JPH07184375A - 電流形インバータ - Google Patents
電流形インバータInfo
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- JPH07184375A JPH07184375A JP5325668A JP32566893A JPH07184375A JP H07184375 A JPH07184375 A JP H07184375A JP 5325668 A JP5325668 A JP 5325668A JP 32566893 A JP32566893 A JP 32566893A JP H07184375 A JPH07184375 A JP H07184375A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 自己消弧素子を使用した主回路構成で力率を
１近くにした制御にしながら特別な開閉サージ吸収手段
を不要にする。 【構成】 負荷２の共振周波数を中心とする発振周波数
に制御される電圧制御発振器１１の周波数を補正する。
この補正は、インバータ１Ａの出力電流変化検出回路１
３と出力電圧のゼロクロス検出回路１４によって転流の
開始から電圧零までの期間になる幅のパルスＡをフリッ
プフロップ１５に得、これに対応する電圧信号をパルス
幅／電圧変換回路１６に得ることにより力率を常に１に
近づけた制御を行う。主回路の完全な転流を電流変化検
出回路１３の出力に得、このタイミングまでオフ制御す
るトランジスタのオフを遅らせ、オフ制御するトランジ
スタのオフを電流零で行うことにより開閉サージの発生
を抑制する。
１近くにした制御にしながら特別な開閉サージ吸収手段
を不要にする。 【構成】 負荷２の共振周波数を中心とする発振周波数
に制御される電圧制御発振器１１の周波数を補正する。
この補正は、インバータ１Ａの出力電流変化検出回路１
３と出力電圧のゼロクロス検出回路１４によって転流の
開始から電圧零までの期間になる幅のパルスＡをフリッ
プフロップ１５に得、これに対応する電圧信号をパルス
幅／電圧変換回路１６に得ることにより力率を常に１に
近づけた制御を行う。主回路の完全な転流を電流変化検
出回路１３の出力に得、このタイミングまでオフ制御す
るトランジスタのオフを遅らせ、オフ制御するトランジ
スタのオフを電流零で行うことにより開閉サージの発生
を抑制する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、Ｌ−Ｃ並列の負荷に方
形波電流を供給するための電流形インバータに関する。
形波電流を供給するための電流形インバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】商用周波数から２０ＫＨZ帯域の誘導加
熱用電源には、サイリスタを主スイッチ素子とする電流
形インバータが使用されている。
熱用電源には、サイリスタを主スイッチ素子とする電流
形インバータが使用されている。
【０００３】図５は、従来の電源を示し、サイリスタを
主スイッチ素子とする電流形インバータ１から誘導加熱
装置２に方形波電流を供給する。電流形インバータ１の
負荷としての誘導加熱装置２は、等価回路的には加熱コ
イル２Ａとコンデンサ２Ｂを並列接続したタンク回路に
なる。
主スイッチ素子とする電流形インバータ１から誘導加熱
装置２に方形波電流を供給する。電流形インバータ１の
負荷としての誘導加熱装置２は、等価回路的には加熱コ
イル２Ａとコンデンサ２Ｂを並列接続したタンク回路に
なる。
【０００４】制御装置３はインバータ１の各サイリスタ
をタンク回路の共振周波数を中心にし、サイリスタの転
流余裕時間（ターンオフタイム）を確保した周波数で点
弧制御する。この周波数は、加熱コイル２Ａが加熱条件
で変化するのに対応して制御され、常に力率が１に近く
なるように制御する。
をタンク回路の共振周波数を中心にし、サイリスタの転
流余裕時間（ターンオフタイム）を確保した周波数で点
弧制御する。この周波数は、加熱コイル２Ａが加熱条件
で変化するのに対応して制御され、常に力率が１に近く
なるように制御する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従来の構成において、
インバータ１の主スイッチ素子にサイリスタを使用する
と、サイリスタを消弧させるための始動回路が必要とな
る。すなわち、インバータ１は一旦始動するとタンク回
路のコンデンサ２Ｂのエネルギーによってサイリスタを
消弧させることができるが、始動時にはコンデンサ２Ｂ
に消弧のためのエネルギーが蓄積されていないため特別
な始動回路４によってサイリスタを消弧する必要があ
る。
インバータ１の主スイッチ素子にサイリスタを使用する
と、サイリスタを消弧させるための始動回路が必要とな
る。すなわち、インバータ１は一旦始動するとタンク回
路のコンデンサ２Ｂのエネルギーによってサイリスタを
消弧させることができるが、始動時にはコンデンサ２Ｂ
に消弧のためのエネルギーが蓄積されていないため特別
な始動回路４によってサイリスタを消弧する必要があ
る。
【０００６】この点について、インバータ１にトランジ
スタやＧＴＯのような自己消弧素子を使用すると、始動
回路が不要となる。
スタやＧＴＯのような自己消弧素子を使用すると、始動
回路が不要となる。
【０００７】しかし、この場合には力率１近くの周波数
でタンク回路に供給する電流を自己消弧素子が強制的に
遮断するため、インバータ１の出力端からタンク回路の
コンデンサ２Ｂまでの配線インダクタンス等によって開
閉サージが発生し、素子を破損する恐れがある。
でタンク回路に供給する電流を自己消弧素子が強制的に
遮断するため、インバータ１の出力端からタンク回路の
コンデンサ２Ｂまでの配線インダクタンス等によって開
閉サージが発生し、素子を破損する恐れがある。
【０００８】この対策として、素子に並列にスナバー回
路を設けてサージを吸収することが知られているが、ス
ナバー回路での電力損失が大きくなり、サイリスタ方式
に比べて装置の効率の低下や主回路の大型化になる。
路を設けてサージを吸収することが知られているが、ス
ナバー回路での電力損失が大きくなり、サイリスタ方式
に比べて装置の効率の低下や主回路の大型化になる。
【０００９】本発明の目的は、自己消弧素子を使用した
主回路構成で力率を１近くにした制御にしながら特別な
開閉サージ吸収手段を不要にする電流形インバータを提
供することにある。
主回路構成で力率を１近くにした制御にしながら特別な
開閉サージ吸収手段を不要にする電流形インバータを提
供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記課題の解
決を図るため、自己消弧素子をＵ，Ｖ，Ｘ，Ｙの４相ア
ームの主スイッチ素子とする主回路を有し、等価的にリ
アクトルとコンデンサの並列回路になる負荷に方形波電
流を供給する電流形インバータにおいて、電圧制御によ
って前記負荷の共振周波数を中心とする周波数の出力を
得る電圧制御発振器と、直列接続される前記主スイッチ
素子を前記発振器の出力周波数にしたがって相補的にオ
ン・オフ制御する制御回路と、前記主回路の主スイッチ
素子が完全に転流したときに該主回路の出力電圧が零に
なる方向に前記発振器の周期を補正する周波数補正回路
と、インバータの出力電流変化を検出し、この検出信号
から前記転流が終了するまでオフ制御する主スイッチ素
子のオフ時間を遅らせる開閉サージ抑制回路とを備えた
ことを特徴とする。
決を図るため、自己消弧素子をＵ，Ｖ，Ｘ，Ｙの４相ア
ームの主スイッチ素子とする主回路を有し、等価的にリ
アクトルとコンデンサの並列回路になる負荷に方形波電
流を供給する電流形インバータにおいて、電圧制御によ
って前記負荷の共振周波数を中心とする周波数の出力を
得る電圧制御発振器と、直列接続される前記主スイッチ
素子を前記発振器の出力周波数にしたがって相補的にオ
ン・オフ制御する制御回路と、前記主回路の主スイッチ
素子が完全に転流したときに該主回路の出力電圧が零に
なる方向に前記発振器の周期を補正する周波数補正回路
と、インバータの出力電流変化を検出し、この検出信号
から前記転流が終了するまでオフ制御する主スイッチ素
子のオフ時間を遅らせる開閉サージ抑制回路とを備えた
ことを特徴とする。
【００１１】また、本発明は、前記アームＵ，ＹとＶ，
Ｘの電流を検出し、該電流がほぼ零になるまでオフ制御
する主スイッチ素子のオフ時間を遅らせる開閉サージ抑
制回路とを備えたことを特徴とする。
Ｘの電流を検出し、該電流がほぼ零になるまでオフ制御
する主スイッチ素子のオフ時間を遅らせる開閉サージ抑
制回路とを備えたことを特徴とする。
【００１２】また、本発明は、前記主回路の直流ライン
の電圧がほぼ零になったことを検出し、該電圧がほぼ零
になる期間だけオフ制御する主スイッチ素子のオフ時間
を遅らせる開閉サージ抑制回路とを備えたことを特徴と
する。
の電圧がほぼ零になったことを検出し、該電圧がほぼ零
になる期間だけオフ制御する主スイッチ素子のオフ時間
を遅らせる開閉サージ抑制回路とを備えたことを特徴と
する。
【００１３】
【作用】主回路の完全な転流タイミングと出力電圧零点
を一致させる制御を行い、負荷条件によって変化する共
振周波数の変化にもインバータ出力電流と電圧位相を常
にほぼ一致させることで力率を１に近づけた周波数制御
を行う。
を一致させる制御を行い、負荷条件によって変化する共
振周波数の変化にもインバータ出力電流と電圧位相を常
にほぼ一致させることで力率を１に近づけた周波数制御
を行う。
【００１４】主回路の出力電流がオン制御された主スイ
ッチ素子にほぼ完全に転流したときにオフ制御する主ス
イッチ素子をオフすることにより、該主スイッチ素子を
ほぼ零の電流でオフし、開閉サージの発生を防止する。
ッチ素子にほぼ完全に転流したときにオフ制御する主ス
イッチ素子をオフすることにより、該主スイッチ素子を
ほぼ零の電流でオフし、開閉サージの発生を防止する。
【００１５】
【実施例】図１は、本発明の一実施例を示す回路図であ
る。インバータ１Ａは、単相ブリッジ接続するＵ，Ｖ，
Ｘ，Ｙの各アームを自己消弧素子としてのトランジスタ
とこれに直列のカット用ダイオードで構成し、自己消弧
によるスイッチング制御によって方形波電流を発生す
る。
る。インバータ１Ａは、単相ブリッジ接続するＵ，Ｖ，
Ｘ，Ｙの各アームを自己消弧素子としてのトランジスタ
とこれに直列のカット用ダイオードで構成し、自己消弧
によるスイッチング制御によって方形波電流を発生す
る。
【００１６】制御回路３Ａは、インバータ１Ａの設定周
波数Ｖfにしたがった発振周波数を得る電圧制御発振器
（ＶＣＯ）１１と、この出力周波数にしたがった周期の
ゲート信号Ｕ／ＹとＶ／Ｘを発生するゲート回路１２と
を備え、このゲート信号によりアームＵ，ＹとＶ，Ｘの
相補的なオン・オフ制御を行う。この制御によりインバ
ータ１Ａから負荷となる誘導加熱装置２に方形波電流を
供給する。
波数Ｖfにしたがった発振周波数を得る電圧制御発振器
（ＶＣＯ）１１と、この出力周波数にしたがった周期の
ゲート信号Ｕ／ＹとＶ／Ｘを発生するゲート回路１２と
を備え、このゲート信号によりアームＵ，ＹとＶ，Ｘの
相補的なオン・オフ制御を行う。この制御によりインバ
ータ１Ａから負荷となる誘導加熱装置２に方形波電流を
供給する。
【００１７】この制御回路３Ａには開閉サージ抑制と力
率調整手段として回路要素１３〜１６を設ける。
率調整手段として回路要素１３〜１６を設ける。
【００１８】このうち、電流変化検出回路１３は、イン
バータ１Ａの出力電流の検出信号Ｉoutを入力とし、電
流変化が設定値以上になったことを検出する。
バータ１Ａの出力電流の検出信号Ｉoutを入力とし、電
流変化が設定値以上になったことを検出する。
【００１９】ゼロクロス検出回路１４は、インバータ１
Ａの出力電圧の検出信号Ｖoutを入力とし、電圧がゼロ
クロス点になったことを検出する。
Ａの出力電圧の検出信号Ｖoutを入力とし、電圧がゼロ
クロス点になったことを検出する。
【００２０】フリップフロップ１５は、電流変化検出回
路１３の出力Ｓでセットされ、ゼロクロス検出回路１４
の出力Ｒでリセットされ、転流のための電流変化が始ま
ったときから電圧がゼロ点に達するまでの時間幅のパル
スＡを発生する。
路１３の出力Ｓでセットされ、ゼロクロス検出回路１４
の出力Ｒでリセットされ、転流のための電流変化が始ま
ったときから電圧がゼロ点に達するまでの時間幅のパル
スＡを発生する。
【００２１】パルス幅／電圧変換回路１６は、フリップ
フロップ１５の出力パルスＡを入力とし、該パルス幅に
比例した電圧信号を得、この電圧信号を設定周波数Ｖf
の補正信号とする。この変換にはインバータ１Ａの出力
電圧が零になる前に出力電流の完全な転流を得るための
余裕幅ΔｔがパルスＡに加算される。
フロップ１５の出力パルスＡを入力とし、該パルス幅に
比例した電圧信号を得、この電圧信号を設定周波数Ｖf
の補正信号とする。この変換にはインバータ１Ａの出力
電圧が零になる前に出力電流の完全な転流を得るための
余裕幅ΔｔがパルスＡに加算される。
【００２２】電流変化検出回路１３の出力Ｓはゲート回
路１２へ取り込まれ、トランジスタＵ／Ｙ，Ｖ／Ｘのオ
フタイミングの制御信号にもされる。
路１２へ取り込まれ、トランジスタＵ／Ｙ，Ｖ／Ｘのオ
フタイミングの制御信号にもされる。
【００２３】本実施例の動作を図２を参照して以下に詳
細に説明する。
細に説明する。
【００２４】インバータ１Ａの周波数制御は、基本的に
は、設定周波数Ｖfに応じた電圧制御発振器１１の発振
出力Ｂの周期でインバータ１Ａの各アームＵ／Ｙ，Ｖ／
Ｘを相補的にオン・オフ制御する。
は、設定周波数Ｖfに応じた電圧制御発振器１１の発振
出力Ｂの周期でインバータ１Ａの各アームＵ／Ｙ，Ｖ／
Ｘを相補的にオン・オフ制御する。
【００２５】図２には出力電圧Ｖoutに対して出力電流
Ｉoutが進み位相にあるときを示す。図２において、電
圧制御発振器１１の出力Ｂのタイミング（時刻ｔ1）で
アームＵ／Ｙがオン制御され、インバータ１Ａの出力電
流Ｉoutが反転し始めたとき、この電流変化が電流変化
検出回路１３で検出される。このとき、フリップフロッ
プ１５がセットされ、その出力Ａが発生する。
Ｉoutが進み位相にあるときを示す。図２において、電
圧制御発振器１１の出力Ｂのタイミング（時刻ｔ1）で
アームＵ／Ｙがオン制御され、インバータ１Ａの出力電
流Ｉoutが反転し始めたとき、この電流変化が電流変化
検出回路１３で検出される。このとき、フリップフロッ
プ１５がセットされ、その出力Ａが発生する。
【００２６】電流Ｉoutの転流が終了したとき（時刻
ｔ2）、電流変化検出回路１３の出力Ｓが復帰する。こ
の電流変化検出回路１３の出力Ｓの立ち上がりタイミン
グ（時刻ｔ2）でアームＶ／Ｘがオフ制御され、アーム
Ｕ／Ｙのオン制御に遅れたオフ制御がなされる。
ｔ2）、電流変化検出回路１３の出力Ｓが復帰する。こ
の電流変化検出回路１３の出力Ｓの立ち上がりタイミン
グ（時刻ｔ2）でアームＶ／Ｘがオフ制御され、アーム
Ｕ／Ｙのオン制御に遅れたオフ制御がなされる。
【００２７】この後、インバータ１Ａの出力電圧Ｖout
がゼロクロス点に達したとき（時刻ｔ3）、ゼロクロス
検出回路１４の出力Ｒによりフリップフロップ１５がリ
セットされる。
がゼロクロス点に達したとき（時刻ｔ3）、ゼロクロス
検出回路１４の出力Ｒによりフリップフロップ１５がリ
セットされる。
【００２８】したがって、フリップフロップ１５の出力
Ａのパルス幅は時刻ｔ1〜ｔ3の期間Ｔdになる。このパ
ルス出力Ａは、パルス幅／電圧変換回路１６を経て電圧
制御発振器１１の周波数補正信号になり、周波数を低く
する方向に補正する。
Ａのパルス幅は時刻ｔ1〜ｔ3の期間Ｔdになる。このパ
ルス出力Ａは、パルス幅／電圧変換回路１６を経て電圧
制御発振器１１の周波数補正信号になり、周波数を低く
する方向に補正する。
【００２９】すなわち、Ｌ−Ｃの並列になる負荷に対し
て、電圧制御発振器１１の出力Ｂ（オンゲート信号）の
位相として電流Ｉoutの極性が完全に反転したときに出
力電圧Ｖoutが零（ゼロクロス点）になる方向に補正す
ることにより、最適のゲート位相を得て運転力率を向上
し、またサージ発生を抑制する。
て、電圧制御発振器１１の出力Ｂ（オンゲート信号）の
位相として電流Ｉoutの極性が完全に反転したときに出
力電圧Ｖoutが零（ゼロクロス点）になる方向に補正す
ることにより、最適のゲート位相を得て運転力率を向上
し、またサージ発生を抑制する。
【００３０】図２の時刻ｔ4〜ｔ7には周波数補正後のタ
イミングを破線で示す。パルスＡによる周波数の補正に
より、電圧制御発振器１１の出力Ｂの発生を時刻ｔ4か
ら時刻ｔ5に補正し、時刻ｔ5によるアームＶ／Ｘのオン
制御を行う。
イミングを破線で示す。パルスＡによる周波数の補正に
より、電圧制御発振器１１の出力Ｂの発生を時刻ｔ4か
ら時刻ｔ5に補正し、時刻ｔ5によるアームＶ／Ｘのオン
制御を行う。
【００３１】この補正により、出力電流Ｉoutの転流が
時刻ｔ5から始まり、パルスＡは、その幅Ｔd’まで狭く
なり、電流Ｉoutの極性が完全に反転したときに出力電
圧Ｖoutが零（ゼロクロス点）になる適正な値に制御さ
れる。
時刻ｔ5から始まり、パルスＡは、その幅Ｔd’まで狭く
なり、電流Ｉoutの極性が完全に反転したときに出力電
圧Ｖoutが零（ゼロクロス点）になる適正な値に制御さ
れる。
【００３２】なお、電流変化検出回路１３の出力Ｓによ
るオフゲート制御がなされるのは、電圧Ｖoutに対する
電流Ｉoutが遅れ過ぎたとき、負荷の誘導電圧の影響に
よって電圧の極性が反転（ゼロクロス点を通過）した後
から再び電流が増加し、電流の反転ができなくなるのを
防止する。
るオフゲート制御がなされるのは、電圧Ｖoutに対する
電流Ｉoutが遅れ過ぎたとき、負荷の誘導電圧の影響に
よって電圧の極性が反転（ゼロクロス点を通過）した後
から再び電流が増加し、電流の反転ができなくなるのを
防止する。
【００３３】以上のように、本実施例では、インバータ
の主スイッチ素子に自己消弧素子を使ったオン・オフ制
御により、特殊な始動回路を不要にする。
の主スイッチ素子に自己消弧素子を使ったオン・オフ制
御により、特殊な始動回路を不要にする。
【００３４】また、アームＵ／ＹとＶ／Ｘとは互いにオ
ーバラップした期間を有してオン・オフ制御され、例え
ば図２の時刻ｔ1〜ｔ2の期間ではアームＵ／Ｙのオンに
遅れてアームＶ／Ｘがオフされ、アームＶ／Ｘはその電
流が零になる完全に転流したタイミング（ｔ2）でオフ
制御されることで遮断に伴うサージ電圧の発生を無くす
ことができる。これに伴い、各アームは最小限のスナバ
ー回路で済む。
ーバラップした期間を有してオン・オフ制御され、例え
ば図２の時刻ｔ1〜ｔ2の期間ではアームＵ／Ｙのオンに
遅れてアームＶ／Ｘがオフされ、アームＶ／Ｘはその電
流が零になる完全に転流したタイミング（ｔ2）でオフ
制御されることで遮断に伴うサージ電圧の発生を無くす
ことができる。これに伴い、各アームは最小限のスナバ
ー回路で済む。
【００３５】また、電流Ｉoutと電圧Ｖoutは、電圧制御
発振器１１の周波数補正により負荷の変化に追従してほ
ぼ同相に維持し、力率を１近くに維持し、電力効率の高
い制御ができると共に装置の小型化を可能にする。
発振器１１の周波数補正により負荷の変化に追従してほ
ぼ同相に維持し、力率を１近くに維持し、電力効率の高
い制御ができると共に装置の小型化を可能にする。
【００３６】図３は、本発明の他の実施例を示す回路図
である。本実施例では、アームのオフ制御を電流零近辺
まで遅らせるのに、図１の信号Ｓに代えて、アームＵ，
ＹとアームＶ，Ｘの電流をそれぞれ検出する電流検出器
２１、２２を設け、これら検出器２１、２２の検出電流
ｉu，ｉvをそれぞれコンパレータ２３、２４で比較し、
該電流レベルが所定値以下になるまでコンパレータ２
３、２４の出力をゲート回路１２の制御信号に加算す
る。
である。本実施例では、アームのオフ制御を電流零近辺
まで遅らせるのに、図１の信号Ｓに代えて、アームＵ，
ＹとアームＶ，Ｘの電流をそれぞれ検出する電流検出器
２１、２２を設け、これら検出器２１、２２の検出電流
ｉu，ｉvをそれぞれコンパレータ２３、２４で比較し、
該電流レベルが所定値以下になるまでコンパレータ２
３、２４の出力をゲート回路１２の制御信号に加算す
る。
【００３７】ゲート回路１２は、フリップフロップ２５
によって電圧制御発振器１１の１／２周期の信号を得、
このフリップフロップ２５の相補出力をオアゲート２
６、２７に振り分けて制御信号Ｕ／ＹとＶ／Ｘを得る。
によって電圧制御発振器１１の１／２周期の信号を得、
このフリップフロップ２５の相補出力をオアゲート２
６、２７に振り分けて制御信号Ｕ／ＹとＶ／Ｘを得る。
【００３８】このとき、コンパレータ２３、２４の比較
基準値は、零近辺又はアームのスナバー回路でサージを
吸収できる電流値に相当するものにされる。
基準値は、零近辺又はアームのスナバー回路でサージを
吸収できる電流値に相当するものにされる。
【００３９】本実施例においても、前記実施例と同様に
オフ制御するアームのオフ時間を遅らせることになり、
同等の作用効果を得ることができる。
オフ制御するアームのオフ時間を遅らせることになり、
同等の作用効果を得ることができる。
【００４０】図４は、本発明の他の実施例を示す回路図
である。本実施例ではインバータ主回路の直流ラインの
電圧を検出する全波整流回路２８と、この検出電圧がほ
ぼ零で出力を得るホトカプラ２９を設け、このホトカプ
ラ２９の検出信号をオアゲート２６、２７の共通の入力
とする。
である。本実施例ではインバータ主回路の直流ラインの
電圧を検出する全波整流回路２８と、この検出電圧がほ
ぼ零で出力を得るホトカプラ２９を設け、このホトカプ
ラ２９の検出信号をオアゲート２６、２７の共通の入力
とする。
【００４１】本実施例において、各アームＵ，Ｙ、Ｖ，
Ｘの両方に電流が流れている期間は、前記のように直流
ラインが短絡され、ほぼ零ボルトにある。このときの直
流電圧ＶDCは、電圧零期間が存在し、この期間をホトカ
プラ２９によって検出し、オフ制御されるアームが電流
零になる時間だけオフ時間を遅らせる。
Ｘの両方に電流が流れている期間は、前記のように直流
ラインが短絡され、ほぼ零ボルトにある。このときの直
流電圧ＶDCは、電圧零期間が存在し、この期間をホトカ
プラ２９によって検出し、オフ制御されるアームが電流
零になる時間だけオフ時間を遅らせる。
【００４２】本実施例においても前記の実施例と同様の
作用効果を得ることができる。
作用効果を得ることができる。
【００４３】
【発明の効果】以上のとおり、本発明によれば、自己消
弧素子を主スイッチ素子とし、主回路の出力電流がオン
制御された主スイッチ素子にほぼ完全に転流したときに
オフ制御する主スイッチ素子を零電流又はその近辺でオ
フするようにしたため、特殊な始動回路を不要にし、し
かも主スイッチ素子が電流零近辺でオフされることによ
り開閉サージの発生を防止できる効果がある。
弧素子を主スイッチ素子とし、主回路の出力電流がオン
制御された主スイッチ素子にほぼ完全に転流したときに
オフ制御する主スイッチ素子を零電流又はその近辺でオ
フするようにしたため、特殊な始動回路を不要にし、し
かも主スイッチ素子が電流零近辺でオフされることによ
り開閉サージの発生を防止できる効果がある。
【００４４】また、主回路の完全な転流タイミングと出
力電圧零点を一致させる周波数制御を行うことにより、
負荷条件によって変化する共振周波数の変化にもインバ
ータ出力電流と電圧位相を常にほぼ一致させることで力
率を１に近づけ、運転効率を高めることができる。
力電圧零点を一致させる周波数制御を行うことにより、
負荷条件によって変化する共振周波数の変化にもインバ
ータ出力電流と電圧位相を常にほぼ一致させることで力
率を１に近づけ、運転効率を高めることができる。
【図１】本発明の一実施例を示す回路図。
【図２】実施例の各部波形図。
【図３】他の実施例を示す回路図。
【図４】他の実施例を示す回路図。
【図５】従来の電流形インバータの構成図。
１、１Ａ…インバータ ２…負荷 ３、３Ａ…制御回路 １１…電圧制御発振器 １３…電流変化検出回路 １４…ゼロクロス検出回路 １６…パルス幅／電圧変換回路 ２３、２４…コンパレータ ２８…全波整流回路 ２９…ホトカプラ
Claims (3)
- 【請求項１】 自己消弧素子をＵ，Ｖ，Ｘ，Ｙの４相ア
ームの主スイッチ素子とする主回路を有し、等価的にリ
アクトルとコンデンサの並列回路になる負荷に方形波電
流を供給する電流形インバータにおいて、 電圧制御によって前記負荷の共振周波数を中心とする周
波数の出力を得る電圧制御発振器と、 直列接続される前記主スイッチ素子を前記発振器の出力
周波数にしたがって相補的にオン・オフ制御する制御回
路と、 前記主回路の主スイッチ素子が完全に転流したときに該
主回路の出力電圧が零になる方向に前記発振器の周期を
補正する周波数補正回路と、 インバータの出力電流変化を検出し、この検出信号から
前記転流が終了するまでオフ制御する主スイッチ素子の
オフ時間を遅らせる開閉サージ抑制回路とを備えたこと
を特徴とする電流形インバータ。 - 【請求項２】 前記開閉サージ抑制回路は、前記アーム
Ｕ，ＹとＶ，Ｘの電流を検出し、該電流がほぼ零になる
までオフ制御する主スイッチ素子のオフ時間を遅らせる
構成にしたことを特徴とする請求項１記載の電流形イン
バータ。 - 【請求項３】 前記開閉サージ抑制回路は、前記主回路
の直流ラインの電圧がほぼ零になったことを検出し、該
電圧がほぼ零になる期間だけオフ制御する主スイッチ素
子のオフ時間を遅らせる構成にしたことを特徴とする請
求項１記載の電流形インバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5325668A JPH07184375A (ja) | 1993-12-24 | 1993-12-24 | 電流形インバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5325668A JPH07184375A (ja) | 1993-12-24 | 1993-12-24 | 電流形インバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07184375A true JPH07184375A (ja) | 1995-07-21 |
Family
ID=18179386
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5325668A Pending JPH07184375A (ja) | 1993-12-24 | 1993-12-24 | 電流形インバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07184375A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1999022436A1 (en) * | 1997-10-28 | 1999-05-06 | Nada Electronics Limited | Ac to dc conversion arrangement |
| JP2010041769A (ja) * | 2008-08-01 | 2010-02-18 | Kitashiba Electric Co Ltd | 電流形インバータ |
| CN102204076A (zh) * | 2008-10-27 | 2011-09-28 | 莫斯科技株式会社 | 电力逆转换装置 |
| JP2013528351A (ja) * | 2010-06-08 | 2013-07-08 | ミュージック グループ アイピー リミテッド | 超高効率スイッチング電力インバータおよび電力増幅器 |
| EP3822388A4 (en) * | 2018-03-28 | 2022-06-08 | Fukuoka Industry Science & Technology Foundation | VAPOR DEPOSITION APPARATUS AND METHOD FOR MAKING AN ORGANIC ELECTRONIC DEVICE |
| CN116937953A (zh) * | 2023-09-18 | 2023-10-24 | 锦浪科技股份有限公司 | 一种微型逆变器过零控制方法 |
-
1993
- 1993-12-24 JP JP5325668A patent/JPH07184375A/ja active Pending
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US6256209B1 (en) | 1997-10-28 | 2001-07-03 | Nada Electronics Limited | AC to DC conversion arrangement |
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| CN116937953A (zh) * | 2023-09-18 | 2023-10-24 | 锦浪科技股份有限公司 | 一种微型逆变器过零控制方法 |
| CN116937953B (zh) * | 2023-09-18 | 2023-12-15 | 锦浪科技股份有限公司 | 一种微型逆变器过零控制方法 |
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