１３に示す。ゲートドライブユニット３９は、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１，ＤＣ２とコンデンサＣｌ，Ｃ２，Ｃ３によりそれぞれ形成されるオンゲートドライブ回路部とオフゲートドライブ回路部を含む。トランジスタＴ１，Ｔ２で表現された２つのスイッチは、単相インバータ７のＰＷＭ動作の間に、自己消弧型半導体素子５にオン／オフゲート電流を供給する。２つのゲートドライブ回路部は、当然のことながらＰＷＭ制御により発生されるオン／オフスイッチング指令に従う。また、２つのゲートドライブ回路部は自己消弧型半導体素子５のターンオン／オフ動作のためのゲート電流を発生するためにゲート電力を必要とする。
【００７８】
図１２の従来技術において、ゲート電力は絶縁変圧器を持つ高周波電源ＨＦＶＳにより供給される。一方、図１１と図１３において、ゲート電力は給電コンデンサ３５により供給される。望ましくは、給電コンデンサ３５の過負荷を避けるため、また、給電コンデンサ３５の電圧を一定に保つために、給電コンデンサ３５に過電圧保護回路を設けることは必要である。
【００７９】
図１１において、スナバコンデンサ３２に蓄えられたエネルギーは自己消弧型半導体素子５のターンオン時に給電コンデンサ３５に移され、しかるに、ゲートドライブユニット３９は給電コンデンサ３５からゲート電力を得ることができる、しかしながら、起動前には、ゲートドライブユニット３９は、初期充電抵抗３８を介して自己消弧型半導体素子５の安定なオフ状態を保持するためのエネルギー、すなわちゲートオフバイアス電圧を確保するためのゲート電力と少なくとも第１回目のオンオフ動作を行うためのゲート電力を得る必要がある。ゲートオフバイアス電圧は、自己消弧型半導体素子５の漏れ電流の増加を抑制するために必要となる。従って、直列補償装置３にこのようなゲートドライブ電力供給回路を適用した場合には、単相インバータ７の起動直前までに予め直流コンデンサ８にある程度充電電圧を蓄えておかなければならない。
【００８０】
前述した交流スイッチ１２による直流コンデンサ８の初期充電方式は、直列補償装置３を構成する自己消弧型半導体素子５に図１１に示すようなゲートドライブ電力供給回路の適用を可能とするものである。すなわち、前述した交流スイッチ１２による初期充電方式は、直流コンデンサ８のみならず給電コンデンサ３５をも同時に初期充電できる、これにより、直列補償装置３は従来ゲート電力を得るために備えられた高周波電源ＨＦＶＳをもはや必要としない。また、調相ユニット１３において、必要な電力、すなわち直流コンデンサ８の充電や給電コンデンサ３５の充電に必要な電力は全て送電線２ａ，２ｂを流れる系統電流により確保することができる。
【００８１】
図１１に示すようなゲートドライブ電力供給回路を直列補償装置３に適用した場合の直流コンデンサ８の初期充電動作を図１４に示す。図１４において、第１の波形は系統電流波形であり、第２の波形は単相インバータ７の電流波形であり、第３の波形は交流スイッチ１２（フィルタコンデンサ１０）の電圧波形であり、第４の波形は直流コンデンサ８の電圧波形である。
【００８２】
時間ｔ＝０において、交流スイッチ１２をオン状態に保ったまま、開閉器４を投入する。系統電流は交流スイッチ１２を介して振動電流を伴って送電線２ａ，２ｂに流れ始める。初期の系統動揺がある程度収まった後、時間ｔ１からｔ２において、交流スイッチ１２の制御角αを前述したように適切に制御して、直流コンデンサ８を初期充電する。直流コンデンサ８の充電電圧が徐々に上昇している様子が図１４の第４の波形に示されている。ここでは、交流スイッチ１２による充電電圧を定格電圧に対して１０％に設定している。この充電電圧の定格電圧に対する割合は交流スイッチ１２の制御角αにより任意に決めることができる。
【００８３】
また、時間ｔ１からｔ２において、交流スイッチ１２の最大印加電圧は一定の値にクランプされている。これは、制御角αを一定値に設定したからであり、当然のことながら、制御角αは例えば直流コンデンサ８の充電電圧の大きさに従って可変制御しても良い。その場合、交流スイッチ１２の各周期における印加電圧の最大値は一定値を示さない。
【００８４】
さて、定格電圧の１０％を確保した後、時間ｔ２において、ＥＰ９８１０６７８０．４に開示されている交流スイッチ１２を用いた起動方法により系統電流を単相インバータ７に転流させて直列補償装置３を起動させることができる。さらに、ｔ＝ｔ２からｔ＝ｔ３において、単相インバータ７を構成する自己消弧型半導体素子５ａないし５ｄは、図１１に示すゲートドライブ電力供給回路に接続されたゲートドライブユニット３９を使用することによりＰＷＭ制御に基づくスイッチング動作を実行することができる。
【００８５】
そのとき、直流コンデンサ８の電圧は、図示しない直流電圧制御器により定格電圧の１０％から１００％まで増加する。時間ｔ２以降の直流コンデンサ８の直流電圧制御は、例えば直流コンデンサ８の電圧指令と検出された直流電圧との電圧差を求め、系統電流と単相インバータ７の出力電圧との位相差をその電圧差に比例して制御することにより実現できる。しかしながら、時間ｔ２以降の直流電圧制御に関しては本発明の課題とは異なるため、ここでの詳細な説明は省略する。
【００８６】
実施の形態７．
図２では唯一の初期充電回路２０を備える実施の形態を示した。また、図２は最もコスト低減が期待できる初期充電回路２０の回路構成を示している。しかしながら、初期充電回路２０としてサイリスタコンバータを備えることも可能であり、直流電圧が出力できる回路であれば初期充電回路２０として適用可能である。また、単相インバータ７が３レベルインバータである場合には、３つの直流電圧レベルが出力できる初期充電回路２０を使用することもできる。
【００８７】
図６と図７から図９はサイリスタ３０により構成される交流スイッチ１２の基本構成を示すための図である。実際の適用においては、サイリスタ３０に図示しない追加的な保護回路を設けることが必要になる。例えば交流スイッチ１２の点弧時に掛かる電流上昇率を抑制するために過飽和リアクトルを用いたり、消弧時に掛かる電圧上昇率を抑制するためにスナバ回路を用いることなどは、交流スイッチ１２の高信頼度な動作を保証するために有効である。また、直流コンデンサ８の定格電圧に応じて複数個のサイリスタ３０を直列接続したサイリスタバルブを適用することも容易に考えられる。
【００８８】
図１１は既にその動作の信頼性が確かめられている具体的なゲートドライブ電力供給回路を示している。しかしながら、直流コンデンサ８から直接的にあるいは間接的にゲートドライブ電力を得ることができるが、図１１の回路構成とは異なる他のゲートドライブ電力供給回路を適用することはもちろん可能である。
また、開閉器４については、例えば図１５などにおいて送電線２ｂと交流システムｌｂとの間に唯一つの開閉器４を示した。しかしながら、送電線２ａと交流システム１ａとの間に備えられる場合や複数の開閉器４によって送電線２ａ，２ｂが分割される場合なども想定できる。
【００８９】
なお、明らかに上記実施の形態の内容に基づいて本発明の色々な修正及び変形が可能である。従って、特許請求の範囲に記載の範囲内で、実施の形態に詳しく記載した以外の形態で本発明を実施できることは理解されるべきである。
【００９０】
【発明の効果】
以上説明のように、本発明による電力調相装置によれば、同相あるいは他相の複数の調相ユニットにある複数の直流コンデンサを同時に初期充電回路を用いて充電するため、初期充電抵抗の数を極力低減できる。従って、電力調相装置を安価にできる。
【００９１】
また、本発明による電力調相装置によれば、交流スイッチにより送電線に流れる系統電流を用いて直流コンデンサを充電するため、追加的な初期充電回路を省略できる。従って、電力調相装置を安価にでき、また小型化できる。
【００９２】
また、本発明による電力調相装置によれば、交流スイッチを逆並列接続されたサイリスタにより構成するため、系統電流を検出する電流検出器を省略できる。従って、電力調相装置を安価にできる。また、特に光サイリスタを適用することによりゲート回路の絶縁変圧器を省略できる。従って、さらに電力調相装置を安価にでき、また小型化できる。
【００９３】
また、本発明による電力調相装置によれば、交流スイッチによる直流コンデンサの初期充電方式は、同時にゲートドライブ電力供給回路の給電コンデンサを充電することができる。また、ゲートドライブユニットと対地電位とを絶縁するための絶縁変圧器を省略できる。従って、電力調相装置を高機能化できる。
【００９４】
また、本発明による電力調相装置によれば、初期充電回路、絶縁変圧器などの構成部品を低減または省略できる。また、電力調相装置を構成する調相ユニット内において必要な電力を全て送電線を介して得ることができる。従って、電力調相装置を小型化、高信頼度化できる。
【００９５】
さらに、以上のような電力調相装置を送電システムに適用した場合には、高信頼度な送電システムを低コストで実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施の形態に係るもので、初期充電手段ＰＣＭを持つ本発明による電力調相装置を示す原理ブロック図である。
【図２】 電力調相装置が３つの調相ユニット１３ａ，１３ｂ，１３ｃを包含する一例に適用される本発明の第２の実施の形態による電力調相装置を示す図である。
【図３】 例えば図２における電力調相装置に使用できる初期充電回路２０を示す図である。
【図４】 本発明の第３の実施の形態による電力調相装置を示す図である。
【図５】 本発明による交流スイッチの制御方法を示す図である。
【図６】 本発明による２つの逆並列接続されるサイリスタから構成される交流スイッチ１２の実施の形態を示す図である。
【図７】 本発明による４つのサイリスタと限流素子から構成される交流スイッチ１２の他の実施の形態を示す図である。
【図８】 本発明による６つのサイリスタと限流素子から成る交流スイッチの他の実施の形態を示す図である。
【図９】 本発明による５つのサイリスタと限流素子から成る交流スイッチの他の実施の形態を示す図である。
【図１０】 図７、図８、図９における交流スイッチの実施の形態のための単相インバータを構成するフリーホイールダイオードによる整流器の前後の波形を示す図である。
【図１１】 ゲートドライブ電力供給回路の実施の形態を示す図である。
【図１２】 絶縁変圧器を含む従来のゲートドライブ電力供給回路の一例を示す図である。
【図１３】 図１１に示すゲートドライブユニットの一例を示す図である。
【図１４】 直流コンデンサの初期充電動作を示す図である。
【図１５】 従来技術による電力調相装置の適用を示す図である。
【図１６】 従来技術によるトランスレス無効電力直列補償装置の構成を示す図である。
【図１７】 従来技術による電力調相装置の多重構成を示す図である。
【図１８】 従来技術による初期充電回路を示す図である。
【符号の説明】
１ 交流電力システム、２ 送電線、３ａ，３ｂ 直列補償装置の出力端子、４ 開閉器、７ 単相インバータ、１０ フィルタコンデンサ、１３ 調相ユニット、１６ 初期充電抵抗、１９ スイッチ、２２ 初期充電制御器、２５ 限流抵抗、２８ 交流スイッチ制御器、３１ 限流素子、３４ スナバ抵抗、３７ 給電ダイオード、５ 自己消弧型半導体素子、８ 直流コンデンサ、１１ フィルタ回路、１４ 調相ユニットの出力端子、１７ スイッチ、２０ 初期充電回路、２３ 変圧器、２６ 電圧検出器、２９ 信号伝達線、３２ スナバコンデンサ、３５ 給電コンデンサ、３８ 初期充電抵抗、３ 直列補償装置、６ フリーホイールダイオード、９ フィルタリアクトル、１２ 交流スイッチ、１５ スイッチ、１８ 調相ユニットの入力端子、２１ 初期充電回路の出力端子、２４ ダイオード整流器、２７ 電流検出器、３０ サイリスタ、３３ スナバダイオード、３６ 給電抵抗、３９ ゲートドライブユニット。
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力調相装置とその電力調相装置を適用した送電システムに関するものであり、特にトランスレス無効電力直列補償装置を含むような電力調相装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電力調相装置は、送電容量を増加するため、また、より安定化させるために送電システムに概して用いられる。通常、そのような電力調相装置は、開閉器を含む送電システムに直列に接続され、少なくとも１つの調相ユニットを含む。各調相ユニットは、直流コンデンサと自己消弧型半導体素子を包含する単相インバータとから構成されるトランスレス無効電力直列補償装置を含む。
【０００３】
特に、調相ユニットにおいて、各インバータは、各直流コンデンサに接続されている。そのような電力調相装置において、通常の動作が開始する前に、上記直流コンデンサは通常付加される初期充電回路または送電線を介して流れる系統電流によって実行される特定電圧に初期充電されなければならない。
【０００４】
電力調相装置の幾つかの異なる例は、近年においてより安定し高効率の送電システムを提供するために使用されている。そのような送電システムは、融通性の高い交流送電システム（所謂、ＦＡＣＴＳ）と呼ばれる。電力調相装置において、通常、半導体装置が適用される。そのような半導体装置は、ゲートターンオフサイリスタ（所謂、ＧＴＯｓ）及びゲート転流型ターンオフサイリスタ（所謂、ＧＣＴｓ）のような自己消弧型半導体素子を含む。さらに、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（所謂、ＩＧＢＴｓ）を用いることができる。そのような構成は、電力変換装置、すなわち電力調相装置のインバータに適用され、それらの適用がより安定度の高い送電システムを実現するために将来に広く広がるであろう様相を呈していいる。
【０００５】
ＦＡＣＴＳシステムに使用されるトランスレス無効電力直列補償装置（所謂、ＴＬ−ＲＳＣ）を含む１つの電力調相装置がある。
図１５は、送電線２ａ，２ｂを介して互いに連結された２つの交流電力システム１ａ，１ｂと、電力調相装置３、すなわちＴＬ−ＲＳＣ３、及び交流電力システム１ｂと電力送電線２ｂとの間に設けられた開閉器４を含む電力送電システムを示す。
【０００６】
上記ＴＬ−ＲＳＣ３は、電力送電容量を増加させることのみならずより安定化させるために、電力送電線２ａと２ｂ間に設けられる。さらに、上記ＴＬ−ＲＳＣ３は、２つの出力端子３ａ，３ｂに送電線２ａ，２ｂにより変成器なしで直接に直列接続されている。
【０００７】
図１６は、２つの従来技術の参考文献である「電圧型インバータを有するトランスレス無効電力直列補償装置」（１９９７年電力変換会議（ＰＣＣ）−長岡議事録、第１９７−２０２頁）及び欧州特許出願第９８１０６７８０．６号の請求項１、１３の両者の前文部分に示されているものから知られるＴＬ−ＲＳＣ３の詳細な構成を示す。
【０００８】
図１６において、自己消弧型半導体素子は、５ａないし５ｄにより示され、各自己消弧型半導体素子５ａないし５ｄに逆並列に接続されたフリーホイールダイオードは６ａないし６ｄにより示され、自己消弧型半導体素子５ａないし５ｄとフリーホイールダイオード６ａないし６ｄからなる単相インバータは７により示され、単相インバータ７に接続された直流コンデンサは８により示され、フィルタリアクトルは９ａ及び９ｂにより示され、フィルタコンデンサは１０により示され、フィルタリアクトル９ａ，９ｂとフィルタコンデンサ１０でなるフィルタ回路は１１により示され、交流スイッチは１２により示されている。さらに、電力調相装置ＴＬ−ＲＳＣ３の調相ユニットは１３により示され、調相ユニット１３の２つの出力端子は１４ａ，１４ｂにより示されている。
【０００９】
図１６において、自己消弧型半導体素子５ａはフリーホイールダイオード６ａと分離されている。しかしながら、近年、自己消弧型半導体素子５ａとフリーホイールダイオード６ａとの両方の機能を同一パッケージに統合する逆導通型自己消弧型半導体素子が開発されている。逆導通型自己消弧型半導体素子が単相インバータ７に適用されるときは、フリーホイールダイオード６ａないし６ｄは図１６において必要でない。
【００１０】
図１６に示すように、電力調相装置ＴＬ−ＲＳＣ３は１つの調相ユニット１３から構成される。図１７は１３ａ，１３ｂ，1３ｃで示された幾つかの調相ユニットでなる電力調相装置を示す。そのような構成はより大きな調相能力を持つことができる。ここで、幾つか縦続接続した調相ユニット１３ａないし１３ｃでなる電力調相装置ＴＬ−ＲＳＣ３は各調相ユニット１３ａ，１３ｂ，１３ｃの出力端子１４ａ及び１４ｃが直列に接続されている。勿論、各調相ユニット１３ａないし１３ｃは図１６に示すような同様な構成を有する。通常、そのような調相ユニットは概して１０に達するまで直列に接続してもよい。
【００１１】
図１６に示されるように、単相インバータ７は、変圧器なしで送電線２ａ，２ｂに直列に、かつ間接的に接続される。すなわち、インバータ７は、送電線２ａ，２ｂに直列に挿入されたフィルタ回路１１を介して送電線２ａ，２ｂに連結される。フィルタ回路１１は、本質的にはパルス幅変調（所謂、ＰＷＭ）制御（よく知られているように、ＰＷＭ制御は予め設定された時間間隔でインバータ７をオン／オフスイッチングするために適用される）により運転される単相インバータ７から結果として起こる送電システムの高調波歪みを抑制する。
【００１２】
送電線２ａ，２ｂへの単相インバータ７の影響（すなわち、ＰＷＭ制御により送電線に引き起こされるインピーダンス整合及び／またはスパイクに関し）が非常に小さい場合、特に、高ＰＷＭ周波数の場合に、フィルタ回路１１は省略されてもよい。従って、フィルタリアクトル９ａ，９ｂの分離構成は必須でなく、それらの１つだけを用いてもよい。
【００１３】
交流スイッチ１２は、端子１４ａ，１４ｂを接続または分離するために予め定まったターンオン／ターンオフタイミングで開閉し、閉成しているとき（すなわちオン状態で）交流電流を流すことができるスイッチとして定義される。ＥＰ９８１０６７８．４は、電力調相装置ＴＬ−ＲＳＣ３の起動・停止動作のための交流スイッチ１２の制御を開示している。
【００１４】
ＴＬ−ＲＳＣ３を有する電力調相装置の使用は、一般的に新しいＦＡＣＴＳシステムとして提案されているが、幾つかの内在する問題のために実際に動作可能な回路はまだ提供されていない。通常のＰＷＭ動作時に、ＴＬ−ＲＳＣ３は送電線２ａ，２ｂを介して流れる系統電流を制御し、単相インバータ７は直流コンデンサ８の電圧を使用することによって出力電圧を発生する。
【００１５】
しなしながら、通常のＰＷＭ動作の起動前は、直流コンデンサ８の電圧はゼロであり、従って、直流コンデンサ８の初期充電動作が必要である。そのため、有効なＴＬ−ＲＳＣ３の実現は、後述されるように、特に初期充電のために使用される個別構成のコスト、サイズ及び重量の点で、効果的な初期充電技術のプロビジョンに深く従う。
【００１６】
第１に、直流コンデンサ８の初期充電回路を備えたインバータの３相ハーフブリッジ回路は図１８に示される。図１８に示されるように、回路の形は並列である。すなわち、直流コンデンサ８の初期充電は、送電線２の各相（３相線）を介してそれぞれのハーフブリッジ回路及びさらには直流コンデンサに流れる電流の部分を分流させることにより実行される。初期充電回路は、送電線２からの電流により直流コンデンサ８を充電させることを可能にする。
【００１７】
図１８のような初期充電回路は、三菱電機技報Ｖｏ１．６３，Ｎ．１０，１９８９，ｐｐ．４１に示されているものである。ここで、インバータ７は、送電線２の高調波歪みを低減するためのアクティブフィルタに適用される。図１８に示されるように、初期充電回路としてのスイッチ１５ａは、それぞれの初期充電抵抗１６に直列接続され、他のスイッチ１５ｂは、上記スイッチ１５ａ及び初期充電抵抗１６に対し並列に接続されている。
【００１８】
初期充電動作の間、すなわち、アクティブフィルタの通常のＰＷＭ動作が開始できる前、スイッチ１５ａはオンしスイッチ１５ｂはオフする。それによって、送電線２から初期充電抵抗１６を介して電力（基本的には電流）を得、直流コンデンサ８を初期充電することが可能である。初期充電抵抗１６は電流限流抵抗として機能する。
【００１９】
初期充電動作期間後は、初期充電抵抗１６はターンオンするスイッチ１５ｂによりスイッチ１５ａが開放すると同時に短絡される。
【００２０】
アクティブフィルタとして図１８に示すような並列型初期充電回路が特に図１７に示したような多重構成を持つ電力調相装置ＴＬ−ＲＳＣ３に適用された場合には、多くの初期充電抵抗１６（各調相ユニットに対し３）と多くの補助スイッチ１５ａ，１５ｂ（各調相ユニットに対し２）が必要である。
【００２１】
さらに、ＴＬ−ＲＳＣ３の通常動作時に、系統電流はスイッチ１５ｂを介して流れる。図１８の並列型初期充電回路をアクティブフィルタとして適用したとき、スイッチ１５ｂを介して流れる導通電流は電力送電システム（図１８に図示せず）への歪み電流を補償するための電流である。従って、スイッチ１５ｂの導通電流はアクティブフィルタの場合に比較的小さい。
【００２２】
しかしながら、並列型の初期充電回路をトランスレス無効電力直列補償装置を含む電力調相装置ＴＬ−ＲＳＣ３に適用した場合、スイッチ１５ｂにより引き起こされるオン状態電力損失は、送電システムで高い電流及び電圧が発生するために極めて高くなる。
【００２３】
第２に、調相ユニット１３において、フィルタ回路１１は特にフィルタコンデンサ１０を用いて構成される。フィルタコンデンサ１０はＰＷＭ制御により駆動される単相インバータ７から引き起こされる高調波歪みを低減するよう設計される。他方、フィルタコンデンサ１０は上述した初期充電期間の間（初期充電期間の間、交流スイッチ１２は開放される）送電線２ａ，２ｂに直列接続され、フィルタコンデンサ１０の静電容量は送電線２ａ，２ｂの直列接続に対しいかなる場合にも整合しない。
【００２４】
従って、図１６の直列型電力調相装置３は他の不利益を持つ。すなわち、フィルタコンデンサ１０の静電容量は送電線に対しインピーダンス整合を持たない。従って、もし、図１８のような並列型初期充電回路が図１６のような直列補償装置ＴＬ−ＲＳＣ３に適用されると、フィルタコンデンサ１０はフィルタ回路１１のフィルタコンデンサ１０の静電容量不整合のため、初期充電の間過充電される。
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように、通常の初期充電技術がＴＬ−ＲＳＣ３に適用された場合を考慮すると幾つかの問題がある。すなわち、各調相ユニット１３に対し一組の初期充電抵抗１６が必要である。また、それぞれの初期充電抵抗１６に接続または非接続するための多くのスイッチ１５ａ、１５ｂもまた必要である。さらに、送電システムにおいて高い電流及び電圧を発生させるべく系統電流を流すためにスイッチ１５ｂに対し比較的大容量の冷却システムが必要である。さらに、フィルタコンデンサ１０の過充電の問題を解決するためにフィルタコンデンサ１０の静電容量は増加されるべきであり、またはフィルタコンデンサ１０は電圧クランプ装置に備えられるべきである。
【００２６】
これら必須条件は大型化とコスト高の構成を必要とする。従って、ＴＬ−ＲＳＣ３自体の大型化とコスト高をもたらす。すなわち、直流コンデンサの初期充電のために系統電流を使用する並列型初期充電回路は直列型の補償装置に適用することができない。
【００２７】
従って、本発明の目的は、効率的な初期充電機能を有する直列補償装置を備えた電力調相装置と、その電力調相装置を備えた送電システムを提供することにある。
【００２８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の電力調相装置は、少なくとも１つの開閉器を持ち、直流コンデンサと単相インバータを持つトランスレス無効電力直列補償装置を備える少なくとも１つの調相ユニットを含む送電線に直列に接続される電力調相装置において、前記少なくとも１つの調相ユニットの前記直流コンデンサのための初期充電手段を有することを特徴とするものである。
【００２９】
また、前記単相インバータは、自己消弧型半導体素子を包含することを特徴とするものである。
【００３０】
また、前記初期充電手段は、初期充電動作の間に、送電線から前記直流コンデンサを非連結することを特徴とするものである。
【００３１】
また、前記初期充電手段は、前記直流コンデンサを充電するための直流充電電圧を供給する初期充電回路と、前記直流コンデンサと前記初期充電回路との切り離し／接続を行うための第１のスイッチと、前記送電線と前記単相インバータとの切り離し／接続を行うための第２のスイッチと、初期充電動作の間に前記初期充電回路が前記直流コンデンサに接続され、その間前記直流コンデンサが前記調相ユニットの出力端子から切り離されるように前記スイッチを制御するための初期充電制御器を包含し、初期充電動作の終了後に、前記スイッチは、前記直流コンデンサが初期充電回路から切り離され、前記調相ユニットの出力端子に接続されるように制御されることを特徴とするものである。
【００３２】
また、直流コンデンサを各々含む幾つかの調相ユニットが備えられ、前記スイッチは、離れた各々の直流コンデンサの前記接続／切り離し制御を行うために備えられ、前記初期充電回路は、並列に接続される全ての直流コンデンサを同時に充電することを特徴とするものである。
【００３３】
また、前記初期充電回路は、電力変換器を包含することを特徴とするものである。
【００３４】
また、前記初期充電手段は、前記少なくとも１つの調相ユニットの出力端子に連結される第１と第２の端子を持つ交流スイッチと、送電線を通じて流れる系統電流のゼロ交差からある時間間隔の間に前記交流スイッチをオフする交流スイッチ制御器とを包含することを特徴とするものである。
【００３５】
また、前記交流スイッチは、逆並列に接続される少なくとも２つのサイリスタを含むことを特徴とするものである。
【００３６】
また、前記交流スイッチは、４つのサイリスタと１つの限流素子を含み、第１と第２のサイリスタのカソード端子は、第１の直列接続点で互いに接続され、第３と第４のサイリスタのアノード端子は、第２の直列接続点で互いに接続され、前記第１のサイリスタのアノード端子と前記第３のサイリスタのカソード端子は、前記交流スイッチの前記第１の端子に接続され、前記第２のサイリスタのアノード端子と前記第４のサイリスタのカソード端子は、前記交流スイッチの前記第２の端子に接続され、前記限流素子は、前記第１と第２の直列接続点との間に接続されることを特徴とするものである。
【００３７】
また、前記交流スイッチは、５つのサイリスタと１つの限流素子を含み、第３のサイリスタのカソード端子は、第４のサイリスタのアノード端子に接続され、第２のサイリスタのカソード端子は、第１のサイリスタのアノード端子に接続され、前記第１のサイリスタのカソード端子と前記第３のサイリスタのアノード端子は、前記交流スイッチの前記第１の端子に接続され、前記第２のサイリスタのアノード端子と前記第４のサイリスタのカソード端子は、前記交流スイッチの前記第２の端子に接続され、第５のサイリスタは、前記第１のサイリスタに逆並列に接続され、前記限流素子は、前記第１のサイリスタのアノード端子と前記第３のサイリスタのカソード端子との間に接続されることを特徴とするものである。
【００３８】
また、前記交流スイッチは、前記第４のサイリスタに逆並列に接続された第６のサイリスタをさらに含むことを特徴とするものである。
【００３９】
また、前記自己消弧型半導体素子の各々は、各々の自己消弧型半導体素子のゲートドライブユニットに直接または間接に前記直流コンデンサからゲート電力を供給するためのゲートドライブ電力供給手段を持つことを特徴とするものである。
【００４０】
さらに、本発明に係る電力調相装置を適用した送電システムは、送電線を介して互いに連結される２つの交流電力システムと、送電線に挿入される少なくとも１つの開閉器を包含する送電システムにおいて、前記送電線に挿入され、上述したいずれかの１つまたはそれ以上の電力調相装置を有することを特徴とするものである。
【００４１】
【発明の実施の形態】
以下、この発明による電力調相装置の実施の形態を複数の図を用いて説明する。
実施の形態１．
図１は本発明の第１の実施の形態であり、本発明の原理を説明するものである。すなわち、図１は本発明による電力調相装置３を示すものであり、図示しない直流コンデンサ８と自己消弧型半導体素子５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄなどにより構成される単相インバータ７を持つトランスレス無効電力直列補償装置（以下、直列補償装置と呼ぶ）を含む１つの調相ユニット１３が送電線２ａ，２ｂに直列に接続されている。
【００４２】
単相インバータ７には種々のインバータの構成が使用可能である。また、本発明は自己消弧型半導体素子５だけを使用したインバータに限定されない。例えばサイリスタインバータなども適用可能である。さらに、本発明は１つの調相ユニットだけを持つ電力調相装置に限定されず、本発明の原理は図１７と後述する図２に示すように複数の調相ユニット１３を持つ電力調相装置３にも適用される。
【００４３】
図１は初期充電手段をもつ電力調相装置３を示す。図１に図示される初期充電手段ＰＣＭ（１）はそれぞれの調相ユニット１３から分離した位置に備えられる。初期充電手段ＰＣＭ（１）は以下に説明される第２の実施の形態に関係する。一方、初期充電手段ＰＣＭ（２）は送電線２ａ，２ｂとインバータ７との間に備えられ、直流コンデンサ８を充電するために送電線２ａ，２ｂからの電力を使用する。また、初期充電手段ＰＣＭ（２）は以下に説明される第３の実施の形態に関係する。もちろん他の実施の形態として、初期充電手段ＰＣＭ（１）とＰＣＭ（２）との組合せが使用できることは言うまでもない。
【００４４】
図１７にある幾つかの調相ユニットが存在する場合に、初期充電手段ＰＣＭ（１）はそれぞれのユニットにある各々の直流コンデンサ８を初期充電するために使用できる。すなわち、ＰＣＭ（１）は全ての調相ユニットに共通に備えることができる。一方、複数の調相ユニットの場合にＰＣＭ（２）は各々の調相ユニットに個別に備えられる。
【００４５】
独立した初期充電手段ＰＣＭ（１）を備えることにより、直流コンデンサ８の初期充電は図１８にあるような初期充電抵抗１６を使用することなく実現できる。初期充電手段ＰＣＭ（１）は直流コンデンサ８を充電するための直流電圧を出力できる電力変換器と定義することができる。しかるに、初期充電手段ＰＣＭ（１）の構成要素は低減され、従来技術において初期充電抵抗１６で生じていた電力損失は避けられる。また、初期充電手段ＰＣＭ（２）によっても、初期充電は図１８にあるような初期充電抵抗１６を使用することなく実現できる、この場合、具体的には後述するように、初期充電手段ＰＣＭ（２）は直流コンデンサ８を初期充電するために交流スイッチの制御を利用する。
【００４６】
初期充電手段ＰＣＭ（１）とＰＣＭ（２）とがもつ共通のアイデアはもちろん従来技術にあるような初期充電抵抗１６の省略である。すなわち、無駄な電力損失を無くし、インピーダンス不整合を引き起こさない初期充電手段を提供することにある。初期充電手段ＰＣＭ（１）とＰＣＭ（２）は共に、スイッチや電流／電圧検出器を用いてエネルギーを浪費しない効率的な初期充電手段によりこの問題を解決する。
【００４７】
以下、初期充電手段ＰＣＭ（１）とＰＣＭ（２）の実施の形態はさらに詳細に記述される。その記述が第２の実施の形態に関係するならば、参照番号ＰＣＭはＰＣＭ（１）を意味し、第３の実施の形態に関係するならば、参照番号ＰＣＭはＰＣＭ（２）を意味することとする。
【００４８】
実施の形態２．
この発明による電力調相装置、具体的にはトランスレス無効電力直列補償装置（以下も同様に直列補償装置と呼ぶ）の第２の実施の形態を図を用いて説明する。図２は複数の調相ユニットから構成される直列補償装置のための初期充電回路とその接続方法を示す図である。
【００４９】
図２において、１３ａないし１３ｃは調相ユニットである。調相ユニット１３ａについて、図１６の調相ユニット１３と異なる構成を説明する。１７ａ，１７ｂは直流コンデンサ８に接続される第１のスイッチ、１８ａは正極入力端子、１８ｂは負極入力端子、１９ａ，１９ｂは出力端子１４ａ，１４ｂに接続される第２のスイッチである。２０は初期充電回路であり、２１ａは正極出力端子、２１ｂは負極出力端子である。調相ユニット１３ａの正極入力端子１８ａは初期充電回路２０の正極出力端子２１ａに、負極入力端子１８ｂは負極出力端子２１ｂに接続される。２２は初期充電制御器であり、スイッチ１７ａ，１７ｂ，１９ａ，１９ｂ、交流スイッチ１２および開閉器４の投入、開放を制御する。なお、図２には省略されているが、図１６に示す如く、フィルタ回路１１と単相インバータ７を有するのは勿論である。
【００５０】
図１と図２の回路構成を見比べたとき、第１のスイッチ１７ａ，１７ｂは直流コンデンサ８と出力端子２１ａ，２１ｂに電圧を出力する初期充電回路２０との間に配置されている。一方、初期充電動作の間に送電線２ａ，２ｂ、すなわちそれぞれの調相ユニットの出力端子１４ａ，１４ｂから直流コンデンサ８を切り離すために、第２のスイッチ１９ａ，１９ｂは出力端子１４ａ，１４ｂとフィルタ回路１１との間、フィルタ回路１１と単相インバータ７との間、もしくは単相インバータ７と直流コンデンサ８との間に配置されても良いことは認識されるべきである。
【００５１】
初期充電回路２０は直流電圧を出力できるものであればよい。図３に初期充電回路２０の具体例として、最も簡素な構成を示す。変圧器２３からの交流電圧はダイオード整流回路２４により直流電圧に変換されて出力端子２１ａ，２１ｂに出力される。限流抵抗２５は充電期間中の突入電流を抑制するために必要となる。この場合、初期充電電圧の大きさは変圧器２３で調整でき、充電時定数は直流コンデンサ８の静電容量と限流抵抗２５の抵抗値によって調整できる。
【００５２】
次に、初期充電回路２０と複数のスイッチを用いた初期充電方法について説明する。初期充電直前において、初期充電制御器２２は、開閉器４またはスイッチ１９ａ，１９ｂとスイツチ１７ａ，１７ｂ及び交流スイッチ１２を開放する。初期充電制御器２２は、初期充電指令を受けると、スイッチ１７ａ，１７ｂを投入する。その後、初期充電回路２０は、それに接続されている全ての直流コンデンサ８を同時に充電する。
【００５３】
直流コンデンサ８の充電が完了すると、初期充電制御器２２は、スイッチ１７ａ，１７ｂを開放するとともに、交流スイッチ１２を点弧させ、スイッチ１９ａ，１９ｂ及び開閉器４を投入する。系統電流は開閉器４及び交流スイッチ１２を介して送電線２ａ，２ｂに流れ始める、この後、ＥＰ９８１０６７８．４に記載されている交流スイッチ１２を用いた起動方法により、直列補償装置３を運転できる。
【００５４】
初期充電回路２０による初期充電期間は、交流システム１ａ，１ｂからの電力の流入を防止するためにスイッチ１９ａ，１９ｂまたは開閉器４を開放する。これにより、直列補償装置３の通常の運転中において全く異なる電位を持つ複数の直流コンデンサ８を初期充電回路２０の出力端子２１ａ，２１ｂに接続することができる、図１では初期充電回路２０は同じ送電線２ａ，２ｂに接続される調相ユニット１３ａから１３ｃにある直流コンデンサ８に共通に接続されている。しかしながら、スイッチ１９ａ，１９ｂまたは開閉器４が開放されている限りにおいて、適宜スイッチ１７ａ，１７ｂを選択することにより、直流コンデンサ８を別個に初期充電することもできる、また、異なる送電線２ａ，２ｂに直列接続される直列補償装置３にある複数の直流コンデンサ８にも共通に接続することが可能である。
【００５５】
すなわち、１つの初期充電回路２０を他の相に置かれる複数の直流コンデンサ８に接続することも可能である。図１と図２との比較対照により、本質的に本発明の初期充電手段ＰＣＭ（１）は、電力調相装置の他の回路構成要素と送電線２ａ，２ｂからそれぞれの直流コンデンサ８を非連結にし、初期充電動作の間に送電線２ａ，２ｂから分離した初期充電回路２０により供給される直流電圧でもって独立に直流コンデンサ８を充電する。
【００５６】
実施の形態３．
直流コンデンサ８の初期充電手段として図３に示す初期充電回路２０を適用した場合には、ダイオード整流器２４のような直流電圧を出力する電力変換器を備える必要がある。そこで、初期充電回路２０を省略するための工夫を施したのが、図１に示す初期充電手段ＰＣＭ（２）に関する第３の実施の形態である。
【００５７】
図４は直流コンデンサ８を初期充電するためのエネルギーを送電線２ａ，２ｂから得ることができる調相ユニット１３を示している。２６は交流スイッチ１２の印加電圧Ｖを検出するための電圧検出器、２７は系統電流１のゼロ交差を検出するための電流検出器、２８は交流スイッチ１２の点消弧状態を制御する交流スイッチ制御器であり、電圧検出器２６の出力、電流検出器２７の出力が入力される。また２９は初期充電指令を交流スイッチ制御器２８に伝達するための信号伝達線である。
【００５８】
図４における交流スイッチ１２はオン状態とオフ状態の切換が可能であり、かつオン状態において交流電流を流すことができるスイッチとして定義される。交流スイッチ１２がオン状態にある場合には、系統電流と交流スイッチ１２の電流は等しくなる。この時、電流検出器２７の出力は交流スイッチ１２の電流として認識することができる。従って、直接的に交流スイッチ１２に流れる電流だけを検出するための電流検出器２７を交流スイッチ１２に接続しても構わない。
【００５９】
次に、図４に示す調相ユニットの動作について説明する。基本的に単相インバータ７の入力電圧は交流スイッチ１２の両端電圧Ｖに等しい。単相インバータ７の全ての自己消弧型半導体素子５ａないし５ｄがオフ状態である場合には、単相インバータ７はフリーホイールダイオード６ａないし６ｄによる単相ダイオード整流器として動作可能である。従って、交流スイッチ１２の両端電圧Ｖを発生させることができれば、その電圧Ｖにより直流コンデンサ８を初期充電することが可能となる。
【００６０】
初期充電動作は交流スイッチ制御器２８により実行される。まず、交流スイッチ１２にオン信号を与えた後、開閉器４を投入する。系統電流は交流スイッチ１２、開閉器４を介して送電線２ａ，２ｂに流れ始める。その直後は、系統電流は過電流を含んでいるが、過電流は送電線２ａ，２ｂの内部抵抗などで制動されてほぼ定格電流に収まる。交流スイッチ制御器２８が初期充電指令を信号伝達線２９を介して受けた後、交流スイッチ制御器２８は交流スイッチ１２に図５に示すようなスイッチング信号を与える。
【００６１】
ここで、αは制御角であり、系統電流のゼロ交差からの遅れ角（遅れ時間）として定義される。この制御角αの間、系統電流はフィルタコンデンサ１０を充電するため、交流スイッチ１２の両端子間に電圧が発生する。この電圧は単相インバータ７の入力電圧Ｖとなるため、その入力電圧Ｖにより直流コンデンサ８を充電できる。このとき、前述したように単相インバータ７は単相ダイオード整流器として動作している。
【００６２】
また、制御角αにより交流スイッチ１２の両端電圧Ｖの最大値が決まる。すなわち、直流コンデンサ８の初期充電電圧の大きさあるいは充電時定数などは制御角αによって制御可能である。図５において、制御角αは系統電流のゼロ交差から予め設定された交流スイッチ１２の印加電圧許容値Ｖｔｈに達するまでの時間として定義することができる。
【００６３】
直流コンデンサ８の初期充電が完了した後は、同じ交流スイッチ１２を用いて調相ユニット１３を起動できる。好ましくは系統電流のゼロ交差において交流スイッチ１２を消弧し、系統電流を交流スイッチ１２から単相インバータ７へ転流させることにより、調相ユニット１３を起動する。この交流スイッチ１２を用いた起動方法についての詳細はＥＰ９８１０６７８．４に説明されており、本発明の主題ではないため省略する。
【００６４】
系統電流は１周期に２回のゼロ交差をもつ。図５に示した交流スイッチ１２に与えるスイッチング信号は、単相インバータ７の入力電圧Ｖを交流的に発生させるためのものであり、各ゼロ交差においてオフ信号が与えられている。しかしながら、系統電流のゼロ交差の１回おきにオフ信号を与えることも可能であり、その時の入力電圧Ｖは直流的に発生する。
【００６５】
また、制御角αは前述したように前もって定められた値に固定することも可能であり、また、直流コンデンサ８の電圧に基づいてＶｔｈを制御する場合などにおいては制御角αは変数となりえる。
【００６６】
実施の形態４．
本発明による第４の実施の形態として、図４の交流スイッチ１２に適用可能な交流スイッチ１２を図６に示す。この交流スイッチ１２は、２つの逆並列接続されたサイリスタ３０ａ，３０ｂから構成される。一般に、サイリスタは点弧タイミングを制御できるが消弧タイミングを制御できない。つまりサイリスタに電流が導通している間にオンゲート信号を無くすると、その導通電流がゼロを交差したときにだけサイリスタは消弧する。このサイリスタの消弧特性を利用すれば、初期充電時において、交流スイッチ制御器２８は単に交流スイッチ１２のオン信号を無くするだけで、図６に示す交流スイッチ１２を自動的に系統電流がゼロを交差する時点でオフできる。従って、図６に示す交流スイッチ１２を用いた場合には、電流検出器２７はもはや不要となる。
【００６７】
さらに、サイリスタ３０ａ，３０ｂとしては、電気的ゲート信号により点弧される電気サイリスタではなく光ゲート信号により点弧される光サイリスタを適用することが望ましい。なぜならば、運転中の直列補償装置３は完全に対地電位から浮いた状態となる。従って、サイリスタ３０ａ，３０ｂを点弧するためのゲート回路は対地から絶縁されなければならない。しかしながら、この絶縁レベルは非常に大きくなることが予想される。電気サイリスタを用いた場合にはゲート回路は対地との間の絶縁のために大きな絶縁変圧器を必要とする。しかしながら、光サイリスタは光エネルギーによって直接点弧できるために、その絶縁変圧器を省略することができる。
【００６８】
実施の形態５．
実施の形態３において、交流スイッチ１２は、交流スイッチ１２の両端電圧Ｖのゼロ交差ではない時点、すなわちフィルタコンデンサ１０の充電電圧が存在する状態においてターンオンする可能性があることに注意すべきである。ターンオン時にはフィルタコンデンサ１０から交流スイッチ１２に比較的大きな放電電流が流れ込む。この放電電流は初期充電期間のみに現れる。従って、制御角αは可能なかぎりゼロ、１８０度、３６０度に近い値に選ぶことが望ましい。
【００６９】
しかしながら、交流スイッチ１２をフィルタコンデンサ１０の放電電流から保護することが必要となる場合がある。具体的な保護方式として、例えば放電電流が流れる経路内に限流素子（非線形抵抗）を挿入することが考えられる。この様な試みは既に「Integrated Power Module In IGBT Technology For Modular Power Traction Converters」(Proceedings of the European Power Electronics and Drives Association (EPE) ´97, Vol. 1.1, pp. 106 ‐ 111)においてSpecial Short Current Limiter (SCCL)として示されてる。例えば、このＳＣＣＬをフィルタコンデンサ１０に接続することは容易に考えられる。
【００７０】
ここで、本発明による第５の実施の形態としての交流スイッチ１２の保護技術を図７に示す。図７に示す交流スイッチ１２は、限流素子３１、例えば抵抗あるいはリアクトルを交流スイッチ１２それ自体に内蔵する。図７に示す交流スイッチ１２の構成は、互いのカソード端子で直列接続される２つのサイリスタ３０ｅ，３０ｂと互いのアノード端子で直列接続される２つのサイリスタ３０ｃ，３０ｄを使用し、限流素子３１はそれらのカソード端子とアノード端子との間に備えられる。
【００７１】
次に、本発明による第５の実施の形態としての交流スイッチ１２の他の保護技術を図８に示す。この交流スイッチ１２は、２つの動作形態を可能とする。つまり初期充電期間はサイリスタ３０ａ，３０ｄ，３０ｅ，３０ｆを使用し、サイリスタ３０ｂ，３０ｃをオフ状態に固定する。サイリスタ３０ａと３０ｆの組合せ及びサイリスタ３０ｄ，３０ｅの組合せにはそれぞれ同時に異なるオンオフ信号が与えられる。一方、初期充電期間以外はサイリスタ３０ａ，３０ｂ，３０ｃ，３０ｄを使用し、サイリスタ３０ｅ，３０ｆをオフ状態に固定する。サイリスタ３０ａと３０ｂの組合せ及びサイリスタ３０ｃ，３０ｄの組合せにはそれぞれ同時にオンオフ信号が与えられる。
【００７２】
図８に示す交流スイッチ１２は図７に示す交流スイッチ１２とは異なり、２つの動作形態により初期充電期間に限定して限流素子３１に電流を流すことができる。従って、限流素子３１における無駄な消費電力を極力無くすることができる。
【００７３】
図８に関して、２つのサイリスタ３０ｅと３０ｆは図５に示されるような系統電流のＯ度と１８０度における２回のスイッチング信号のパターンを実現するために必要である。しかしながら、前述したように１周期に唯１回のスイッチングが実行される場合には、図９に示されるように唯１つのサイリスタ３０ｅを接続すれば良い。その時、初期充電動作の間において、特に系統電流のある半周期では２つのサイリスタ３０ｄ，３０ｅが選択され、他の半周期では２つのサイリスタ３０ａ，３０ｂが選択される。初期充電に関する基本的な制御は図８を用いた場合と同じである。
【００７４】
図１０は図７、図８、図９に示す交流スイッチ１２の実施の形態の相違をより明確に示すための波形であり、フリーホイールダイオード６ａないし６ｄにより単相ダイオード整流器として動作している単相インバータ７の前後の波形を示す。図７、図８に示す交流スイッチ１２では、直流コンデンサ８は系統電流の各周期毎に２つの電圧パルスで充電され、それらは単相ダイオード整流器の前では交流電圧波形となる。また、図９に示す交流スイッチ１２では、系統電流の各周期毎に１つの電圧パルスで充電され、単相ダイオード整流器の前では直流電圧波形となる。
【００７５】
実施の形態６．
通常運転中、直列補償装置３は対地電位から完全に浮いた状態となる。直列補償装置３の内部の単相インバータ７を構成する自己消弧型半導体素子５も同様な状態となる。図１２に示すように、通常、各自己消弧型半導体素子５にはゲートドライブユニット３９が備えられており、そのゲートドライブユニット３９が必要なゲート電力は対地電位に近い所に置かれている高周波電源ＨＦＶＳによって供給される。その高周波電源ＨＦＶＳは、各ゲートドライブユニット３９との絶縁のために絶縁変圧器を必要とする。従って、その絶縁変圧器は非常に大きなものとなることが容易に予想される。これを解決するための手段、すなわちゲートドライブ電力供給回路の適用が本発明による第６の実施の形態である。
【００７６】
図１１に具体的な回路を示す。この回路は「Novel Gate Power Supply Circuit Using Snubber Capacitor Energy For Series‐Connected GTO Valves」EPE ´97, Vol. 1, pp. 576 ‐ 581に示されている。
図１１において、自己消弧型半導体素子５とフリーホイールダイオード６は逆並列に接続される。スナバコンデンサ３２とスナバダイオード３３の直列接続体は自己消弧型半導体素子５に並列に接続される。スナバ抵抗３４はスナバダイオード３３に並列に接続される。また、初期充電抵抗３８と給電ダイオード３７の直列接続体は自己消弧型半導体素子５に並列に接続される。給電抵抗３６と給電コンデンサ３５の直列接続体はスナバコンデンサ３２とスナバダイオード３３との直列接続点と初期充電抵抗３８と給電ダイオード３７との直列接続点との間に接続される。ゲートドライブユニット３９は自己消弧型半導体素子５のゲート端子とカソード端子および給電コンデンサ３５の両端とに接続される。
【００７７】
ゲートドライブユニット３９のより具体的な例を図１３に示す。ゲートドライブユニット３９は、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１，ＤＣ２とコンデンサＣｌ，Ｃ２，Ｃ３によりそれぞれ形成されるオンゲートドライブ回路部とオフゲートドライブ回路部を含む。トランジスタＴ１，Ｔ２で表現された２つのスイッチは、単相インバータ７のＰＷＭ動作の間に、自己消弧型半導体素子５にオン／オフゲート電流を供給する。２つのゲートドライブ回路部は、当然のことながらＰＷＭ制御により発生されるオン／オフスイッチング指令に従う。また、２つのゲートドライブ回路部は自己消弧型半導体素子５のターンオン／オフ動作のためのゲート電流を発生するためにゲート電力を必要とする。
【００７８】
図１２の従来技術において、ゲート電力は絶縁変圧器を持つ高周波電源ＨＦＶＳにより供給される。一方、図１１と図１３において、ゲート電力は給電コンデンサ３５により供給される。望ましくは、給電コンデンサ３５の過負荷を避けるため、また、給電コンデンサ３５の電圧を一定に保つために、給電コンデンサ３５に過電圧保護回路を設けることは必要である。
【００７９】
図１１において、スナバコンデンサ３２に蓄えられたエネルギーは自己消弧型半導体素子５のターンオン時に給電コンデンサ３５に移され、しかるに、ゲートドライブユニット３９は給電コンデンサ３５からゲート電力を得ることができる、しかしながら、起動前には、ゲートドライブユニット３９は、初期充電抵抗３８を介して自己消弧型半導体素子５の安定なオフ状態を保持するためのエネルギー、すなわちゲートオフバイアス電圧を確保するためのゲート電力と少なくとも第１回目のオンオフ動作を行うためのゲート電力を得る必要がある。ゲートオフバイアス電圧は、自己消弧型半導体素子５の漏れ電流の増加を抑制するために必要となる。従って、直列補償装置３にこのようなゲートドライブ電力供給回路を適用した場合には、単相インバータ７の起動直前までに予め直流コンデンサ８にある程度充電電圧を蓄えておかなければならない。
【００８０】
前述した交流スイッチ１２による直流コンデンサ８の初期充電方式は、直列補償装置３を構成する自己消弧型半導体素子５に図１１に示すようなゲートドライブ電力供給回路の適用を可能とするものである。すなわち、前述した交流スイッチ１２による初期充電方式は、直流コンデンサ８のみならず給電コンデンサ３５をも同時に初期充電できる、これにより、直列補償装置３は従来ゲート電力を得るために備えられた高周波電源ＨＦＶＳをもはや必要としない。また、調相ユニット１３において、必要な電力、すなわち直流コンデンサ８の充電や給電コンデンサ３５の充電に必要な電力は全て送電線２ａ，２ｂを流れる系統電流により確保することができる。
【００８１】
図１１に示すようなゲートドライブ電力供給回路を直列補償装置３に適用した場合の直流コンデンサ８の初期充電動作を図１４に示す。図１４において、第１の波形は系統電流波形であり、第２の波形は単相インバータ７の電流波形であり、第３の波形は交流スイッチ１２（フィルタコンデンサ１０）の電圧波形であり、第４の波形は直流コンデンサ８の電圧波形である。
【００８２】
時間ｔ＝０において、交流スイッチ１２をオン状態に保ったまま、開閉器４を投入する。系統電流は交流スイッチ１２を介して振動電流を伴って送電線２ａ，２ｂに流れ始める。初期の系統動揺がある程度収まった後、時間ｔ１からｔ２において、交流スイッチ１２の制御角αを前述したように適切に制御して、直流コンデンサ８を初期充電する。直流コンデンサ８の充電電圧が徐々に上昇している様子が図１４の第４の波形に示されている。ここでは、交流スイッチ１２による充電電圧を定格電圧に対して１０％に設定している。この充電電圧の定格電圧に対する割合は交流スイッチ１２の制御角αにより任意に決めることができる。
【００８３】
また、時間ｔ１からｔ２において、交流スイッチ１２の最大印加電圧は一定の値にクランプされている。これは、制御角αを一定値に設定したからであり、当然のことながら、制御角αは例えば直流コンデンサ８の充電電圧の大きさに従って可変制御しても良い。その場合、交流スイッチ１２の各周期における印加電圧の最大値は一定値を示さない。
【００８４】
さて、定格電圧の１０％を確保した後、時間ｔ２において、ＥＰ９８１０６７８０．４に開示されている交流スイッチ１２を用いた起動方法により系統電流を単相インバータ７に転流させて直列補償装置３を起動させることができる。さらに、ｔ＝ｔ２からｔ＝ｔ３において、単相インバータ７を構成する自己消弧型半導体素子５ａないし５ｄは、図１１に示すゲートドライブ電力供給回路に接続されたゲートドライブユニット３９を使用することによりＰＷＭ制御に基づくスイッチング動作を実行することができる。
【００８５】
そのとき、直流コンデンサ８の電圧は、図示しない直流電圧制御器により定格電圧の１０％から１００％まで増加する。時間ｔ２以降の直流コンデンサ８の直流電圧制御は、例えば直流コンデンサ８の電圧指令と検出された直流電圧との電圧差を求め、系統電流と単相インバータ７の出力電圧との位相差をその電圧差に比例して制御することにより実現できる。しかしながら、時間ｔ２以降の直流電圧制御に関しては本発明の課題とは異なるため、ここでの詳細な説明は省略する。
【００８６】
実施の形態７．
図２では唯一の初期充電回路２０を備える実施の形態を示した。また、図２は最もコスト低減が期待できる初期充電回路２０の回路構成を示している。しかしながら、初期充電回路２０としてサイリスタコンバータを備えることも可能であり、直流電圧が出力できる回路であれば初期充電回路２０として適用可能である。また、単相インバータ７が３レベルインバータである場合には、３つの直流電圧レベルが出力できる初期充電回路２０を使用することもできる。
【００８７】
図６と図７から図９はサイリスタ３０により構成される交流スイッチ１２の基本構成を示すための図である。実際の適用においては、サイリスタ３０に図示しない追加的な保護回路を設けることが必要になる。例えば交流スイッチ１２の点弧時に掛かる電流上昇率を抑制するために過飽和リアクトルを用いたり、消弧時に掛かる電圧上昇率を抑制するためにスナバ回路を用いることなどは、交流スイッチ１２の高信頼度な動作を保証するために有効である。また、直流コンデンサ８の定格電圧に応じて複数個のサイリスタ３０を直列接続したサイリスタバルブを適用することも容易に考えられる。
【００８８】
図１１は既にその動作の信頼性が確かめられている具体的なゲートドライブ電力供給回路を示している。しかしながら、直流コンデンサ８から直接的にあるいは間接的にゲートドライブ電力を得ることができるが、図１１の回路構成とは異なる他のゲートドライブ電力供給回路を適用することはもちろん可能である。
また、開閉器４については、例えば図１５などにおいて送電線２ｂと交流システムｌｂとの間に唯一つの開閉器４を示した。しかしながら、送電線２ａと交流システム１ａとの間に備えられる場合や複数の開閉器４によって送電線２ａ，２ｂが分割される場合なども想定できる。
【００８９】
なお、明らかに上記実施の形態の内容に基づいて本発明の色々な修正及び変形が可能である。従って、特許請求の範囲に記載の範囲内で、実施の形態に詳しく記載した以外の形態で本発明を実施できることは理解されるべきである。
【００９０】
【発明の効果】
以上説明のように、本発明による電力調相装置によれば、同相あるいは他相の複数の調相ユニットにある複数の直流コンデンサを同時に初期充電回路を用いて充電するため、初期充電抵抗の数を極力低減できる。従って、電力調相装置を安価にできる。
【００９１】
また、本発明による電力調相装置によれば、交流スイッチにより送電線に流れる系統電流を用いて直流コンデンサを充電するため、追加的な初期充電回路を省略できる。従って、電力調相装置を安価にでき、また小型化できる。
【００９２】
また、本発明による電力調相装置によれば、交流スイッチを逆並列接続されたサイリスタにより構成するため、系統電流を検出する電流検出器を省略できる。従って、電力調相装置を安価にできる。また、特に光サイリスタを適用することによりゲート回路の絶縁変圧器を省略できる。従って、さらに電力調相装置を安価にでき、また小型化できる。
【００９３】
また、本発明による電力調相装置によれば、交流スイッチによる直流コンデンサの初期充電方式は、同時にゲートドライブ電力供給回路の給電コンデンサを充電することができる。また、ゲートドライブユニットと対地電位とを絶縁するための絶縁変圧器を省略できる。従って、電力調相装置を高機能化できる。
【００９４】
また、本発明による電力調相装置によれば、初期充電回路、絶縁変圧器などの構成部品を低減または省略できる。また、電力調相装置を構成する調相ユニット内において必要な電力を全て送電線を介して得ることができる。従って、電力調相装置を小型化、高信頼度化できる。
【００９５】
さらに、以上のような電力調相装置を送電システムに適用した場合には、高信頼度な送電システムを低コストで実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施の形態に係るもので、初期充電手段ＰＣＭを持つ本発明による電力調相装置を示す原理ブロック図である。
【図２】 電力調相装置が３つの調相ユニット１３ａ，１３ｂ，１３ｃを包含する一例に適用される本発明の第２の実施の形態による電力調相装置を示す図である。
【図３】 例えば図２における電力調相装置に使用できる初期充電回路２０を示す図である。
【図４】 本発明の第３の実施の形態による電力調相装置を示す図である。
【図５】 本発明による交流スイッチの制御方法を示す図である。
【図６】 本発明による２つの逆並列接続されるサイリスタから構成される交流スイッチ１２の実施の形態を示す図である。
【図７】 本発明による４つのサイリスタと限流素子から構成される交流スイッチ１２の他の実施の形態を示す図である。
【図８】 本発明による６つのサイリスタと限流素子から成る交流スイッチの他の実施の形態を示す図である。
【図９】 本発明による５つのサイリスタと限流素子から成る交流スイッチの他の実施の形態を示す図である。
【図１０】 図７、図８、図９における交流スイッチの実施の形態のための単相インバータを構成するフリーホイールダイオードによる整流器の前後の波形を示す図である。
【図１１】 ゲートドライブ電力供給回路の実施の形態を示す図である。
【図１２】 絶縁変圧器を含む従来のゲートドライブ電力供給回路の一例を示す図である。
【図１３】 図１１に示すゲートドライブユニットの一例を示す図である。
【図１４】 直流コンデンサの初期充電動作を示す図である。
【図１５】 従来技術による電力調相装置の適用を示す図である。
【図１６】 従来技術によるトランスレス無効電力直列補償装置の構成を示す図である。
【図１７】 従来技術による電力調相装置の多重構成を示す図である。
【図１８】 従来技術による初期充電回路を示す図である。
【符号の説明】
１ 交流電力システム、２ 送電線、３ａ，３ｂ 直列補償装置の出力端子、４ 開閉器、７ 単相インバータ、１０ フィルタコンデンサ、１３ 調相ユニット、１６ 初期充電抵抗、１９ スイッチ、２２ 初期充電制御器、２５ 限流抵抗、２８ 交流スイッチ制御器、３１ 限流素子、３４ スナバ抵抗、３７ 給電ダイオード、５ 自己消弧型半導体素子、８ 直流コンデンサ、１１ フィルタ回路、１４ 調相ユニットの出力端子、１７ スイッチ、２０ 初期充電回路、２３ 変圧器、２６ 電圧検出器、２９ 信号伝達線、３２ スナバコンデンサ、３５ 給電コンデンサ、３８ 初期充電抵抗、３ 直列補償装置、６ フリーホイールダイオード、９ フィルタリアクトル、１２ 交流スイッチ、１５ スイッチ、１８ 調相ユニットの入力端子、２１ 初期充電回路の出力端子、２４ ダイオード整流器、２７ 電流検出器、３０ サイリスタ、３３ スナバダイオード、３６ 給電抵抗、３９ ゲートドライブユニット。
Claims (12)
- 少なくとも１つの開閉器を持ち、直流コンデンサと単相インバータを持つトランスレス無効電力直列補償装置を備える少なくとも１つの調相ユニットを含む送電線に直列に接続される電力調相装置において、
前記少なくとも１つの調相ユニットの前記直流コンデンサのための初期充電手段を有し、前記初期充電手段は、初期充電動作の間に、送電線から前記直流コンデンサを非連結することを特徴とする電力調相装置。 - 少なくとも１つの開閉器を持ち、直流コンデンサと単相インバータを持つトランスレス無効電力直列補償装置を備える少なくとも１つの調相ユニットを含む送電線に直列に接続される電力調相装置において、
前記少なくとも１つの調相ユニットの前記直流コンデンサのための初期充電手段を有し、前記初期充電手段は、前記直流コンデンサを充電するための直流充電電圧を供給する初期充電回路と、前記直流コンデンサと前記初期充電回路との切り離し／接続を行うための第１のスイッチと、前記送電線と前記単相インバータとの切り離し／接続を行うための第２のスイッチと、初期充電動作の間に前記初期充電回路が前記直流コンデンサに接続され、その間前記直流コンデンサが前記調相ユニットの出力端子から切り離されるように前記スイッチを制御するための初期充電制御器を包含し、初期充電動作の終了後に、前記スイッチは、前記直流コンデンサが初期充電回路から切り離され、前記調相ユニットの出力端子に接続されるように制御されることを特徴とする電力調相装置。 - 直流コンデンサを各々含む幾つかの調相ユニットが備えられ、前記スイッチは、離れた各々の直流コンデンサの前記接続／切り離し制御を行うために備えられ、前記初期充電回路は、並列に接続される全ての直流コンデンサを同時に充電することを特徴とする請求項２に記載の電力調相装置。
- 前記初期充電回路は、電力変換器を包含することを特徴とする請求項２または３に記載の電力調相装置。
- 少なくとも１つの開閉器を持ち、直流コンデンサと単相インバータを持つトランスレス無効電力直列補償装置を備える少なくとも１つの調相ユニットを含む送電線に直列に接続される電力調相装置において、
前記少なくとも１つの調相ユニットの前記直流コンデンサのための初期充電手段を有し、前記初期充電手段は、前記少なくとも１つの調相ユニットの出力端子に連結される第１と第２の端子を持つ交流スイッチと、送電線を通じて流れる系統電流のゼロ交差からある時間間隔の間に前記交流スイッチをオフする交流スイッチ制御器とを包含することを特徴とする電力調相装置。 - 前記交流スイッチは、逆並列に接続される少なくとも２つのサイリスタを含むことを特徴とする請求項５に記載の電力調相装置。
- 前記交流スイッチは、４つのサイリスタと１つの限流素子を含み、第１と第２のサイリスタのカソード端子は、第１の直列接続点で互いに接続され、第３と第４のサイリスタのアノード端子は、第２の直列接続点で互いに接続され、前記第１のサイリスタのアノード端子と前記第３のサイリスタのカソード端子は、前記交流スイッチの前記第１の端子に接続され、前記第２のサイリスタのアノード端子と前記第４のサイリスタのカソード端子は、前記交流スイッチの前記第２の端子に接続され、前記限流素子は、前記第１と第２の直列接続点との間に接続されることを特徴とする請求項５に記載の電力調相装置。
- 前記交流スイッチは、５つのサイリスタと１つの限流素子を含み、第３のサイリスタのカソード端子は、第４のサイリスタのアノード端子に接続され、第２のサイリスタのカソード端子は、第１のサイリスタのアノード端子に接続され、前記第１のサイリスタのカソード端子と前記第３のサイリスタのアノード端子は、前記交流スイッチの前記第１の端子に接続され、前記第２のサイリスタのアノード端子と前記第４のサイリスタのカソード端子は、前記交流スイッチの前記第２の端子に接続され、第５のサイリスタは、前記第１のサイリスタに逆並列に接続され、前記限流素子は、前記第１のサイリス タのアノード端子と前記第３のサイリスタのカソード端子との間に接続されることを特徴とする請求項５に記載の電力調相装置。
- 前記交流スイッチは、前記第４のサイリスタに逆並列に接続された第６のサイリスタをさらに含むことを特徴とする請求項８に記載の電力調相装置。
- 前記単相インバータは、自己消弧型半導体素子を包含することを特徴とする請求項１ないし９のいずれか１項に記載の電力調相装置。
- 前記自己消弧型半導体素子の各々は、各々の自己消弧型半導体素子のゲートドライブユニットに直接または間接に前記直流コンデンサからゲート電力を供給するためのゲートドライブ電力供給手段を持つことを特徴とする請求項１０に記載の電力調相装置。
- 送電線を介して互いに連結される２つの交流電力システムと、送電線に挿入される少なくとも１つの開閉器を包含する送電システムにおいて、前記送電線に挿入され、請求項１ないし１１のいずれかによる１つまたはそれ以上の電力調相装置を有することを特徴とする電力調相装置を適用した送電システム。
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