CN116937953A - 一种微型逆变器过零控制方法 - Google Patents

一种微型逆变器过零控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN116937953A
CN116937953A CN202311198649.4A CN202311198649A CN116937953A CN 116937953 A CN116937953 A CN 116937953A CN 202311198649 A CN202311198649 A CN 202311198649A CN 116937953 A CN116937953 A CN 116937953A
Authority
CN
China
Prior art keywords
zero
current
stage
micro
inverter
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN202311198649.4A
Other languages
English (en)
Other versions
CN116937953B (zh
Inventor
张文平
王一鸣
许颇
王森峰
陈泓涛
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Ginlong Technologies Co Ltd
Original Assignee
Ginlong Technologies Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Ginlong Technologies Co Ltd filed Critical Ginlong Technologies Co Ltd
Priority to CN202311198649.4A priority Critical patent/CN116937953B/zh
Publication of CN116937953A publication Critical patent/CN116937953A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN116937953B publication Critical patent/CN116937953B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/38—Arrangements for parallely feeding a single network by two or more generators, converters or transformers
    • H02J3/381—Dispersed generators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/083—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the ignition at the zero crossing of the voltage or the current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J2300/00—Systems for supplying or distributing electric power characterised by decentralized, dispersed, or local generation
    • H02J2300/20—The dispersed energy generation being of renewable origin
    • H02J2300/22—The renewable source being solar energy
    • H02J2300/24—The renewable source being solar energy of photovoltaic origin
    • H02J2300/26—The renewable source being solar energy of photovoltaic origin involving maximum power point tracking control for photovoltaic sources
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本申请公开了一种微型逆变器过零控制方法，应用于微型逆变器电路，微型逆变器电路的工频换向过程包括依次进行的死区阶段和低压阶段；通过将死区阶段的初始电流幅值进行降低，或在低压阶段将电容Cg的端电压钳位为零，以抑制工频换向过程的电流振荡。本申请的有益效果：可以无需对硬件进行修改，只需通过软件控制的方式抑制电流过零处的波形畸变，并且实现的方式有多种。

Description

一种微型逆变器过零控制方法
技术领域
本申请涉及新能源发电技术领域，尤其是涉及一种微型逆变器过零控制方法。
背景技术
微型逆变器，一般指的是光伏发电系统中的功率小于等于1千瓦、具组件级MPPT的逆变器，全称是微型光伏并网逆变器。“微型”是相对于传统的集中式逆变器而言的。传统的光伏逆变方式是将所有的光伏电池在阳光照射下生成的直流电全部串并联在一起，再通过一个逆变器将直流电逆变成交流电接入电网；微型逆变器则对每块组件进行逆变。其优点是可以对每块组件进行独立的MPPT控制，能够大幅提高整体效率，同时也可以避免集中式逆变器具有的直流高压、弱光效应差、木桶效应等。
现在普通采用的微型逆变器电路如图1所示，由前级的反激电路110和后级的工频换向电路120组成。该电路拓扑的优势在于，成本低，效率较高。但在使用过程存在的问题是，并网电流过零点的控制比较困难，容易造成畸变，影响电流总谐波失真（THD）。因此，现在急需对现有的微型逆变器的过零控制方法进行改进。
发明内容
本申请的其中一个目的在于提供一种能够解决上述背景技术中至少一个缺陷的微型逆变器的过零控制方法。
为达到上述的目的，本申请采用的技术方案为：一种微型逆变器过零控制方法，应用于微型逆变器电路，微型逆变器电路的工频换向过程包括依次进行的工频换向开关管切换时所有开关管封锁的死区阶段和过零点附近低电压造成晶闸管开通延时的低压阶段；通过将死区阶段的初始电流幅值进行降低，或在低压阶段将电容Cg的端电压钳位为零，以抑制电感Lg和电容Cg谐振引起的电流振荡。
优选的，在低压阶段，将开关管S2和S4进行恒压导通，此时开关管S1和S3处于关断状态，进而对电容Cg的端电压进行钳位为零。
优选的，在低压阶段，将开关管S2和S4通过高频打波以进行导通，此时开关管S1和S3处于关断状态，进而对电容Cg的端电压进行钳位为零。
优选的，开关管S2和S4以50%占空比进行高频打波。
优选的，低压阶段包括依次进行的靠零过程和振荡过程；其中，靠零过程：通过对开关管S2和S4的控制，将电感Lg的电流向零进行靠近至设定的阈值；振荡过程：将开关管S2和S4同时进行关断，以使得电感Lg和电容Cg在设定的阈值附近进行低幅度振荡。
优选的，在靠零过程，开关管S2和S4通过高频打波以进行导通，进而将电感Lg的电流向零靠近至设定的阈值。
优选的，阈值的取值为±（0~0.1）ISmax；其中，ISmax表示死区阶段的峰值电流。
优选的，通过将死区阶段的进行时刻提前Δt时间，进而降低死区阶段结束时对应的电流幅值。
优选的，工频换向过程还包括前置于死区阶段的靠零阶段；电流于靠零阶段向零进行靠近；当电流向零点靠近至幅值达到靠零阶段结束前Δt时间对应的幅值时，将开关管S1~S4全部进行关断以提前进入死区阶段。
优选的，设未提前的死区阶段的峰值电流为ISmax，则在死区阶段的电流的变化幅度不变的情况下，根据提前后的死区阶段新的峰值电流ISmax´=（0~0.5）ISmax，计算得到死区阶段的提前时间Δt。
与现有技术相比，本申请的有益效果在于：
本申请可以无需对硬件进行修改，只需通过软件控制的方式来实现抑制电流过零处的波形畸变，并且实现的方式有多种。
附图说明
图1为现有的一种微型逆变器电路的结构示意图。
图2为现有的微型逆变器的工作流程示意图。
图3为现有的微型逆变器在工作时各开关管的电平状态示意图。
图4为本发明的微型逆变器电路进行工作时的等效电路示意图一。
图5为本发明的微型逆变器电路进行工作时的等效电路示意图二。
图6为本发明的微型逆变器电路进行工作时的等效电路示意图三。
图7为本发明的微型逆变器电路进行工作时的等效电路示意图四。
图8为本发明的微型逆变器电路进行工作时的等效电路示意图五。
图9为本发明实施例一对应的各开关管的电平状态示意图。
图10为本发明实施例二对应的各开关管的电平状态示意图。
图11为本发明实施例三对应的各开关管的电平状态示意图。
图12为本发明实施例四对应的各开关管的电平状态示意图。
图中：反激电路110、工频换向电路120、光伏组件200、电网300。
具体实施方式
下面，结合具体实施方式，对本申请做进一步描述，需要说明的是，在不相冲突的前提下，以下描述的各实施例之间或各技术特征之间可以任意组合形成新的实施例。
在本申请的描述中，需要说明的是，对于方位词，如有术语“中心”、 “横向”、“纵向”、“长度”、“宽度”、“厚度”、“上”、“下”、 “前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”、“内”、“外”、“顺时针”、“逆时针”等指示方位和位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于叙述本申请和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定方位构造和操作，不能理解为限制本申请的具体保护范围。
需要说明的是，本申请的说明书和权利要求书中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。
如图1所示，为现有的一种微型逆变器的电路结构，主要包括前级的反激电路110和后级的工频换向电路120。反激电路110的输入端与光伏组件200进行连通，反激电路110的输出端与工频换向电路120的输入端连通，工频换向电路120的输出端与电网300进行连通。
具体的，如图1所示，反激电路110包括开关管Sw、变压电路和二级管D；工频换向电路120包括桥式连接的开关管S1至S4。电网300通过电感Lg和电容Cg与工频换向电路120进行连接。
如图2所示，为现有的微型逆变器的工作流程示意图；为了方便理解，下面可以结合图2所示的流程图对微型逆变器的具体工作过程进行详细的描述。
对于反激电路110这一侧；首先将光伏组件200的电压VPV和电流iPV送入MPPT环路中，获得光伏组件200的电压指令VPV *。然后将得到的电压指令VPV *和电压VPV一同输入PI调节器后，获得电流峰值指令Ip *。同时，电网300的电压vg经过锁相环PLL产生相角信息|sinθ|。然后将电流峰值指令Ip *和相角信息|sinθ|相乘，获得电流瞬时值的参考iPV *。最后将电流瞬时值的参考iPV *和光伏组件200的电流值iPV送入峰值电流控制模块中，产生开关管Sw的控制信号以进行逆变器的反激。
对于工频换向电路120这一侧；由电网300的电压vg的正负来决定。当电网300的电压vg为正时，开关管S1和S4为导通，开关管S2和S3为关断状态；当电网300的电压vg为负时，开关管S1和S4为关断状态，开关管S2和S3为导通状态；从而通过开关管的通断状态变化实现工频换向。
可以理解的是，开关管S1至S4以及开关管Sw的具体结构和工作原理为本领域技术人员所公知，且开关管S1至S4以及开关管Sw的具体种类有多种，包括但不限于晶闸管和场效应管等。在本领域中，开关管Sw以及开关管S2和S4常用场效应管；开关管S1和S3常用晶闸管。
但是，现有的微型逆变器在基于上述的工作方法进行并网运行时，容易造成过零点发生畸变。为了方便理解，下面可以对畸变产生的原因进行分析。以电流ig由负到正为例进行分析，电流ig由正到负的情况可以以此类推。
微型逆变器在过零时的工频换向过程可以包括依次进行的靠零阶段、死区阶段、低压阶段和远零阶段。
靠零阶段：微型逆变器处于正常的工作状态，电流ig根据正弦波形向零方向进行靠近。此阶段的等效电路如图4所示，对应的电平状态如图3中过程1所示，开关管S2和S3处于导通状态，电流ig的实际方向为负方向且向零进行靠近。
应当知道的是，当电网300由负到零转到正方向时，根据图2的工作流程，开关管S2和S3的驱动将会变为关断状态，开关管S1和S4的驱动将变为导通状态。但是，为了保证系统的安全性，在开关管进行切换的过程中，系统会设定死区时间；即死区阶段。
死区阶段：此阶段的等效电路如图5所示，对应的电平状态如图3中过程2所示，在死区时间，开关管S2关断后，逆变器侧电流为零，则开关管S3由于是晶闸管也随即进行关断，这样四个开关管S1~S4均为关断状态。此时电网300的电流ig会通过电感Lg和电容Cg进行谐振续流，这时会造成电流振荡并发生畸变。
低压阶段：在死区时间过后，理论上开关管S1和S4的驱动变为导通状态，但由于开关S1为晶闸管，其导通条件是驱动为正，同时晶闸管两端的正向电压需要大于门槛值Vth（如0.8V）。但电网300在换向后，反激电路110无法把将电容Cdc上的电压立即充上来，所以晶闸管S1是无法立即导通的，此时的等效电路如图6所示，对应的电平状态如图3中过程3所示。电网300的电流ig会通过电感Lg和电容Cg继续进行谐振续流，这时电流会继续振荡，持续发生畸变。
远零阶段：当反激电路110把电容Cdc上的电压充上来，并高于门槛值Vth（如0.8V），这时开关管S1开始导通的，此时的等效电路如图7所示，对应的电平状态如图3中过程4所示。这样，开关管S1和S4的导通将输出电容Cg进行钳位，电网300的电流ig通过电感Lg和电容Cg的谐振结束。然后，电网300的电流ig进行正弦控制，使得电网300的电流畸变结束。
基于上述内容，为实现对现有微型逆变器电路在工频换向过程中所发生的电流畸变进行抑制。本申请的其中一个优选实施例，如图9至图12所示，提供了一种微型逆变器过零控制方法，应用于上述的微型逆变器电路，从而在微型逆变器电路的工频换向过程依次进行的死区阶段和低压阶段时；通过将死区阶段的初始电流幅值进行降低，或在低压阶段将电容Cg的端电压钳位为零，以实现抑制工频换向过程中电感Lg和电容Cg谐振引起的电流振荡。
应当知道的是，对于工频换向过程中的电流振荡的抑制有多种实施方式，下面将基于具体的抑制方式进行说明。
实施例一：电容Cg钳位法。如图9所示，该方法的本质是，在低压阶段，将开关管S2和S4同时进行恒压导通，此时开关管S1和S3处于关断状态，这样将电容Cg可以钳位到零，有效避免电感Lg和电容Cg发生谐振，抑制工频换向过程中过零点的电流振荡发生的畸变。
为了方便进行理解，下面可以对工频换向过程基于上述实施例一的具体工作过程进行详细的描述。以电流ig由负到正为例进行分析，电流ig由正到负的情况可以以此类推。
靠零阶段：此阶段的等效电路如图4所示，对应的电平状态如图9中过程1所示。微型逆变器处于正常的工作状态，电流ig根据正弦波形向零方向进行靠近。开关管S2和S3处于导通状态，电流ig的实际方向为负方向且向零进行靠近。
死区阶段：此阶段的等效电路如图5所示，对应的电平状态如图9中过程2所示。在死区时间，开关管S2关断后，逆变器侧电流为零，则开关管S3也随即进行关断。所以，该阶段的主要作用是迫使最为开关管S3的晶闸管进行关断。
低压阶段：此阶段的等效电路如图8所示，对应的电平状态如图9中过程3所示。在死区时间过后，将开关管S2和S4的驱动都变为导通状态，此时电容Cg可以钳位到零，有效避免电感Lg和电容Cg发生谐振。同时，电网300通过电感Lg进行充磁，使得电流ig会相应上升。
远零阶段：此阶段的等效电路如图7所示，对应的电平状态如图9中过程4所示。当反激电路110把电容Cdc上的电压充上来，并高于门槛值Vth（如0.8V），这时将开关管S2关闭，以及将开关管S1进行导通。这样，开关管S1和S4的导通将输出电容Cg进行钳位，电网300的电流ig进行正弦控制。
可以理解的是，实施例一的核心是依靠如图9中的过程3；但电网300侧的电感Lg一般较小，如果图9中的过程3的时间较长，将会导致电网300的电流ig上升的比较大，这在某种程度上也会造成电流发生畸变。因此，为了保证实施例一的顺利实施，可以尽量的缩短图9中过程3的时间，或者对图9中过程3的电流上升进行一定程度的限定，具体可以参考下述的实施例二。
实施例二：电容Cg高频钳位法。如图10所示，该方法的本质是，在低压阶段，将开关管S2和S4通过高频打波以进行导通，此时开关管S1和S3处于关断状态，进而将电容Cg可以钳位到零，有效避免电感Lg和电容Cg发生谐振，抑制过零点振荡发生的畸变，同时还可以防止电流快速上升。
为了方便进行理解，下面可以对工频换向过程基于上述实施例二的具体工作过程进行详细的描述。以电流ig由负到正为例进行分析，电流ig由正到负的情况可以以此类推。
靠零阶段：此阶段的等效电路如图4所示，对应的电平状态如图10中过程1所示。微型逆变器处于正常的工作状态，电流ig根据正弦波形向零方向进行靠近。开关管S2和S3处于导通状态，电流ig的实际方向为负方向且向零进行靠近。
死区阶段：此阶段的等效电路如图5所示，对应的电平状态如图10中过程2所示。在死区时间，开关管S2关断后，逆变器侧电流为零，则开关管S3也随即进行关断。所以，该阶段的主要作用是迫使最为开关管S3的晶闸管进行关断。
低压阶段：此阶段的等效电路如图8所示，对应的电平状态如图10中过程3所示。在死区时间过后，将开关管S2和S4的驱动都变为以50%占空比的高频打波，此时电容Cg可以钳位到零，有效避免电感Lg和电容Cg发生谐振。
应当知道的是，开关管S2和S4以50%占空比进行高频打波的所能形成的振荡幅度最小，从而可以进一步的抑制电流的畸变。
远零阶段：此阶段的等效电路如图7所示，对应的电平状态如图10中过程4所示。当反激电路110把电容Cdc上的电压充上来，并高于门槛值Vth（如0.8V），这时将开关管S2关闭，以及将开关管S1进行导通。这样，开关管S1和S4的导通将输出电容Cg进行钳位，然后电网300的电流ig进行正弦控制。
可以理解的是，实施例二的核心也是依靠如图10中的过程3；但开关管S2和S4需要在整个过程3中进行持续的高频打波，这将会带来额外的损耗。为降低高频打波的损耗，可以对实施例二改进以得到下述的实施例三。
实施例三：电容Cg高频钳位和不钳位混合控制法。如图11所示，该方法的本质是，将低压阶段分别依次进行的靠零过程和振荡过程。其中，靠零过程：通过对开关管S2和S4的控制，将电感Lg的电流ig向零进行靠近至设定的阈值∆I。振荡过程：将开关管S2和S4同时进行关断，以使得电感Lg和电容Cg在设定的阈值附近进行低幅度振荡。由于在靠零过程将电感Lg的能量进行了大量释放，使得电感Lg的电流ig很小或基本为零，这将导致振荡过程中电感Lg和电容Cg的振荡幅度降低至很小，使得电流基本没有畸变。
可以理解的是，对于靠零过程中，通过对开关管S2和S4的控制将电感Lg的电流ig进行向靠近至设定的阈值的方法有多种。为了方便理解，下面可以基于其中的一种进行说明。
本实施例中，在靠零过程，开关管S2和S4通过高频打波以进行导通，进而将电感Lg的电流向零靠近至设定的阈值。
应当知道的是，为了保证振动过程中电感Lg和电容Cg的振荡幅度足够的小，优选为阈值的取值为0。但在实际控制中，很难在靠零过程中精确的实现将电流ig停靠于零点；因此，可以设定一个范围值，以降低靠零过程的控制精度，同时也能够对电流ig的振荡进行有效的抑制。由于低压阶段的电流振荡与死区阶段的峰值电流ISmax有关，则可以将阈值/>的取值为设置±（0~0.1）ISmax。
为了方便进行理解，下面可以对工频换向过程基于上述实施例三的具体工作过程进行详细的描述。以电流ig由负到正为例进行分析，电流ig由正到负的情况可以以此类推。
靠零阶段：此阶段的等效电路如图4所示，对应的电平状态如图11中过程1所示。微型逆变器处于正常的工作状态，电流ig根据正弦波形向零方向进行靠近。开关管S2和S3处于导通状态，电流ig的实际方向为负方向且向零进行靠近。
死区阶段：此阶段的等效电路如图5所示，对应的电平状态如图11中过程2所示。在死区时间，开关管S2关断后，逆变器侧电流为零，则开关管S3也随即进行关断。所以，该阶段的主要作用是迫使最为开关管S3的晶闸管进行关断。
靠零过程：此阶段的等效电路如图8所示，对应的电平状态如图11中过程3所示。在死区时间过后，将开关管S2和S4的驱动都变为高频打波的导通，使得电流ig被控制在设定的阈值范围内。
振荡过程：此阶段的等效电路如图5，对应的电平状态如图11中过程4所示。在将电流ig控制在设定的阈值附近后，将开关管S2和S4进行关断设置，然后电感Lg和电容Cg发生谐振，但因为电感Lg中电流很小基本为零，使得电感Lg和电容Cg的谐振幅度不会太大，即电流基本没有畸变。
远零阶段：此阶段的等效电路如图7所示，对应的电平状态如图11中过程5所示。当反激电路110把电容Cdc上的电压充上来，并高于门槛值Vth（如0.8V），这时将开关管S2关闭，以及将开关管S1进行导通。这样，开关管S1和S4的导通将输出电容Cg进行钳位，然后电网300的电流ig进行正弦控制。
实施例四：提前谐振法。如图12所示，此方法的本质是，通过将死区阶段的进行时刻提前Δt时间，进而降低死区阶段开始时对应的电流幅值。即在靠零阶段结束前的Δt时间，将开关管S1~S4全部进行关断，使得电感Lg和电容Cg提前发生谐振。由于提前实施了谐振，使得低压阶段的初始电流相对较小，电流过冲不大，即电流的畸变相对较小。
具体的，若电流ig在工频换向过程是由负到正的，则在靠零阶段，将开关管S2和S3进行导通，将开关管S1和S4进行关断。若电流ig在工频换向过程是由正到负的，则在靠零阶段，将开关管S2和S3进行关断，将开关管S1和S4进行导通。通过前述过程使得电流ig在靠零阶段可以持续的向零进行靠近。当电流ig向零点靠近至幅值达到靠零阶段结束前Δt时间对应的幅值时，将开关管S1~S4全部进行关断以提前进入死区阶段。
为了方便进行理解，下面可以对工频换向过程基于上述实施例四的具体工作过程进行详细的描述。以电流ig由负到正为例进行分析，电流ig由正到负的情况可以以此类推。
靠零阶段：此阶段的等效电路如图4所示，对应的电平状态如图12中过程1所示。微型逆变器处于正常的工作状态，电流ig根据正弦波形向零方向进行靠近。开关管S2和S3处于导通状态，电流ig的实际方向为负方向且向零进行靠近。但在靠零阶段相比较传统过程结束前的Δt时刻，可以将开关管S1~S4均进行关断，使得工频换向过程提前进入死区阶段。
死区阶段：此阶段的等效电路如图5所示，对应的电平状态如图12中过程1所示。在死区时间，开关管S2关断后，逆变器侧电流为零，则开关管S3由于是晶闸管也随即进行关断，这样四个开关管S1~S4均为关断状态。此时电网300的电流ig会通过电感Lg和电容Cg进行谐振续流，这时会造成电流振荡。但因为是提前实施了谐振，使得初始电流相对小，电流过冲不大，电流畸变相对较小。
在死区时间，开关管S2关断后，逆变器侧电流为零，则开关管S3也随即进行关断。所以，该阶段的主要作用是迫使最为开关管S3的晶闸管进行关断。
低压阶段：此阶段的等效电路如图6所示，对应的电平状态如图12中过程2所示。理论上开关管S1和S4的驱动变为导通状态，但开关管S1无法立即导通，此时电网300的电流ig会通过电感Lg和电容Cg继续进行谐振续流，但因为是提前实施了谐振，使得初始电流相对小，电流过冲不大，电流畸变相对较小。
远零阶段：此阶段的等效电路如图7所示，对应的电平状态如图12中过程3所示。当反激电路110把电容Cdc上的电压充上来，并高于门槛值Vth（如0.8V），这时将开关管S2关闭，以及将开关管S1进行导通。这样，开关管S1和S4的导通将输出电容Cg进行钳位，然后电网300的电流ig进行正弦控制。
通俗的讲，由于死区阶段的持续时间不变，则死区阶段所形成的电流变化幅度值的值基本不变。则传统过程中，死区阶段的电流峰值ISmax的值为过零阶段结束时的电流IGmin与电流变化幅度值∆IS之和，用公式表示为/>。由公式可知，为了降低死区阶段的电流峰值，可以增加过零阶段结束时的电流值；由于过零阶段整体呈电流幅值减小的趋势，则只需将过零阶段的结束时间提前即可。具体的提前时间Δt可以根据实际需要进行确定。由于提前时间Δt的取值与死区阶段提前后的新的峰值电流ISmax´有关，则可以通过新的峰值电流ISmax´的取值来表示提前时间Δt的取值；优选的，死区阶段新的峰值电流ISmax´的取值可以为（0~0.5）ISmax。
以上描述了本申请的基本原理、主要特征和本申请的优点。本行业的技术人员应该了解，本申请不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是本申请的原理，在不脱离本申请精神和范围的前提下本申请还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本申请的范围内。本申请要求的保护范围由所附的权利要求书及其等同物界定。

Claims (10)

1.一种微型逆变器过零控制方法，应用于微型逆变器电路，微型逆变器电路的工频换向过程包括依次进行的工频换向开关管切换时所有开关管封锁的死区阶段和过零点附近低电压造成晶闸管开通延时的低压阶段；其特征在于：
通过将死区阶段的初始电流幅值进行降低，或在低压阶段将电容Cg的端电压钳位为零，以抑制电感Lg和电容Cg谐振引起的电流振荡。
2.如权利要求1所述的微型逆变器过零控制方法，其特征在于：在低压阶段，将开关管S2和S4进行恒压导通，此时开关管S1和S3处于关断状态，进而对电容Cg的端电压进行钳位为零。
3.如权利要求1所述的微型逆变器过零控制方法，其特征在于：在低压阶段，将开关管S2和S4通过高频打波以进行导通，此时开关管S1和S3处于关断状态，进而对电容Cg的端电压进行钳位为零。
4.如权利要求3所述的微型逆变器过零控制方法，其特征在于：开关管S2和S4以50%占空比进行高频打波。
5.如权利要求1所述的微型逆变器过零控制方法，其特征在于：低压阶段包括依次进行的靠零过程和振荡过程；其中
靠零过程：通过对开关管S2和S4的控制，将电感Lg的电流向零进行靠近至设定的阈值；
振荡过程：将开关管S2和S4同时进行关断，以使得电感Lg和电容Cg在设定的阈值附近进行低幅度振荡。
6.如权利要求5所述的微型逆变器过零控制方法，其特征在于：在靠零过程，开关管S2和S4通过高频打波以进行导通，进而将电感Lg的电流向零靠近至设定的阈值。
7.如权利要求5或6所述的微型逆变器过零控制方法，其特征在于：阈值的取值为±（0~10%）ISmax；其中，ISmax表示死区阶段的峰值电流。
8.如权利要求1所述的微型逆变器过零控制方法，其特征在于：通过将死区阶段的进行时刻提前Δt时间，进而降低死区阶段结束时对应的电流幅值。
9.如权利要求8所述的微型逆变器过零控制方法，其特征在于：工频换向过程还包括前置于死区阶段的靠零阶段，电流于靠零阶段向零进行靠近；
当电流向零点靠近至幅值达到靠零阶段结束前Δt时间对应的幅值时，将开关管S1~S4全部进行关断以提前进入死区阶段。
10.如权利要求9所述的微型逆变器过零控制方法，其特征在于：设未提前的死区阶段的峰值电流为ISmax；则在死区阶段的电流变化幅度不变的情况下，根据死区阶段提前后新的峰值电流ISmax´=（0~0.5）ISmax，计算得到死区阶段的提前时间Δt。
CN202311198649.4A 2023-09-18 2023-09-18 一种微型逆变器过零控制方法 Active CN116937953B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202311198649.4A CN116937953B (zh) 2023-09-18 2023-09-18 一种微型逆变器过零控制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202311198649.4A CN116937953B (zh) 2023-09-18 2023-09-18 一种微型逆变器过零控制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN116937953A true CN116937953A (zh) 2023-10-24
CN116937953B CN116937953B (zh) 2023-12-15

Family

ID=88388222

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202311198649.4A Active CN116937953B (zh) 2023-09-18 2023-09-18 一种微型逆变器过零控制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN116937953B (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN117977697A (zh) * 2024-03-29 2024-05-03 浙江明禾新能科技股份有限公司 一种基于谐振dc-dc变换器的微型逆变器的过零控制方法
WO2024192511A1 (en) * 2023-03-17 2024-09-26 The Governors of the University of Alberta Beat frequency modulated single-stage soft-switched microinverter

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07184375A (ja) * 1993-12-24 1995-07-21 Meidensha Corp 電流形インバータ
JP2000037081A (ja) * 1998-07-16 2000-02-02 Matsushita Electric Ind Co Ltd 共振形系統連系インバータの保護装置
CN103208939A (zh) * 2013-04-19 2013-07-17 江西中能电气科技有限公司 基于副边参考电流重构的光伏微逆变器、控制系统和方法
KR101398679B1 (ko) * 2013-02-25 2014-05-27 호남대학교 산학협력단 전력계통 연계형 태양전지의 전력변환 시스템
CN104052321A (zh) * 2014-06-27 2014-09-17 江苏大学 一种微逆变器过零点电流畸变抑制的混合控制方法及其系统
CN104485833A (zh) * 2014-11-27 2015-04-01 浙江工业大学 基于反激变压器原边电流反馈的微型光伏逆变器
JP2019037077A (ja) * 2017-08-18 2019-03-07 サンケン電気株式会社 電力変換回路及びその制御法

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07184375A (ja) * 1993-12-24 1995-07-21 Meidensha Corp 電流形インバータ
JP2000037081A (ja) * 1998-07-16 2000-02-02 Matsushita Electric Ind Co Ltd 共振形系統連系インバータの保護装置
KR101398679B1 (ko) * 2013-02-25 2014-05-27 호남대학교 산학협력단 전력계통 연계형 태양전지의 전력변환 시스템
CN103208939A (zh) * 2013-04-19 2013-07-17 江西中能电气科技有限公司 基于副边参考电流重构的光伏微逆变器、控制系统和方法
CN104052321A (zh) * 2014-06-27 2014-09-17 江苏大学 一种微逆变器过零点电流畸变抑制的混合控制方法及其系统
CN104485833A (zh) * 2014-11-27 2015-04-01 浙江工业大学 基于反激变压器原边电流反馈的微型光伏逆变器
JP2019037077A (ja) * 2017-08-18 2019-03-07 サンケン電気株式会社 電力変換回路及びその制御法

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
YOUNG-HYOK JI ET AL.: "A phase lagging compensation for output current of DCM flyback based PV micro-inverters", PROCEEDINGS OF THE 7TH INTERNATIONAL POWER ELECTRONICS AND MOTION CONTROL CONFERENCE, pages 1247 - 1251 *
潘铭航 等: "基于反激拓扑的高效率太阳能微型单级并网逆变器", 机电工程, vol. 30, no. 04, pages 485 - 487 *

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2024192511A1 (en) * 2023-03-17 2024-09-26 The Governors of the University of Alberta Beat frequency modulated single-stage soft-switched microinverter
CN117977697A (zh) * 2024-03-29 2024-05-03 浙江明禾新能科技股份有限公司 一种基于谐振dc-dc变换器的微型逆变器的过零控制方法
CN117977697B (zh) * 2024-03-29 2024-06-11 浙江明禾新能科技股份有限公司 一种基于谐振dc-dc变换器的微型逆变器的过零控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN116937953B (zh) 2023-12-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN116937953B (zh) 一种微型逆变器过零控制方法
Zhang et al. A high-efficiency single-phase T-type BCM microinverter
CN109639170B (zh) 辅助谐振极有源钳位三电平软开关逆变电路及调制方法
CN110768549B (zh) 一种单相零电压软开关充电器拓扑及其调制方法
CN105932879A (zh) 电力转换装置
Siwakoti et al. Improved modulation Technique for voltage fed quasi-Z-source DC/DC converter
Li et al. Improved modulation strategy for reactive energy transmission loss of auxiliary commutated circuit of novel parallel RDCL inverter
Lodh et al. Single stage multi-port Flyback type solar PV module integrated micro-inverter with battery backup
CN114884385A (zh) 双有源桥型微逆变器及峰值电流控制方法、系统
CN114268104A (zh) 一种新型无变压器三桥臂串联有源电压质量调节器及控制方法
Chu et al. Auxiliary resonant commutated pole soft-switching inverter with simple topology
CN116914772B (zh) 一种反激型微型逆变器的无功控制方法
Yuan et al. Zero-voltage switching for three-level capacitor clamping inverter
Lin et al. A vary mode control-based high-efficiency full-bridge LLC resonant converter operating in super wide input voltage range
CN115441695B (zh) 一种提高功率密度的低压输入高压输出的逆变器调制方法
CN115714548A (zh) 谐振直流环节软开关逆变器及其电路调制方法
Nakaoka et al. A phase-difference angle control-mode PWM high-frequency resonant inverters using static induction-transistors and-thyristors
Yan et al. A novel de-re-couple modulation strategy for full-wave mode single-phase high-frequency link inverter
Chen et al. Soft-switched inverter for electric vehicle drives
CN112865580A (zh) 无重叠时间单电感电流逆变器及其控制方法和系统
Yang et al. A Novel Parallel Dual-frequency Grid-connected Inverter Topology and EfficiencyAnalysis
Al Attar et al. DC–DC converters: modeling and control strategies
Ding et al. Star-Connected Modular Auxiliary Resonant Commutated Pole Inverter with Commutation-Aligned PWM Modulation
Ye et al. Zero-voltage-switching single-phase inverter with active power decoupling
CN116914773B (zh) 一种微型逆变器无功控制方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant