CN115441695B - 一种提高功率密度的低压输入高压输出的逆变器调制方法 - Google Patents

一种提高功率密度的低压输入高压输出的逆变器调制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN115441695B
CN115441695B CN202211124952.5A CN202211124952A CN115441695B CN 115441695 B CN115441695 B CN 115441695B CN 202211124952 A CN202211124952 A CN 202211124952A CN 115441695 B CN115441695 B CN 115441695B
Authority
CN
China
Prior art keywords
full
circuit
boost circuit
bridge inverter
voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202211124952.5A
Other languages
English (en)
Other versions
CN115441695A (zh
Inventor
旷永红
周鹏
周细凤
钟义长
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hunan New Power Tech Co ltd
Hunan Institute of Engineering
Original Assignee
Hunan New Power Tech Co ltd
Hunan Institute of Engineering
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hunan New Power Tech Co ltd, Hunan Institute of Engineering filed Critical Hunan New Power Tech Co ltd
Publication of CN115441695A publication Critical patent/CN115441695A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN115441695B publication Critical patent/CN115441695B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0051—Diode reverse recovery losses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4233—Arrangements for improving power factor of AC input using a bridge converter comprising active switches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/157—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators with digital control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53873—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with digital control

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本发明提供一种提高功率密度的低压输入高压输出的逆变器调制方法，所述逆变器为单相逆变器，包括前级的Boost电路和后级的全桥逆变器电路；所述Boost电路的输入端连接单相逆变器的电源输入端；Boost电路的输出端连接全桥逆变器电路的输入端；全桥逆变器电路的输出端连接单相逆变器的输出端；所述调制方法为：对单相逆变器中的Boost电路和全桥逆变器采用两级协同式调制方法，即根据单相逆变器的输入电压Vin与输出电压vo绝对值|vo|的大小关系，控制Boost电路和全桥逆变电路处于不同的工作方式。可以优化单相逆变器的工作效率，减少损耗。

Description

一种提高功率密度的低压输入高压输出的逆变器调制方法
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种提高功率密度的低压输入高压输出的逆变器调制方法。
背景技术
目前车载单相逆变电源一般采用三相四线输出形式(如图1所示)或者采用三相转单相变压器形式。这种单相电源频率与车载辅助变流器输出频率相同，但不能获得太大功率，否则会引起三相电压不平衡度超过标准的要求。另外这种供电制式电源来自受电弓，一旦降弓，单相电源就没有输出，将影响到吸尘器，调试设备如电脑，示波器等重要设备的使用。
为了实现单相逆变电源能大功率独立输出，并且在没有受电弓工况下，单相逆变电源也能正常工作，研究者现已研究了车载独立单相逆变器在DC110V输入条件下，实现不同电压、不同频率输出的方案，可以实现低压输入高压输出，比如说输入直流110V，输出交流220V。参见文献[1](胡光铖,陈敏,陈烨楠,等.基于SiC MOSFET户用光伏逆变器的效率分析[J].电源学报,2014(06):53-58+92)，该单相逆变器包括Boost电路和全桥逆变两级电路，电路拓扑图2所示。在逆变器的工作过程中，假设每个开关周期Ts逆变器电感都处于连续工作模式，输出电压vo和输入电压Vin关系用式(1)表示：
式中：dboost表示Boost电路的占空比，dfb表示全桥逆变器电路(FB-DC/AC电路)的占空比。该单相电源功能独立，可扩展性好，能够并联输出。现有技术对Boost电路和全桥逆变电路采用两级独立式调制方法，即Boost电路和全桥逆变电路分别工作在独立的模态。Boost电路采用传统的恒压输出调制方式，Boost输出电压略高于逆变器的输出电压峰值；全桥逆变器电路采用单极性调制方式，以获取较高的效率和较低的谐波输出。该调制方法的电路工作过程为：先通过PWM斩波将输入电压升至一恒定直流电压VCb，然后通过FB-DC/AC进行正弦波调制，其表达式用式(2)表示。
采用两级独立式调制方法的单相逆变器的调制波形如图3所示。在这种两级独立式调制方法中，一般中间直流电压必须满足逆变器才能正常输出。因此，在这种工作模式下，由于boost电路输出电压VCb很高，电力电子器件始终处于开关状态，开关损耗比较大，阻碍了逆变器效率的提升和功率密度的提高，导致电源体积大，效率低。
车载单相逆变电源向着体积小、效率高和功率密度高的趋势发展。而现有DC110V车载单相逆变器采用Boost电路和全桥逆变两级独立调制，存在效率低、功率密度小，电源体积大等问题；而车载单相逆变电源需要更高的效率和功率密度、更小的体积，因此，需要设计一种能实现更高的效率和功率密度的提高功率密度的低压输入高压输出的逆变器调制方法。
发明内容
本发明的目的是，针对现有技术的不足，提供一种提高功率密度的低压输入高压输出的逆变器调制方法，可以优化单相逆变器的工作效率，减少损耗。
本申请所提供的技术方案为：
第一方面，本申请提供一种提高功率密度的低压输入高压输出的逆变器调制方法，所述逆变器为单相逆变器，包括前级的Boost电路和后级的全桥逆变器电路；所述Boost电路的输入端连接单相逆变器的电源输入端，输入电压记为Vin；前级的Boost电路的输出作为后级的全桥逆变器电路的输入，即Boost电路的输出端连接全桥逆变器电路的输入端；全桥逆变器电路的输出端连接单相逆变器的输出端，输出电压记为vo；
所述调制方法为：对单相逆变器中的Boost电路和全桥逆变器采用两级协同式调制方法，即根据单相逆变器的输入电压与输出电压绝对值的大小关系，控制Boost电路和全桥逆变电路处于不同的工作方式。
进一步地，所述根据单相逆变器的输入电压与输出电压绝对值的大小关系，控制Boost电路和全桥逆变电路处于不同的工作方式，包括：
当输出电压vo的绝对值|vo|高于(这里可以取大于或等于)输入电压Vin时，控制Boost电路工作(输出正弦波)，而控制全桥逆变器电路在此过程中，在每个正弦周期的正、负半周中，只需要对开关管动作一次；
当输出电压vo的绝对值|vo|低于(这里可以取小于)输入电压Vin时，控制Boost电路不工作，单相逆变器的输入电压直接给全桥逆变器电路供电，控制全桥逆变器电路工作在传统逆变模式。
上述控制过程可以用以下公式描述：
式中：dboost表示Boost电路的占空比，dfb表示全桥逆变器电路的占空比。
可选地，所述Boost电路包括：电感Lb、开关管Qb、二极管Db和电容Cb；
所述电感Lb的第一端连接Boost电路的正输入端，所述电感的第二端连接所述二极管Db的阳极，所述二极管Db的阴极连接所述Boost电路的正输出端；所述开关管Qb的第一端连接所述电感的第二端，所述开关管Qb的第二端连接所述Boost电路的负输出端，所述Boost电路的负输入端和Boost电路的负输出端连接在一起；所述电容Cb连接于所述Boost电路的正输出端和负输出端之间；所述开关管Qb第三端接入控制信号Gb。
可选地，所述全桥逆变器电路包括：开关管Q1、Q2、Q3和Q4；
所述Q1和Q2相连构成左桥臂，Q3和Q4相连构成右桥臂；Q1和Q3的第一端连接所述Boost电路的正输出端；Q1的第二端与Q2的第一端连接于点A，点A即所述全桥逆变器电路的正输出端；Q3的第二端与Q4的第一端连接于点B，点B即全桥逆变器电路的负输出端；Q2的第二端和Q4的第二端连接所述Boost电路的负输出端；所述开关管Q1、Q2、Q3和Q4上分别反向并联有一个续流二极管；所述开关管Q1、Q2、Q3和Q4的第三端分别接入控制信号G1、G2、G3、G4；
所述所述全桥逆变器电路的正输出端连接电感Lo的第一端，所述电感Lo的第二端连接所述单相逆变器的正输出端；所述全桥逆变器电路的负输出端连接所述单相逆变器的负输出端；所述所述单相逆变器的正输出端和负输出端之间连接有电容Co。
可选地，所述开关管(功率开关器件)Qb、Q1、Q2、Q3和Q4可以采用IGBT(InsulatedGate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)或MOSFET(场效应管)。对于IGBT，其第一端、第二端、第三端分别为集电极、发射极和基极。
具体地，结合所述的Boost电路结构，所述的控制Boost电路工作是指，Qb处于开关状态，其输出电压波形VCb为正弦波。
具体地，结合所述的Boost电路结构，所述的控制Boost电路不工作是指，Qb处于关断状态，其输出电压VCb等于Vin。
具体地，结合所述的全桥逆变器电路结构，所述的控制全桥逆变器电路在此过程中，在每个正弦周期的正、负半周，对开关管动作一次，具体为：vo>0时，Q1和Q4一直导通，Q2和Q3关断，vo<0时，Q1和Q4关断，Q2和Q3一直导通。
具体地，结合所述的全桥逆变器电路结构，所述的控制全桥逆变器电路工作在传统逆变模式，具体为：vo>0时，Q1和Q2按照正弦波调制并互补导通，Q4一直导通，Q3关断，vo<0时，Q3和Q4按照正弦波调制并互补导通，Q2一直导通，Q1关断。
第二方面，本申请提供一种电子设备，包括处理器和存储器，所述存储器上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时，使得处理器实现上述的提高功率密度的低压输入高压输出的逆变器调制方法，通过对单相逆变器中的Boost电路和全桥逆变器电路中的开关管输出相应的控制信号，实现单相逆变器两级协同式调制。
第二方面，本申请提供一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时，实现上述的提高功率密度的低压输入高压输出的逆变器调制方法，通过对单相逆变器中的Boost电路和全桥逆变器电路中的开关管输出相应的控制信号，实现单相逆变器两级协同式调制。
有益效果：
本申请提供的方法，电路的工作模式由单相逆变器的输出电压vo的绝对值|vo|和输入电压Vin的大小关系来确定。根据单相逆变器输出电压vo的绝对值|vo|和输入电压Vin的大小关系，控制Boost电路和全桥逆变电路处于不同的工作方式，优化了单相逆变器中开关管的开关状态和二极管的通断状态，从而降低了单相逆变器的损耗，提升了单相逆变器的效率，由此能够缩小储能元件Cb的尺寸；同时该方法能减少全桥逆变电路的输出谐波，从而能够缩小滤波器件的尺寸，由此提升了单相逆变器的功率密度。本申请应用于有小型化、轻量化和节能化要求的车载逆变电源中，可以实现逆变器的效率更高、体积更小和功率密度更高的目标。
附图说明
图1为传统车载单相电源输出电路形式；
图2为DC110V供电的单相逆变器电路拓扑图；
图3为单相逆变器独立式调制波形；
图4为本申请实施例中的单相逆变器两级协同式调制波形；
图5为本申请实施例中的两级协同式单相逆变调制开关状态转换图；
图6为两种调制方法输出波形对比；其中图6(a)为两级独立式调制方法对应的输出波形；图6(b)为本申请实施例中的两级协同式调制方法对应的输出波形；
图7两种调制方法开关器件波形对比；其中图7(a)为两级独立式调制方法对应的开关器件波形；图7(b)为本申请实施例中的两级协同式调制方法对应的开关器件波形；
图8两种调制方法损耗对比图。
具体实施方式
以下结合附图和具体实施例对本申请进行进一步具体说明。
本实施例采用的单相逆变器电路拓扑图2所示。示例性地，本实施例中开关管采用IGBT。
为了进一步降低损耗、提高系统效率，本实施例采用两级协同式调制方法：当输入Vin高于输出电压vo时，Qb关断，输入电压直接给全桥逆变器电路供电，全桥逆变器电路工作在传统逆变模式，当输入电压Vin低于输出电压vo时，Boost电路输出正弦波，而全桥逆变器电路在此过程中，在每个正弦周期正、负半周，只需要对IGBT动作一次。具体控制过程用式(3)描述，电路的工作模式由输出电压绝对值大小|vo|和输入电压vin的关系来确定。
式中：当|vo|≥Vin时，Boost电路Qb工作，中间直流电压波形为正弦波，vo>0时，Q1和Q4处于一直导通状态，Q2和Q3关断，vo<0时，Q1和Q4关断，Q2和Q3一直导通；当|vo|<Vin时，Boost电路Qb关断，vo>0时，Q1和Q2按照正弦波调制，互补导通，Q4一直导通，Q3关断，vo<0时，Q3和Q4按照正弦波调制，互补导通，Q2一直导通，Q1关断。相应的调制波形如图4所示。
上述两级协同式调制单相逆变器的工作过程分析：
假设输出电压vo和输出电流io关系式如式(4)和式(5)所示。
式中：Vo为输出电压的有效值，Io为输出电流的有效值，ω为输出电压和电流的角频率，为输出电压与输出电流的相位差。
对调制波形图4分析得出，在单相逆变器整个输出周期中，单相逆变器工作过程分为八个阶段，八种开关状态。假设IGBT导通时，其开关状态为1，关断时，其开关状态为0，所有开关状态按照Qb，Q1，Q2，Q3，Q4的顺序排列，一个周期中其开关状态转换图如图5所示。
根据式(4)和式(5)可知，当输出电流超前电压相位时，在单相逆变器八个工作过程中，一共有六种工作模式：
[0～t0]：此时间段|vo|<Vin，Qb关断，全桥逆变电路输入电压为Vin，Q1和Q2按SPWM调制。Q1导通Q2关断时，电流流过Q2反并联二极管，Q1关断Q2导通时，电流流过Q1反并联二极管续流。在此时间段中，Q4导通Q3关断。
[t0～t1]：所有开关状态与[0～t0]一致，从t0时刻开始，输出电流反向，Q1导通Q2关断时，电流流过Q1；Q1关断Q2导通时，电流流过Q2反并联二极管续流。
[t1～t2]：从t1时刻开始|vo|≥Vin，Boost电路工作并按照正弦输出，Qb处于开关状态，全桥逆变电路中Q1和Q4导通，Q2和Q3关断。
[t2～t3]：与[t0～t1]工作过程一致。
[t3～t4]：此时间段|vo|<Vin，Boost电路关断，全桥逆变电路输入电压为Vin。Q1关断Q2导通时，Q3和Q4按SPWM调制。Q3导通Q4关断时，电流流过Q3反并联二极管续流；Q3关断Q4导通时，电流流过Q4。
[t4～t5]：所有开关状态与[t3～t4]一致，从t4时刻开始，输出电流反向，Q3导通Q4关断时，电流流过Q3，Q3关断Q4导通时，电流流过Q4反并联二极管续流。
[t5～t6]：从t5时刻开始|vo|≥Vin，Boost电路工作并按照正弦输出，Qb处于开关状态，全桥逆变电路中Q2和Q3导通，Q1和Q4关断。
[t6～t7]：与[t4～t5]工作过程一致。
以下以某地铁单相逆变器做分析，其技术参数如下表所示，开关管采用IGBT，具体选用IXYS公司的MKI-75-A7。
表1 某地铁单相逆变器参数
仿真波形分析：
根据表1的参数，分别建立了两种调制方法下的仿真模型，仿真模型中，各主电路参数分别为：斩波电感Lb＝180uH，输出电感Lo＝150uH，输出电容Co＝100uF，采用两级式协同调制时，Cb＝45uF，由于两级式独立调制方法中，斩波输出电容需要缓冲两倍输出频率的能量，电容过小会影响输出谐波，因此该方法中Cb＝450uF。
图6中(a)图和(b)图分别对比了两种调制方法下的输出波形，vo为输出电压波形(单位：V)，io为输出电流波形(单位：A)，vAB为AB点电压波形(单位：V)，图中横坐标为时间t，单位为：1/120s.div-1，即1/120秒/格。从波形图看出，采用两级协同式调制方法，输出电流谐波纹波更小，AB电压更接近正弦波，可以选更小的滤波器。
图7中(a)图和(b)图分别对比了两种调制方法下，开关器件Qb，Q1和Q2的电压和电流波形(每个子图中浅色的为电压波形，深色的为电流波形)，其中电压的单位为V，电流的单位为A，图中横坐标为时间t，单位为：1/120s.div-1，即1/120秒/格。从图上看出，采用两级协同式调制方法后，所有开关器件的电应力都比两级独立式调制方法要低，有利于开关损耗的降低。
损耗对比分析：
为了验证本申请实施例提供的调制方法减少了逆变器的损耗提高了电源系统的功率密度，以下进一步分析逆变器的损耗构成及计算方法。逆变器的损耗由各部件的损耗组成，其中功率器件的损耗包括开通损耗，关断损耗和导通损耗以及驱动损耗和寄生损耗等。由于本逆变器为大功率单相逆变器，驱动损耗和寄生损耗占比非常小，因此重点分析IGBT和二极管的损耗，在损耗分析的过程中作以下假设：
①忽略电流纹波的影响；
②忽略逆变器死区的影响；
③开关频率远远大于载波频率，忽略一个开关周期内，电压的细微变化带来的影响。
本申请实施例中，单相逆变器损耗包括四部分：①IGBT的导通损耗，②二极管的导通损耗，③IGBT的开关损耗，④二极管反向恢复损耗。
IGBT和二极管的损耗模型参考了文献[2][3]所采用的模型。参考文献如下：
[2]石祥花,谢少军.中点箝位型光伏并网逆变器调制策略及效率对比[J].南京航空航天大学学报,2014,46(01):65-71.
[3]陈梦颖,王议锋,涂世杰,等.高频双Buck全桥逆变器的功率损耗分布分析[J].电力系统及其自动化学报,2019,31(2):119-125.
根据式(3)得出，一个开关周期内，Qb的导通时间δboost为：
式中：m为输入电压与输出电压的峰值之比，Ts为逆变器开关周期。
同理，一个开关周期内Q1、Q2的IGBT导通时间分别为：
由于Q1和Q3是对管，Q2和Q4也为对管，因此在一个输出周期中，Q1和Q3的损耗相同，Q2和Q4的损耗相同，仅需分析Q1和Q2的损耗就能得到全桥逆变电路的损耗。
①IGBT导通损耗
根据公式(3)可知，当|vo|≥Vin时，Qb工作为PWM工作模式，当|vo|<Vin时，Qb关断，因此，结合式(6)和IGBT导通损耗模型[15,16]得出Qb的导通损耗为：
式中：vce(Ib)为Qb的导通压降。
在[t0～t1]和[t2～t3]时间段内，Q1的IGBT处于SPWM工作状态，[t1～t2]时间段内，Q1处于一直导通状态，根据式(7)和IGBT导通损耗模型[15,16]，得出Q1的IGBT导通损耗为：
式中：为Q1的导通压降。
在[t0～t1]时间段内，Q2的IGBT处于SPWM工作状态，[t5～t6]时间段内，Q2处于一直导通状态，根据式(8)和IGBT导通损耗模型[15,16]，得出Q2的IGBT导通损耗如下：
式中：为Q2的导通压降。
②二极管导通损耗
二极管导通损耗包括Boost电路输出二极管Db导通损耗和FB-DC/AC的IGBT反并联二极管导通损耗。
当|vo|≥Vin时，Db处于SPWM工作模式，当|vo|<Vin时，Db处于一直导通模式，根据式(6)和二极管导通损耗模型，得出Db导通损耗如下：
式中：为Db的导通压降。
在[0～t0]时间段内，Q1反并联二极管处于SPWM续流状态，结合式(7)，得到Q1反并联二极管损耗为：
式中：为Q1反并联二极管的导通压降，这里选绝对值是因为电流方向为负。
在[t0～t1]和[t2～t3]时间段内，Q2反并联二极管处于SPWM续流状态，在[t3～t4]时间段内，Q2反并联二极管处于一直导通状态，结合式(8)得到Q2反并联二极管损耗为：
式中：为Q2反并联二极管的导通压降。
③IGBT开关损耗
当|vo|≥Vin时，Qb工作为PWM工作模式，根据IGBT开关损耗模型，得到Qb的开关损耗如下(平均功率)：
式中：Eon_N表示测试条件开通时，IGBT所产生的能量，Eoff_N表示测试条件关断时，IGBT所产生的能量，VCEN表示测试条件下，IGBT开通关断电压，ICN表示测试条件下，IGBT开通关断电流，Eon_N、Eoff_N、VCEN和ICN均通过IGBT的数据手册获取。
在[t0～t1]和[t2～t3]时间段内，Q1的IGBT处于SPWM工作状态，Q1的开关损耗为：
在[t0～t1]时间段内，Q2的IGBT处于SPWM工作状态，Q2的开关损耗为：
④二极管反向恢复损耗分析
当|vo|≥Vin时，Db处于SPWM工作模式，此时存在二极管反向恢复问题，根据二极管反向恢复模型，Db的反向恢复损耗为：
式中：Err_N表示测试条件下二极管反向恢复所产生的能量，VR表示测试条件下，二极管阻断电压，IF表示测试条件下，二极管关断前工作电流，Eon_N、α和β为二极管反向恢复的特征系数，与二极管的工艺有关，以英飞凌为例，α＝0.55，β＝0.45，Err_N和VR和IF均通过二极管的数据手册获取。
在[0～t0]时间段内，Q1反并联二极管处于SPWM续流状态，存在反向恢复损耗，因此，Q1反并联二极管反向恢复损耗为：
在[t0～t1]和[t2～t3]时间段内，Q2反并联二极管处于SPWM续流状态，存在反向恢复损耗，因此，Q2反并联二极管反向恢复损耗为：
根据上述损耗构成及计算方法，可以得到如图8所示的损耗分布图，从图8可以看出，采用两级协同式调制方法，在相同的技术参数下，逆变器总损耗降低了38.5％；各开关器件中，仅Db损耗略有上升，这是因为Db的电流相比两级独立式调制方法有所增加所致，而且采用两级协同式调制方法后，各器件总体损耗更为均匀，有利于逆变器热设计。
本申请实施例提供的技术方案的优点是采用两级协同式调制方法，优化了单相逆变器基本构成器件开关管和二极管的开关状态，减少各种损耗，通过对制作样机的分析得出：相比于现有的两级独立式调制方法，采用该方法调制的逆变器，其损耗降低了22.1％，功率密度提高了11.5倍。
以上所述实施例仅给出了本申请的一部分实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本申请保护范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请技术方案构思的前提下，还可以对本申请实施例做出若干变形和改进，这些都属于本申请的保护范围。

Claims (1)

1.一种提高功率密度的低压输入高压输出的逆变器调制方法，其特征在于，所述逆变器为单相逆变器，包括前级的Boost电路和后级的全桥逆变器电路；所述Boost电路的输入端连接单相逆变器的电源输入端；Boost电路的输出端连接全桥逆变器电路的输入端；全桥逆变器电路的输出端连接单相逆变器的输出端；
所述调制方法为：对单相逆变器中的Boost电路和全桥逆变器电路采用两级协同式调制方法，即根据单相逆变器的输入电压Vin与输出电压vo绝对值|vo|的大小关系，控制Boost电路和全桥逆变器电路处于不同的工作方式；
所述根据单相逆变器的输入电压与输出电压绝对值的大小关系，控制Boost电路和全桥逆变器电路处于不同的工作方式，包括：
当输出电压vo的绝对值|vo|高于输入电压Vin时，控制Boost电路工作，而控制全桥逆变器电路在此过程中，在每个正弦周期，对开关管动作一次；
当输出电压vo的绝对值|vo|低于输入电压Vin时，控制Boost电路不工作，单相逆变器的输入电压直接给全桥逆变器电路供电，控制全桥逆变器电路工作在传统逆变模式；
控制过程用以下公式描述：
式中：dboost表示Boost电路的占空比，dfb表示全桥逆变器电路的占空比；
所述Boost电路包括：电感Lb、开关管Qb、二极管Db和电容Cb；
所述电感Lb的第一端连接Boost电路的正输入端，所述电感Lb的第二端连接所述二极管Db的阳极，所述二极管Db的阴极连接所述Boost电路的正输出端；所述开关管Qb的第一端连接所述电感的第二端，所述开关管Qb的第二端连接所述Boost电路的负输出端，所述Boost电路的负输入端和Boost电路的负输出端连接在一起；所述电容Cb连接于所述Boost电路的正输出端和负输出端之间；所述开关管Qb第三端接入控制信号Gb；
所述全桥逆变器电路包括：开关管Q1、Q2、Q3和Q4；
所述Q1和Q2相连构成左桥臂，Q3和Q4相连构成右桥臂；Q1和Q3的第一端连接所述Boost电路的正输出端；Q1的第二端与Q2的第一端连接于点A，点A即所述全桥逆变器电路的正输出端；Q3的第二端与Q4的第一端连接于点B，点B即全桥逆变器电路的负输出端；Q2的第二端和Q4的第二端连接所述Boost电路的负输出端；所述开关管Q1、Q2、Q3和Q4上分别反向并联有一个续流二极管；所述开关管Q1、Q2、Q3和Q4的第三端分别接入控制信号G1、G2、G3、G4；
所述全桥逆变器电路的正输出端连接电感Lo的第一端，所述电感Lo的第二端连接所述单相逆变器的正输出端；所述全桥逆变器电路的负输出端连接所述单相逆变器的负输出端；所述单相逆变器的正输出端和负输出端之间连接有电容Co；
所述的控制Boost电路工作是指，Qb处于开关状态，其输出电压波形VCb为正弦波；所述的控制Boost电路不工作是指，Qb处于关断状态，其输出电压VCb等于Vin；
所述的控制全桥逆变器电路在此过程中，在每个正弦周期的正、负半周，对开关管动作一次，具体为：vo>0时，Q1和Q4一直导通，Q2和Q3关断，vo<0时，Q1和Q4关断，Q2和Q3一直导通；
所述的控制全桥逆变器电路工作在传统逆变模式，具体为：vo>0时，Q1和Q2按照正弦波调制并互补导通，Q4一直导通，Q3关断，vo<0时，Q3和Q4按照正弦波调制并互补导通，Q2一直导通，Q1关断；
在单相逆变器的整个输出周期中，单相逆变器的工作过程分为八个阶段，分别对应八种开关状态，当输出电流超前电压相位时，在单相逆变器八个工作过程中，一共有六种工作模式：
在0～t0时间段中，|vo|<Vin，Qb关断，全桥逆变器电路输入电压为Vin，Q1和Q2按SPWM调制；Q1导通Q2关断时，电流流过Q2反并联二极管，Q1关断Q2导通时，电流流过Q1反并联二极管续流，Q4导通Q3关断；
在t0～t1时间段中，所有开关状态与0～t0时间段一致，从t0时刻开始，输出电流反向，Q1导通Q2关断时，电流流过Q1；Q1关断Q2导通时，电流流过Q2反并联二极管续流；
在t1～t2时间段中，从t1时刻开始|vo|≥Vin，Boost电路工作并按照正弦输出，Qb处于开关状态，全桥逆变器电路中Q1和Q4导通，Q2和Q3关断；
t2～t3时间段与t0～t1时间段的工作过程一致；
在t3～t4时间段中，|vo|<Vin，Boost电路关断，全桥逆变器电路输入电压为Vin；Q1关断Q2导通时，Q3和Q4按SPWM调制；Q3导通Q4关断时，电流流过Q3反并联二极管续流；Q3关断Q4导通时，电流流过Q4；
在t4～t5时间段中，所有开关状态与t3～t4时间段一致，从t4时刻开始，输出电流反向，Q3导通Q4关断时，电流流过Q3，Q3关断Q4导通时，电流流过Q4反并联二极管续流；
在t5～t6时间段中，从t5时刻开始|vo|≥Vin，Boost电路工作并按照正弦输出，Qb处于开关状态，全桥逆变器电路中Q2和Q3导通，Q1和Q4关断；
t6～t7时间段与t4～t5时间段的工作过程一致。
CN202211124952.5A 2022-06-09 2022-09-15 一种提高功率密度的低压输入高压输出的逆变器调制方法 Active CN115441695B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210663559 2022-06-09
CN2022106635597 2022-06-09

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN115441695A CN115441695A (zh) 2022-12-06
CN115441695B true CN115441695B (zh) 2024-02-20

Family

ID=84248483

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202211124952.5A Active CN115441695B (zh) 2022-06-09 2022-09-15 一种提高功率密度的低压输入高压输出的逆变器调制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN115441695B (zh)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN118074561B (zh) * 2024-04-25 2024-07-26 内蒙古电力(集团)有限责任公司内蒙古电力科学研究院分公司 单相逆变器的控制方法及装置

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104270022A (zh) * 2014-09-30 2015-01-07 马鞍山市安工大工业技术研究院有限公司 一种光伏并网逆变电路、开关控制电路及控制方法
JP2015019583A (ja) * 2014-10-30 2015-01-29 日立アプライアンス株式会社 系統連系インバータ装置、および、それを備えた分散型電源システム
CN107645246A (zh) * 2017-11-08 2018-01-30 胡炎申 一种两级式单相逆变器
CN107947617A (zh) * 2017-10-23 2018-04-20 胡炎申 一种混合开关单相逆变器
CN113037120A (zh) * 2021-03-15 2021-06-25 合肥工业大学 可抑制二次纹波提高功率密度的单相逆变器及控制方法

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104270022A (zh) * 2014-09-30 2015-01-07 马鞍山市安工大工业技术研究院有限公司 一种光伏并网逆变电路、开关控制电路及控制方法
JP2015019583A (ja) * 2014-10-30 2015-01-29 日立アプライアンス株式会社 系統連系インバータ装置、および、それを備えた分散型電源システム
CN107947617A (zh) * 2017-10-23 2018-04-20 胡炎申 一种混合开关单相逆变器
CN107645246A (zh) * 2017-11-08 2018-01-30 胡炎申 一种两级式单相逆变器
CN113037120A (zh) * 2021-03-15 2021-06-25 合肥工业大学 可抑制二次纹波提高功率密度的单相逆变器及控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN115441695A (zh) 2022-12-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN101980437B (zh) 一种五电平并网逆变器
CN109039121B (zh) 一种高频隔离型交直流变换电路及其控制方法
WO2012163235A1 (zh) 一种逆变器拓扑电路、逆变方法和一种逆变器
CN110920422B (zh) 一种基于电流源的大功率电动汽车充电装置及控制方法
CN108155820B (zh) 一种混合整流器运行能量优化的方法
CN211018677U (zh) 一种数控短电弧直流叠加脉冲电源
CN109756138B (zh) 一种五电平全桥逆变器的控制电路
CN112865587B (zh) 一种双管t型桥的单相三电平整流器
Kang et al. ZVZCS single-stage PFC AC-to-DC half-bridge converter
Wang et al. An efficient three-phase resonant DC-link inverter with low energy consumption
CN115441695B (zh) 一种提高功率密度的低压输入高压输出的逆变器调制方法
CN109713929B (zh) 一种基于零电压软开关的三相三开关两电平整流器
CN107147303B (zh) 一种单相x型互错式三电平交流调压电路
CN111327222B (zh) 一种变流电路
CN105099253A (zh) Z源逆变器最大升压和最小开关频率脉宽调制方法
CN105978372A (zh) 一种拓扑电路以及半桥拓扑电路以及三相全桥拓扑电路
CN115714548A (zh) 谐振直流环节软开关逆变器及其电路调制方法
CN113437882B (zh) 基于并联式多二极管串联双向开关的三电平整流器
CN215268097U (zh) 一种逆变器及光伏设备
Fan et al. Research on SiC-based Totem-pole Bridgeless PFC Converter and Control Strategy
CN209767411U (zh) 一种变流电路
CN112532092A (zh) 一种SiC和Si混合型三电平ANPC逆变器调制电路
CN109861573A (zh) 一种低开关损耗功率逆变器
CN116054622B (zh) 双向逆变电路和双向逆变器
CN215186500U (zh) 一种新型mos管散热电路

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant