JPS5819167A - サイクロコンバ−タ装置 - Google Patents
サイクロコンバ−タ装置Info
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- JPS5819167A JPS5819167A JP11705481A JP11705481A JPS5819167A JP S5819167 A JPS5819167 A JP S5819167A JP 11705481 A JP11705481 A JP 11705481A JP 11705481 A JP11705481 A JP 11705481A JP S5819167 A JPS5819167 A JP S5819167A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
- H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M5/25—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/27—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means for conversion of frequency
- H02M5/271—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means for conversion of frequency from a three phase input voltage
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- Power Engineering (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（１） 技術分野の説明
本発明は無循環電流方式Ｃ二よる可逆サイリスタ電力変
換装置を使用して交流電動機を駆動するサイクロコンパ
−！装置（二係シ、特Ｃ二電流方向が反転する際の出力
電流波形を改善して交流電動機の脈動トルクを軽減した
サイクロコンバータ装［（−関する０ （ロ）従来技術の説明 第１図は本発明の適用が可能な従来のすイタロプンパー
タ装置の一実施例會示し先主回路構成図である・ 交流電源１ａ各変圧器ｚ、 Ｓｔ ４を介して所定の電
圧ζ；変換し、無循環電流方式の壺逆並列すイリスタ電
力変換装置Ｓ、 ６．７１＝電力を供給する。各逆並列
サイリスタ電力変換装置５．６．７の出力は所定の周波
数の電圧に変換して誘導電動機１３の各端子Ｕ−Ｎ 、
Ｖ−Ｎ 、 Ｗ−Ｎ ４＝１１力＆供給する。
換装置を使用して交流電動機を駆動するサイクロコンパ
−！装置（二係シ、特Ｃ二電流方向が反転する際の出力
電流波形を改善して交流電動機の脈動トルクを軽減した
サイクロコンバータ装［（−関する０ （ロ）従来技術の説明 第１図は本発明の適用が可能な従来のすイタロプンパー
タ装置の一実施例會示し先主回路構成図である・ 交流電源１ａ各変圧器ｚ、 Ｓｔ ４を介して所定の電
圧ζ；変換し、無循環電流方式の壺逆並列すイリスタ電
力変換装置Ｓ、 ６．７１＝電力を供給する。各逆並列
サイリスタ電力変換装置５．６．７の出力は所定の周波
数の電圧に変換して誘導電動機１３の各端子Ｕ−Ｎ 、
Ｖ−Ｎ 、 Ｗ−Ｎ ４＝１１力＆供給する。
Ｍ１図のサイクロコンバータ装置の１相分。
Ｕ相の詳細図を第２図１＝示す０逆並列サイリスタ電力
変換装置５は正側サイリスタ電力変換装置（以下正変換
器とする）５Ａと逆側サイリスタ電力変換装置（以下逆
変換器とする）５Ｂを逆並列接続して構成し、誘導電動
機１３のＵ相巻線Ｕ−Ｎに正方向電流工。ム、逆方向電
流Ｉ（１１を夫々分担して供給する。この正方向電流１
ＩＡ（または逆方向電流１ｕｌｌ ）から逆方向電流Ｉ
ｔ１１（または正方向電流Ｉ、ム）へ切換えるとき、所
定の零電流期間ｔ、を設けている。この理由は正変換器
５人と逆変換９５Ｂが同時６：通電して電源短絡事故に
なるのを防止する丸めであ）、一般的直二ｔ・の値は数
ミリ秒の時間としていゐ。
変換装置５は正側サイリスタ電力変換装置（以下正変換
器とする）５Ａと逆側サイリスタ電力変換装置（以下逆
変換器とする）５Ｂを逆並列接続して構成し、誘導電動
機１３のＵ相巻線Ｕ−Ｎに正方向電流工。ム、逆方向電
流Ｉ（１１を夫々分担して供給する。この正方向電流１
ＩＡ（または逆方向電流１ｕｌｌ ）から逆方向電流Ｉ
ｔ１１（または正方向電流Ｉ、ム）へ切換えるとき、所
定の零電流期間ｔ、を設けている。この理由は正変換器
５人と逆変換９５Ｂが同時６：通電して電源短絡事故に
なるのを防止する丸めであ）、一般的直二ｔ・の値は数
ミリ秒の時間としていゐ。
従来のサイクロコンバータ装置の正変換器５ムと逆変換
器５Ｂのゲート切換制御回路を第３図（旬に逆並列サイ
リスタ電力変換装置の出力電流波形及びサイリスタゲー
ト制御信号のタイムチャートを第３図（ｂ）６二示す。
器５Ｂのゲート切換制御回路を第３図（旬に逆並列サイ
リスタ電力変換装置の出力電流波形及びサイリスタゲー
ト制御信号のタイムチャートを第３図（ｂ）６二示す。
第３図（ｂ）に於て、２１は電流基準信号、２２は逆並
列サイリスタ電力変換装置の出力電流波形である。ゲー
ト切換制御は第３図（荀のゲート切換制御回路（二人力
される電流基準極性検出信号２３媚；よる論理信号の反
転後、出方電流２２の零電流を検出する零電流検出信号
２４Ｉ＝よ）フリツプフロツプ回路（以下ＦＦと略す）
２６の入力ゲートが開かれＦＦ２＠の出方が反転する。
列サイリスタ電力変換装置の出力電流波形である。ゲー
ト切換制御は第３図（荀のゲート切換制御回路（二人力
される電流基準極性検出信号２３媚；よる論理信号の反
転後、出方電流２２の零電流を検出する零電流検出信号
２４Ｉ＝よ）フリツプフロツプ回路（以下ＦＦと略す）
２６の入力ゲートが開かれＦＦ２＠の出方が反転する。
ＦＦ２６の出力信号を受けるタイ！−回路２５はオンデ
ィレータイマーでゲート信号を閉じるときは瞬時（二動
作し、ゲート信号を開くときにのみ所定の時間ｔｄだけ
遅れて動作する。
ィレータイマーでゲート信号を閉じるときは瞬時（二動
作し、ゲート信号を開くときにのみ所定の時間ｔｄだけ
遅れて動作する。
従って、今ｙｒ２ｇの出力が時刻ｔ、に於てムからＢへ
切換え九とすると正側ゲート信号２７は瞬時にＯＲ（′
−な）逆側ゲート信号２８は時間ｔｄだけ遅れてＯＮと
なる。この状態を第３図中）に示す。ま九他の従来方法
として零電流検出信号の代わりにサイリスタの端子電圧
よｐサイリスクのターンオフを検出して正側と逆側のゲ
ート信号を切換える方法がある◎ このいずれの従来方法の場合も正逆切換時懺二逆並列サ
イリスタ電力変換装置の出力電流波形に歪が生じ誘導電
動機の出力トルク：二脈動を発生させる原因となる。
切換え九とすると正側ゲート信号２７は瞬時にＯＲ（′
−な）逆側ゲート信号２８は時間ｔｄだけ遅れてＯＮと
なる。この状態を第３図中）に示す。ま九他の従来方法
として零電流検出信号の代わりにサイリスタの端子電圧
よｐサイリスクのターンオフを検出して正側と逆側のゲ
ート信号を切換える方法がある◎ このいずれの従来方法の場合も正逆切換時懺二逆並列サ
イリスタ電力変換装置の出力電流波形に歪が生じ誘導電
動機の出力トルク：二脈動を発生させる原因となる。
出力電流波形−一歪が生じる原因の１つは、出力電流の
方向が反転する度Ｃ＝前述の零電流期間１、を必要とす
るためであシ無循環電流方式艦＝よる逆並列サイリスタ
電力変換装置を使用した従来技術では避けることができ
ない０歪の他の原因として電流基準信号と出力電流との
間（二零電流付近に於て、位相差が生じるためである０
これはサイクロコンバータ装置の電流制御が平均磁流を
供給する様に瞬時値制御されているためで、電流基準信
号が零Ｃ二なる直前（二て最終転流サイリスタに点弧信
号が与えられると主回路条件とその最終点弧位相で定ま
る通電幅（時間）の電流が流れ九後鴫＝零となる。この
ため出力電流は電流基準信号（二対し大きな位相遅れを
生じる。この現象は正逆切換時の零電流期間ｔ・が理想
的Ｃ＝零であっても出力電流波形は電流基準６二対して
歪を有することになる・ １ｓ４図１：正逆切換時の電流基準信号２１と出力電流
２２の詳細波形図を示す・同図は電流基準信号２１が零
を横切る直前上正変換−の最終サイリスタが転流した場
合を示し、電流基準信号２１の極性が反転して逆方向電
流基準を与えているにもか＼わらず出力電流２２は正方
向電流が流れ続けこの電流が零となシ数ミリ秒の零電流
期間ｔｄ を経過後に逆側ゲート制御信号が活きて逆変
換器１二点弧信号が与えられ逆方向電流が流れ始める。
方向が反転する度Ｃ＝前述の零電流期間１、を必要とす
るためであシ無循環電流方式艦＝よる逆並列サイリスタ
電力変換装置を使用した従来技術では避けることができ
ない０歪の他の原因として電流基準信号と出力電流との
間（二零電流付近に於て、位相差が生じるためである０
これはサイクロコンバータ装置の電流制御が平均磁流を
供給する様に瞬時値制御されているためで、電流基準信
号が零Ｃ二なる直前（二て最終転流サイリスタに点弧信
号が与えられると主回路条件とその最終点弧位相で定ま
る通電幅（時間）の電流が流れ九後鴫＝零となる。この
ため出力電流は電流基準信号（二対し大きな位相遅れを
生じる。この現象は正逆切換時の零電流期間ｔ・が理想
的Ｃ＝零であっても出力電流波形は電流基準６二対して
歪を有することになる・ １ｓ４図１：正逆切換時の電流基準信号２１と出力電流
２２の詳細波形図を示す・同図は電流基準信号２１が零
を横切る直前上正変換−の最終サイリスタが転流した場
合を示し、電流基準信号２１の極性が反転して逆方向電
流基準を与えているにもか＼わらず出力電流２２は正方
向電流が流れ続けこの電流が零となシ数ミリ秒の零電流
期間ｔｄ を経過後に逆側ゲート制御信号が活きて逆変
換器１二点弧信号が与えられ逆方向電流が流れ始める。
この間６；電流基準信号２１は逆方向電流基準として大
きく立上っている丸め出力電流２２は急激Ｃ；逆方向Ｃ
；立上る。従って出力電流は零電流付近に於て電流基準
信号幅＝比例した波形（＝ならず歪を生じる。尚出力電
流２２′は後述する本発明を実施し九ときの立上）・波
形を示す。
きく立上っている丸め出力電流２２は急激Ｃ；逆方向Ｃ
；立上る。従って出力電流は零電流付近に於て電流基準
信号幅＝比例した波形（＝ならず歪を生じる。尚出力電
流２２′は後述する本発明を実施し九ときの立上）・波
形を示す。
以上の説明から電流基準信号が周波数らの正弦波で与え
られたとすると誘導電動機の出力トルクには各相の零電
流付近の歪（＝よｐ ６倍の周波数の脈動トルクとなっ
て表れる・ 第５図はサイクロコンバーク装置の各相の出力電流と誘
導電動機の出力トルクの波形図であるＯ 正逆切換時点での電流基準信号（点線）に対する出力電
流（実線）は位相の遅れと切換直後の急激な電流の立上
ｐとそれに起因する電流のオーバーシュート量６二より
ｎ導電動機の出力トルクの脈動トルク振幅が決まる。ま
た出力周波数が上昇する程、負荷電流値が大きくなる程
増大し、誘導電動機及び被駆動機械、プロセスに対する
悪影響が出てくる。
られたとすると誘導電動機の出力トルクには各相の零電
流付近の歪（＝よｐ ６倍の周波数の脈動トルクとなっ
て表れる・ 第５図はサイクロコンバーク装置の各相の出力電流と誘
導電動機の出力トルクの波形図であるＯ 正逆切換時点での電流基準信号（点線）に対する出力電
流（実線）は位相の遅れと切換直後の急激な電流の立上
ｐとそれに起因する電流のオーバーシュート量６二より
ｎ導電動機の出力トルクの脈動トルク振幅が決まる。ま
た出力周波数が上昇する程、負荷電流値が大きくなる程
増大し、誘導電動機及び被駆動機械、プロセスに対する
悪影響が出てくる。
（ｄ） 発明の目的
本発明の目的は上述理由鑑：鑑みてなされ九もので、サ
イクロコンバータ装置の正逆切換制御方法及び電流基準
信号４＝補正を加える方法等により零電流近傍の出力電
流波形を改善して交流りｑコンバータ装置の制御方法を
提供することＣ二ある。
イクロコンバータ装置の正逆切換制御方法及び電流基準
信号４＝補正を加える方法等により零電流近傍の出力電
流波形を改善して交流りｑコンバータ装置の制御方法を
提供することＣ二ある。
（ｅ） 発明の構成及び作用
第６図（！Ｉ） Ｊ二本発明の一実施例によるサイクロ
コンバーク装置のゲート切換制御回路を示す。
コンバーク装置のゲート切換制御回路を示す。
同図Ｃ二於て２１は電流基準信号、２４人はサイリスタ
ＯＦＦ検出信号、３３は電流基準信号２１を入力として
、その振幅と周波数及び位相の瞬時値よ）電流基準信号
が次に零を横切るまでの予測時間に比例した電圧を出方
するゲートし中断演算回路、３４はゲートしゃ断先行時
間１．を設定する調整抵抗器、３５は比較器、３６゛は
論理積回路を示し、他の構成要素は第３図の従来例と同
一符号で示し説明を省略する。
ＯＦＦ検出信号、３３は電流基準信号２１を入力として
、その振幅と周波数及び位相の瞬時値よ）電流基準信号
が次に零を横切るまでの予測時間に比例した電圧を出方
するゲートし中断演算回路、３４はゲートしゃ断先行時
間１．を設定する調整抵抗器、３５は比較器、３６゛は
論理積回路を示し、他の構成要素は第３図の従来例と同
一符号で示し説明を省略する。
第６図（ｂ）は本発明を説明するための波形図である。
同図（＝示す様に電流基準信号２１が正弦波で与えられ
次に零点をクロスするまでの現在時刻よ）の予測時間（
二比例した信号をゲートしゃ新漬算回路３３よシ出カし
、仁の信号を調整抵抗器３４で設定したゲートしゃ断先
行時間１゜相当の信号と比較器３５で比較し、それより
小さいとき比較器３５の論理出力信号を零として論理積
回路３６のゲートを閉じ、その時刻以後のサイリスタの
転流を阻止する場合ゲートしゃ断先行時間ｔ■の設定値
は例えば交流電源１の周波数で転流するサイリスタの通
電周期のｈｓ度に選定するのが正逆切換時の零電流期間
ｔｄ／が歳も短かくな夛効果的である。しかしこの設定
値ｔｌは％Ｃ二限定するものではない。上述の様６ユ電
流基準信号２１が零となる前にゲートしゃ断しているの
で従来方法の様番二電流基準信号２１が零となる直前４
：サイリスタが転流し出力電流２２の位相遅れを生ずる
ことがなく、またその転流（二起因して零電流検出まえ
はサイリスタＯＦＦ検出が遅れ切換直後の出力電流の急
激な立上シ現象を生じることもない＠ ｗｃ４図中点線で示した出力電Ｒ２２′は本発明による
正逆切換時の波形図である。
次に零点をクロスするまでの現在時刻よ）の予測時間（
二比例した信号をゲートしゃ新漬算回路３３よシ出カし
、仁の信号を調整抵抗器３４で設定したゲートしゃ断先
行時間１゜相当の信号と比較器３５で比較し、それより
小さいとき比較器３５の論理出力信号を零として論理積
回路３６のゲートを閉じ、その時刻以後のサイリスタの
転流を阻止する場合ゲートしゃ断先行時間ｔ■の設定値
は例えば交流電源１の周波数で転流するサイリスタの通
電周期のｈｓ度に選定するのが正逆切換時の零電流期間
ｔｄ／が歳も短かくな夛効果的である。しかしこの設定
値ｔｌは％Ｃ二限定するものではない。上述の様６ユ電
流基準信号２１が零となる前にゲートしゃ断しているの
で従来方法の様番二電流基準信号２１が零となる直前４
：サイリスタが転流し出力電流２２の位相遅れを生ずる
ことがなく、またその転流（二起因して零電流検出まえ
はサイリスタＯＦＦ検出が遅れ切換直後の出力電流の急
激な立上シ現象を生じることもない＠ ｗｃ４図中点線で示した出力電Ｒ２２′は本発明による
正逆切換時の波形図である。
この様にして出力電流の波形歪を低減し交流電動機出力
トルクの脈動トルクを軽減した本発明（＝よる波形図を
第７図（二示す。
トルクの脈動トルクを軽減した本発明（＝よる波形図を
第７図（二示す。
（０変形例
本発明に係る他の実施例であるゲート切換及び電流基準
補正回路を第８図（ａ）に示す。この回路Ｃ二は電流基
準補正回路４ｏを有してお夛、その動作は電流基準信号
２１の極性が反転したとき、反転後の電流基準信号２１
の零点よ）の立上り時刻を切換後の正側及び逆側ゲート
制御信号２７．２８のタイミングに合わせてなめらかに
立上らせる作用をする。
補正回路を第８図（ａ）に示す。この回路Ｃ二は電流基
準補正回路４ｏを有してお夛、その動作は電流基準信号
２１の極性が反転したとき、反転後の電流基準信号２１
の零点よ）の立上り時刻を切換後の正側及び逆側ゲート
制御信号２７．２８のタイミングに合わせてなめらかに
立上らせる作用をする。
第８図中）は電流基準信号２１を正弦波で与えたときの
タイムチャートである。同図に示す様に補正電流基準信
号２１Ａを実際の電流基準とすることによシ切換後の出
力電流の急激な立上シトオーバーシュート量を抑制する
ことができる。
タイムチャートである。同図に示す様に補正電流基準信
号２１Ａを実際の電流基準とすることによシ切換後の出
力電流の急激な立上シトオーバーシュート量を抑制する
ことができる。
更（二第６図（１）のゲート切換制御回路とｇｓ図（ａ
）の電流基準補正回路を併用することＣ二よシ、よシ波
形歪の少ない出方電流の切換動作を行なわせることがで
きる。
）の電流基準補正回路を併用することＣ二よシ、よシ波
形歪の少ない出方電流の切換動作を行なわせることがで
きる。
（２）発明の総合的な効果
以上説明の様に本発明Ｃ；よれば無循環電流方式（コよ
る逆並列サイリスタ電力変換装置を使用して交流電動機
を駆動する電流制御系を内側６二有するサイクロコンバ
ータ装置−二数て、電流基準信号の極性が反転するとき
、その電流基準信号が零となる時刻より所定の時間だけ
早く通電側のサイリスタゲート制御信号を停止して出力
電流の位相遅れを防止し、ま九極性反転後の電流基準信
号の立上９をサイリスタゲート切換後のゲート制卸信号
Ｃニタイ電ングを合せて零からなめらか（；立上は反対
方向に流れ始める出力電流の急減な立上りとオーバーシ
ュートを抑制する０従って、出力電流の方向が反転する
零電流付近（＝於て、波形歪を低減することができ、交
ｆ＆電動機の出力トルク脈動を軽減し九経済的なサイク
ロコンバータ装置の制御方法を提供することができる。
る逆並列サイリスタ電力変換装置を使用して交流電動機
を駆動する電流制御系を内側６二有するサイクロコンバ
ータ装置−二数て、電流基準信号の極性が反転するとき
、その電流基準信号が零となる時刻より所定の時間だけ
早く通電側のサイリスタゲート制御信号を停止して出力
電流の位相遅れを防止し、ま九極性反転後の電流基準信
号の立上９をサイリスタゲート切換後のゲート制卸信号
Ｃニタイ電ングを合せて零からなめらか（；立上は反対
方向に流れ始める出力電流の急減な立上りとオーバーシ
ュートを抑制する０従って、出力電流の方向が反転する
零電流付近（＝於て、波形歪を低減することができ、交
ｆ＆電動機の出力トルク脈動を軽減し九経済的なサイク
ロコンバータ装置の制御方法を提供することができる。
第１図は本発明が適用されるサイクロコンバークリコン
バータ装置の１相分（Ｕ相）の詳細図、＠２図−）はそ
の説明の丸めの出力電流波形図、第３図（Ｊｌ）は従来
のゲート切換制御回路で伽）はその説明のためのタイム
チャート、第４図は正逆切換時の詳細波形図、第５図は
従来のサイノζンパータ装置の各相電流と誘導電動機の
出力トルク波形図、第６図（−）は本発明の一実施例を
示すゲート切換制御回路、第６図（ｂ）はその説明の丸
めのタイムチャート、第７図は本発明Ｃ二よるサイクロ
コンバータ装置の各相電流と誘導電動機の出力トルク波
形図、第８図（Ｊｌ）は本発明の他の実施例（＝よるゲ
ート切換及び電流基準補正回路、第８図（ｂ）はその説
明の丸めのタイムチャートを示す。 １・・・交流電源 ２〜４・−・変圧器５〜７・
・・逆並列サイリスタ電力変換装置５Ａ・・正変換１ｉ
５Ｂ・・逆変換器１３−・・誘導電動機
２１・・・電流基準信号２１人・・・補正電流基準信
号２ｚ・・出力電流２３−・・電流基準極性検出信号 ２４・・・零電流検出信号 ２４ム・・・サイリスタＯＦＦ検出信号２シ・・タイマ
ー回路 ２Ｇ・・アリッグ７０ツブ回路２７．２８
・・・ゲート制御信号 （７３１７） 代理人 弁理士 則 近 憲 佑 （
はか１名）第１図 、ζ ！１
バータ装置の１相分（Ｕ相）の詳細図、＠２図−）はそ
の説明の丸めの出力電流波形図、第３図（Ｊｌ）は従来
のゲート切換制御回路で伽）はその説明のためのタイム
チャート、第４図は正逆切換時の詳細波形図、第５図は
従来のサイノζンパータ装置の各相電流と誘導電動機の
出力トルク波形図、第６図（−）は本発明の一実施例を
示すゲート切換制御回路、第６図（ｂ）はその説明の丸
めのタイムチャート、第７図は本発明Ｃ二よるサイクロ
コンバータ装置の各相電流と誘導電動機の出力トルク波
形図、第８図（Ｊｌ）は本発明の他の実施例（＝よるゲ
ート切換及び電流基準補正回路、第８図（ｂ）はその説
明の丸めのタイムチャートを示す。 １・・・交流電源 ２〜４・−・変圧器５〜７・
・・逆並列サイリスタ電力変換装置５Ａ・・正変換１ｉ
５Ｂ・・逆変換器１３−・・誘導電動機
２１・・・電流基準信号２１人・・・補正電流基準信
号２ｚ・・出力電流２３−・・電流基準極性検出信号 ２４・・・零電流検出信号 ２４ム・・・サイリスタＯＦＦ検出信号２シ・・タイマ
ー回路 ２Ｇ・・アリッグ７０ツブ回路２７．２８
・・・ゲート制御信号 （７３１７） 代理人 弁理士 則 近 憲 佑 （
はか１名）第１図 、ζ ！１
Claims (2)
- （１） 正側サイリスタブリッジと逆並列接続した逆
側サイリスタブリッジで成るサイリスタ電力変換装置を
負荷の各相−二設けて成る電流制御系を内側−二有する
サイクロコンバータ装置の制御方法６二於て、前記電流
制御系の電流基準信号の極性が反転するとき、所定の時
間後（：零となる時刻を前記電流基準信号よ〉予測検出
して前記正側サイリスクブリッジま九紘前記逆側サイリ
スタブリッジの点弧信号を停止するととを特徴とするサ
イクロコンバータ装置の制御方法。 - （２） 正懺サイリスクブリッジと逆並列接続した逆
側サイリスタブリッジで成るテイリスク電力変換装置を
使用して交流電動機の各相巻線Ｃ＝交流電流を供給する
電流制御系を内側Ｃ；有するサイクロコンバータ装置の
制御方法６二於て、前記電流制御系の電流基準信号の極
性が反転し九とき、反転後の前記電流基準信号が前記正
側サイリスタブリッジまたは前記逆側サイリスタブリッ
ジのゲート切換後の点弧信号と同時砿二零点よ〕なめら
かζ；立上る様にしたサイクロコン−Ｐ（−夕装置の制
御方法。゛。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11705481A JPS5819167A (ja) | 1981-07-28 | 1981-07-28 | サイクロコンバ−タ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11705481A JPS5819167A (ja) | 1981-07-28 | 1981-07-28 | サイクロコンバ−タ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5819167A true JPS5819167A (ja) | 1983-02-04 |
| JPH0332301B2 JPH0332301B2 (ja) | 1991-05-10 |
Family
ID=14702276
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11705481A Granted JPS5819167A (ja) | 1981-07-28 | 1981-07-28 | サイクロコンバ−タ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5819167A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1645885A1 (de) * | 2004-10-08 | 2006-04-12 | Abb Research Ltd. | Verfahren zur Bestimmung des Stromnulldurchgangs in einem Umrichter |
-
1981
- 1981-07-28 JP JP11705481A patent/JPS5819167A/ja active Granted
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1645885A1 (de) * | 2004-10-08 | 2006-04-12 | Abb Research Ltd. | Verfahren zur Bestimmung des Stromnulldurchgangs in einem Umrichter |
| WO2006037243A1 (de) * | 2004-10-08 | 2006-04-13 | Abb Research Ltd | Verfahren zur bestimmung des stromnulldurchgangs in einem umrichter |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0332301B2 (ja) | 1991-05-10 |
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