JPH0332301B2 - - Google Patents
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- JPH0332301B2 JPH0332301B2 JP11705481A JP11705481A JPH0332301B2 JP H0332301 B2 JPH0332301 B2 JP H0332301B2 JP 11705481 A JP11705481 A JP 11705481A JP 11705481 A JP11705481 A JP 11705481A JP H0332301 B2 JPH0332301 B2 JP H0332301B2
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- 230000006698 induction Effects 0.000 description 8
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 5
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
- H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M5/25—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/27—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means for conversion of frequency
- H02M5/271—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means for conversion of frequency from a three phase input voltage
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の目的〕
（産業上の利用分野）
本発明は逆並列サイリスタ装置を使用して交流
電動機を駆動するサイクロコンバータ装置に係
り、特に電流方向が反転する際の出力電流波形を
改善して交流電動機の脈動トルクを軽減したサイ
クロコンバータ装置に関する。
電動機を駆動するサイクロコンバータ装置に係
り、特に電流方向が反転する際の出力電流波形を
改善して交流電動機の脈動トルクを軽減したサイ
クロコンバータ装置に関する。
（従来の技術）
第１図は本発明の適用が可能なサイクロコンバ
ータ装置の主回路構成図である。
ータ装置の主回路構成図である。
交流電源１は各変圧器２，３，４を介して各逆
並列サイリスタ装置５，６，７に電力を供給す
る。各逆並列サイリスタ装置５，６，７の出力は
所望の周波数の電圧に変換され誘導電動機１３の
各端子Ｕ−Ｎ，Ｖ−Ｎ，Ｗ−Ｎにそれぞれ電力を
供給する。
並列サイリスタ装置５，６，７に電力を供給す
る。各逆並列サイリスタ装置５，６，７の出力は
所望の周波数の電圧に変換され誘導電動機１３の
各端子Ｕ−Ｎ，Ｖ−Ｎ，Ｗ−Ｎにそれぞれ電力を
供給する。
この主回路を構成する１相分、Ｕ相の詳細構成
を第２図ａに示す。逆並列サイリスタ装置５は正
側サイリスタ装置（以下正変換器とする）５Ａと
逆側サイリスタ装置（以下逆変換器とする）５Ｂ
が逆並列接続されて構成され、誘導電動機１３の
Ｕ相巻線Ｕ−Ｎに正方向電流IUAと逆方向電流IUB
を交互に分担して供給する。正弦波で与えられる
電流基準IU *と電流検出器８で検出される主回路
電流IUは電流制御回路１０で比較増幅され位相制
御回路１１を介して逆並列サイリスタ装置５を制
御する。この場合、位相制御回路１１から出力さ
れる点弧信号は正変換器５Ａと逆変換器５Ｂに分
離して出力され正逆切換回路１２のゲート切換信
号GA，GBによりいずれか一方が選択制御され
る。正逆切換回路１２は零電流検出回路９による
サイリスタのターンオフ検出信号OFFと極性判
別回路１４による電流基準IU *の極性信号CPの条
件に応じてゲート切換信号GA，GBのいずれか
一方を交互に出力し正変換器５Ａと逆変換器５Ｂ
を交互に選択して正逆の電流IUA，IUBを供給する。
この正方向電流IUAから逆方向電流IUBへ、または
逆方向電流IUBから正方向電流IUAへ切換えるとき、
第２図ｂに示すように一程の零電流期間t0が設け
られている。このt0は正変換器５Ａと逆変換器５
Ｂが同時に通電して電源短絡事故になるのを防止
するために必要であり、通常、数ミリ秒の時間と
している。
を第２図ａに示す。逆並列サイリスタ装置５は正
側サイリスタ装置（以下正変換器とする）５Ａと
逆側サイリスタ装置（以下逆変換器とする）５Ｂ
が逆並列接続されて構成され、誘導電動機１３の
Ｕ相巻線Ｕ−Ｎに正方向電流IUAと逆方向電流IUB
を交互に分担して供給する。正弦波で与えられる
電流基準IU *と電流検出器８で検出される主回路
電流IUは電流制御回路１０で比較増幅され位相制
御回路１１を介して逆並列サイリスタ装置５を制
御する。この場合、位相制御回路１１から出力さ
れる点弧信号は正変換器５Ａと逆変換器５Ｂに分
離して出力され正逆切換回路１２のゲート切換信
号GA，GBによりいずれか一方が選択制御され
る。正逆切換回路１２は零電流検出回路９による
サイリスタのターンオフ検出信号OFFと極性判
別回路１４による電流基準IU *の極性信号CPの条
件に応じてゲート切換信号GA，GBのいずれか
一方を交互に出力し正変換器５Ａと逆変換器５Ｂ
を交互に選択して正逆の電流IUA，IUBを供給する。
この正方向電流IUAから逆方向電流IUBへ、または
逆方向電流IUBから正方向電流IUAへ切換えるとき、
第２図ｂに示すように一程の零電流期間t0が設け
られている。このt0は正変換器５Ａと逆変換器５
Ｂが同時に通電して電源短絡事故になるのを防止
するために必要であり、通常、数ミリ秒の時間と
している。
従来のサイクロコンバータ装置の正逆切換回路
を第３図ａに、また、逆並列サイリスタ装置５の
出力電流IUA，IUB及びゲート切換信号GA，GBの
タイムチヤートを同図ｂに示す。
を第３図ａに、また、逆並列サイリスタ装置５の
出力電流IUA，IUB及びゲート切換信号GA，GBの
タイムチヤートを同図ｂに示す。
正逆切換回路１２は極性判別信号CPの反転後、
零電流検出信号OFFによりフリツプフロツプ回
路（以下FFと略す）２６の入力ゲートが開かれ
その出力が反転する。FF２６の出力信号を受け
るタイマー回路２５はオンデイレータイマーでゲ
ート切換信号を閉じるときは瞬時に動作し、ゲー
ト切換信号を開くときにのみ所定の時間tdだけ遅
れて動作する。従つて、今FF２６の出力が時刻
t1に於てＡからＢへ切り換わると正側ゲート切換
信号GAは瞬時にOFF０になり逆側ゲート切換信
号GBは時間tdだけ遅れてON１となる。この状
態を第３図ｂに示す。なお、零電流検出信号の代
わりにサイリスタの端子電圧からサイリスタのタ
ーンオフを検出するようにしても同様に行うこと
ができる。
零電流検出信号OFFによりフリツプフロツプ回
路（以下FFと略す）２６の入力ゲートが開かれ
その出力が反転する。FF２６の出力信号を受け
るタイマー回路２５はオンデイレータイマーでゲ
ート切換信号を閉じるときは瞬時に動作し、ゲー
ト切換信号を開くときにのみ所定の時間tdだけ遅
れて動作する。従つて、今FF２６の出力が時刻
t1に於てＡからＢへ切り換わると正側ゲート切換
信号GAは瞬時にOFF０になり逆側ゲート切換信
号GBは時間tdだけ遅れてON１となる。この状
態を第３図ｂに示す。なお、零電流検出信号の代
わりにサイリスタの端子電圧からサイリスタのタ
ーンオフを検出するようにしても同様に行うこと
ができる。
（発明が解決しようとする課題）
上記従来方法の場合、正逆切換時に出力電流波
形に歪が生じ誘導電動機の出力トルクに脈動が発
生するという問題がある。
形に歪が生じ誘導電動機の出力トルクに脈動が発
生するという問題がある。
出力電流波形に歪が生じる原因は、出力電流の
方向が反転する度に前述の零電流期間t0を必要と
するためであり無循環電流方式による逆並列サイ
リスタ装置を使用した従来技術では避けることが
できない。また、他の原因として電流基準信号と
出力電流との間に零電流付近に於て位相差が生じ
るためである。これはサイクロコンバータ装置の
電流制御が平均電流を供給する様に瞬時値制御さ
れているためで、電流基準信号が零になる直前に
て最終転流サイリスタに点弧信号が与えられると
主回路条件とその最終点弧位相で定まる通電幅
（時間）の電流が流れ、出力電流が零になる位相
が電流基準信号に対し遅れを生じる。この現象は
正逆切換時の零電流期間t0が理想的に零であつて
も出力電流波形は電流基準に対して歪を有するこ
とになる。すなわち、第４図に示すように電流基
準信号IU *が零を横切る時刻tzの直前に正変換器
の最終点弧サイリスタが転流した場合、tz以後に
電流基準信号IU *の極性が反転して逆方向電流基
準を与えているにもかかわらずIUA（正方向電流）
が流れ続ける。この電流が零となり数ミリ秒の零
電流期間tdを経過した後に逆側ゲート制御信号が
活きて逆変換器に点弧信号が与えられ逆方向電流
が流れ始める。この間に電流基準信号IU *は逆方
向電流基準として大きく立上つているため出力電
流IUBは急激に逆方向に立上る。従つて出力電流
は零電流付近に於て電流基準信号に比例した波形
にならず歪を生じる。
方向が反転する度に前述の零電流期間t0を必要と
するためであり無循環電流方式による逆並列サイ
リスタ装置を使用した従来技術では避けることが
できない。また、他の原因として電流基準信号と
出力電流との間に零電流付近に於て位相差が生じ
るためである。これはサイクロコンバータ装置の
電流制御が平均電流を供給する様に瞬時値制御さ
れているためで、電流基準信号が零になる直前に
て最終転流サイリスタに点弧信号が与えられると
主回路条件とその最終点弧位相で定まる通電幅
（時間）の電流が流れ、出力電流が零になる位相
が電流基準信号に対し遅れを生じる。この現象は
正逆切換時の零電流期間t0が理想的に零であつて
も出力電流波形は電流基準に対して歪を有するこ
とになる。すなわち、第４図に示すように電流基
準信号IU *が零を横切る時刻tzの直前に正変換器
の最終点弧サイリスタが転流した場合、tz以後に
電流基準信号IU *の極性が反転して逆方向電流基
準を与えているにもかかわらずIUA（正方向電流）
が流れ続ける。この電流が零となり数ミリ秒の零
電流期間tdを経過した後に逆側ゲート制御信号が
活きて逆変換器に点弧信号が与えられ逆方向電流
が流れ始める。この間に電流基準信号IU *は逆方
向電流基準として大きく立上つているため出力電
流IUBは急激に逆方向に立上る。従つて出力電流
は零電流付近に於て電流基準信号に比例した波形
にならず歪を生じる。
この出力電流の波形歪により誘導電動機の出力
トルクは第５図に示すような出力周波数の６倍の
周波数を持つ脈動トルクとなつて表れる。
トルクは第５図に示すような出力周波数の６倍の
周波数を持つ脈動トルクとなつて表れる。
この脈動トルク振幅は、正逆切換時点での電流
基準信号に対する出力電流の位相の遅れと切換直
後の急激な電流の立上りに起因する電流のオーバ
ーシユート量により決まり、出力周波数が上昇す
る程、また、負荷電流が大きくなる程増大し、誘
導電動機及び被駆動機械、プロセスに対する悪影
響が出てくる。
基準信号に対する出力電流の位相の遅れと切換直
後の急激な電流の立上りに起因する電流のオーバ
ーシユート量により決まり、出力周波数が上昇す
る程、また、負荷電流が大きくなる程増大し、誘
導電動機及び被駆動機械、プロセスに対する悪影
響が出てくる。
本発明の目的は上述利由に鑑みてなされたもの
で、零電流近傍の出力電流波形を改善して交流電
動機出力トルクの脈動トルクを抑制したサイクロ
コンバータ装置を提供することにある。
で、零電流近傍の出力電流波形を改善して交流電
動機出力トルクの脈動トルクを抑制したサイクロ
コンバータ装置を提供することにある。
（課題を解決するための手段及び作用）
上記目的を達成するため、本発明は、負荷に正
方向電流と逆方向電流を供給する正側変換器と逆
側変換器を並列接続して成る逆並列サイリスタ装
置と、電流基準に比例して負荷の電流を制御する
電流制御手段と、該電流基準の極性に応じて正側
変換器及び逆側変換器のゲート信号を切り換える
正逆切換回路を備えたサイクロコンバータ装置に
おいて、電流基準I*が正弦波で与えられゼロクロ
スして極性が反転する場合に現在の時点からI*＝
０になる時点までの予測時間txをI*の振幅、周波
数、及びI*の現在値から予測する演算手段を設
け、txが所定の値以下になつた時点で正逆切換回
路のゲート切換信号を先行して切り換え正逆切り
換え後の電流がなめらかに立上るように構成した
サイクロコンバータ装置である。
方向電流と逆方向電流を供給する正側変換器と逆
側変換器を並列接続して成る逆並列サイリスタ装
置と、電流基準に比例して負荷の電流を制御する
電流制御手段と、該電流基準の極性に応じて正側
変換器及び逆側変換器のゲート信号を切り換える
正逆切換回路を備えたサイクロコンバータ装置に
おいて、電流基準I*が正弦波で与えられゼロクロ
スして極性が反転する場合に現在の時点からI*＝
０になる時点までの予測時間txをI*の振幅、周波
数、及びI*の現在値から予測する演算手段を設
け、txが所定の値以下になつた時点で正逆切換回
路のゲート切換信号を先行して切り換え正逆切り
換え後の電流がなめらかに立上るように構成した
サイクロコンバータ装置である。
（実施例）
第６図ａに本発明の一実施例によるサイクロコ
ンバータ装置を示し、その正弦切換回路１２Ａの
詳細を同図ｂに示す。これらの図は１相分（Ｕ
相）の構成を示したもので、３３は電流基準信号
IU *を入力として、その振幅IMと周波数ω及び現
在の位相ωt＋φの瞬時値IU *よりIU *が次に零を横
切る（ゼロクロス点）までの予測時間txに比例し
た電圧FUA，FUBを出力する演算回路、３４
Ａ，３４Ｂはゲートしや断先行時間tA，tBを設定
する調整抵抗器、３５Ａ，３５Ｂは比較器、３６
Ａ，３６ＢはAND回路である。他の構成要素は
第３図の従来例と同じものなので説明を省略す
る。
ンバータ装置を示し、その正弦切換回路１２Ａの
詳細を同図ｂに示す。これらの図は１相分（Ｕ
相）の構成を示したもので、３３は電流基準信号
IU *を入力として、その振幅IMと周波数ω及び現
在の位相ωt＋φの瞬時値IU *よりIU *が次に零を横
切る（ゼロクロス点）までの予測時間txに比例し
た電圧FUA，FUBを出力する演算回路、３４
Ａ，３４Ｂはゲートしや断先行時間tA，tBを設定
する調整抵抗器、３５Ａ，３５Ｂは比較器、３６
Ａ，３６ＢはAND回路である。他の構成要素は
第３図の従来例と同じものなので説明を省略す
る。
第６図ｃは本発明を説明するための波形図であ
る。同図に示す様に演算回路３３は正弦波の電流
基準信号IU *がIU *＝IM sin ωtで与えられると次
の零点をクロスするまでの現在時刻よりの予測時
間をtx＝１／ωsin-1IU *／IMとして半サイクル毎に演算 し、このtxに比例した信号FUA，FUBを出力す
る。この信号は調整抵抗器３４Ａ，３４Ｂで設定
されたゲートしや断先行時間tA，tB相当の信号
TUA，TUBと比較器３５Ａ，３５Ｂで比較さ
れ、FUA＜TUA，FUB＜TUBのとき比較器３
５Ａ，３５Ｂの出力信号を零にしてAND回路３
６Ａ，３６Ｂのゲートを閉じ、その時刻以後のサ
イリスタの転流を阻止する。これにより電流基準
IU *が零となる時点よりtA，tBだけ先行してゲート
切換信号GA，GBがしや断され、第４図に示す
ようなtz直前の転流は阻止される。
る。同図に示す様に演算回路３３は正弦波の電流
基準信号IU *がIU *＝IM sin ωtで与えられると次
の零点をクロスするまでの現在時刻よりの予測時
間をtx＝１／ωsin-1IU *／IMとして半サイクル毎に演算 し、このtxに比例した信号FUA，FUBを出力す
る。この信号は調整抵抗器３４Ａ，３４Ｂで設定
されたゲートしや断先行時間tA，tB相当の信号
TUA，TUBと比較器３５Ａ，３５Ｂで比較さ
れ、FUA＜TUA，FUB＜TUBのとき比較器３
５Ａ，３５Ｂの出力信号を零にしてAND回路３
６Ａ，３６Ｂのゲートを閉じ、その時刻以後のサ
イリスタの転流を阻止する。これにより電流基準
IU *が零となる時点よりtA，tBだけ先行してゲート
切換信号GA，GBがしや断され、第４図に示す
ようなtz直前の転流は阻止される。
このゲートしや断先行時間tA，tBの設定値は交
流電源１の周波数で転流するサイリスタの通電周
期の1/2程度（例えば50Hzのときは1.7ms）に選
定するのが正逆切換時の零電流期間td′が最も短
かくなり効果的である。しかしこの値に限定する
ものではない。
流電源１の周波数で転流するサイリスタの通電周
期の1/2程度（例えば50Hzのときは1.7ms）に選
定するのが正逆切換時の零電流期間td′が最も短
かくなり効果的である。しかしこの値に限定する
ものではない。
このように第４図のtz直前の転流が阻止される
ので零電流の検出による位相遅れを生ずることな
く第４図に破線で示したように零電流期間td′後
に反極性の出力電流IUB′が通電され、切換直後の
出力電流の急激な立上り現象を生じることもなく
なる。
ので零電流の検出による位相遅れを生ずることな
く第４図に破線で示したように零電流期間td′後
に反極性の出力電流IUB′が通電され、切換直後の
出力電流の急激な立上り現象を生じることもなく
なる。
従つて、第７図に示すように出力電流の波形歪
が低減し、交流電動機出力トルクの脈動トルクが
軽減される。
が低減し、交流電動機出力トルクの脈動トルクが
軽減される。
本発明に係る他の実施例を第８図ａに示す。こ
の実施例の正逆切換回路１２Ｂには第８図ｂに示
すように電流基準補正回路４０を有し、これによ
り電流基準信号IU *の極性が反転したとき、反転
後の零点よりの立上り時刻を切換後のゲート切換
信号GA，GBのタイミングに合わせてなめらか
に立上る補正された電流基準信号IU *′を出力し、
これが実際の電流基準として電流制御回路１０に
入力される。電流基準補正回路４０の実施例を第
８図ｃに示す。
の実施例の正逆切換回路１２Ｂには第８図ｂに示
すように電流基準補正回路４０を有し、これによ
り電流基準信号IU *の極性が反転したとき、反転
後の零点よりの立上り時刻を切換後のゲート切換
信号GA，GBのタイミングに合わせてなめらか
に立上る補正された電流基準信号IU *′を出力し、
これが実際の電流基準として電流制御回路１０に
入力される。電流基準補正回路４０の実施例を第
８図ｃに示す。
この例は、ゲート切換信号GA，GBが共に
“０”のときスイツチS1を閉じてアンプOAの出
力IU *′を零にロツクし、GA，GBのいずれかが
“１”になつたときスイツチS1を開、スイツチS2
を閉にして遅れ要素を持つアンプとして動作さ
せ、IU *とIU *′をコンパレータCOMPで比較して
一定の誤差範囲になつた時点でスイツチS2を開に
し遅れのないアンプとして動作させている。
“０”のときスイツチS1を閉じてアンプOAの出
力IU *′を零にロツクし、GA，GBのいずれかが
“１”になつたときスイツチS1を開、スイツチS2
を閉にして遅れ要素を持つアンプとして動作さ
せ、IU *とIU *′をコンパレータCOMPで比較して
一定の誤差範囲になつた時点でスイツチS2を開に
し遅れのないアンプとして動作させている。
この実施例によれば、第８図ｄに示すように切
換後の出力電流の急激な立上りとオーバーシユー
ト量を抑制することができ、より波形歪の少ない
出力電流の切換動作を行なわせることができる。
換後の出力電流の急激な立上りとオーバーシユー
ト量を抑制することができ、より波形歪の少ない
出力電流の切換動作を行なわせることができる。
以上説明の様に本発明によれば逆並列サイリス
タ装置を使用して交流電動機を駆動するサイクロ
コンバータ装置に於て、出力電流の方向が反転す
る零電流付近の波形歪を低減することができ、交
流電動機の出力トルク脈動を軽減した経済的なサ
イクロコンバータ装置を提供することができる。
タ装置を使用して交流電動機を駆動するサイクロ
コンバータ装置に於て、出力電流の方向が反転す
る零電流付近の波形歪を低減することができ、交
流電動機の出力トルク脈動を軽減した経済的なサ
イクロコンバータ装置を提供することができる。
第１図は本発明が適用可能なサイクロコンバー
タ装置の一般的な主回路構成図、第２図ａは従来
のサイクロコンバータ装置の１相分（Ｕ相）の詳
細図、第２図ｂはその説明のための出力電流波形
図、第３図ａは従来のサイクロコンバータ装置に
用いられる正逆切換回路で、同図ｂはその説明の
ためのタイムチヤート、第４図は正逆切換時の詳
細波形図、第５図は従来のサイクロコンバータ装
置の各相電流と誘導電動機の出力トルク波形図、
第６図ａは本発明によるサイクロコンバータ装置
の１相分（Ｕ相）の一実施例図で同図ｂはその正
逆切換回路１２Ａの詳細図、第６図ｃはその説明
のためのタイムチヤート、第７図は本発明による
サイクロコンバータ装置の各相電流と誘導電動機
の出力トルク波形図、第８図ａは本発明によるサ
イクロコンバータ装置の他の実施例図で、同図
ｂ，ｃはその正逆切換回路の詳細図、同図ｄはそ
の説明のためのタイムチヤートを示す。 １…交流電源、２〜４…変圧器、５〜７…逆並
列サイリスタ装置、５Ａ…正変換器、５Ｂ…逆変
換器、１２…従来の正逆切換回路、１２Ａ，１２
Ｂ…本発明による正逆切換回路、１３…誘導電動
機。
タ装置の一般的な主回路構成図、第２図ａは従来
のサイクロコンバータ装置の１相分（Ｕ相）の詳
細図、第２図ｂはその説明のための出力電流波形
図、第３図ａは従来のサイクロコンバータ装置に
用いられる正逆切換回路で、同図ｂはその説明の
ためのタイムチヤート、第４図は正逆切換時の詳
細波形図、第５図は従来のサイクロコンバータ装
置の各相電流と誘導電動機の出力トルク波形図、
第６図ａは本発明によるサイクロコンバータ装置
の１相分（Ｕ相）の一実施例図で同図ｂはその正
逆切換回路１２Ａの詳細図、第６図ｃはその説明
のためのタイムチヤート、第７図は本発明による
サイクロコンバータ装置の各相電流と誘導電動機
の出力トルク波形図、第８図ａは本発明によるサ
イクロコンバータ装置の他の実施例図で、同図
ｂ，ｃはその正逆切換回路の詳細図、同図ｄはそ
の説明のためのタイムチヤートを示す。 １…交流電源、２〜４…変圧器、５〜７…逆並
列サイリスタ装置、５Ａ…正変換器、５Ｂ…逆変
換器、１２…従来の正逆切換回路、１２Ａ，１２
Ｂ…本発明による正逆切換回路、１３…誘導電動
機。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 負荷に正方向電流と逆方向電流を供給する正
側変換器と逆側変換器を並列接続して成る逆並列
サイリスタ装置と、電流基準に比例して負荷の電
流を制御する電流制御手段と、該電流基準の極性
に応じて正側変換器及び逆側変換器のゲート信号
を切り換える正逆切換回路を備えたサイクロコン
バータ装置において、電流基準I*が正弦波で与え
られゼロクロスして極性が反転する場合に現在の
時点からI*＝０になる時点までの予測時間txをI*
の振幅、周波数、及び*の現在値から予測する演
算手段を設け、txが所定の値以下になつた時点で
正逆切換回路のゲート切換信号を切り換えること
を特徴とするサイクロコンバータ装置。 ２ 負荷に正方向電流と逆方向電流を供給する正
側変換器と逆側変換器を並列接続して成る逆並列
サイリスタ装置と、電流基準に比例して負荷の電
流を制御する電流制御手段と、該電流基準の極性
に応じて正側変換器及び逆側変換器のゲート信号
を切り換える正逆切換回路を備えたサイクロコン
バータ装置において、電流基準I*が正弦波で与え
られゼロクロスして極性が反転する場合に現在の
時点からI*＝０になる時点までの予測時間txをI*
の振幅、周波数、及びI*の現在値から予測すると
共に、txが所定の値以下になつた時点で正逆切換
回路のゲート切換信号を切り換える演算手段と、
I*の極性が反転したとき、反転後に上記ゲート切
換信号の切り換え時点で零からなめらかに立上る
補正電流基準I*′を得る電流基準補正手段を設け、
このI*′を実際の電流基準としたことを特徴とす
るサイクロコンバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11705481A JPS5819167A (ja) | 1981-07-28 | 1981-07-28 | サイクロコンバ−タ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11705481A JPS5819167A (ja) | 1981-07-28 | 1981-07-28 | サイクロコンバ−タ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5819167A JPS5819167A (ja) | 1983-02-04 |
| JPH0332301B2 true JPH0332301B2 (ja) | 1991-05-10 |
Family
ID=14702276
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11705481A Granted JPS5819167A (ja) | 1981-07-28 | 1981-07-28 | サイクロコンバ−タ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5819167A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1645885A1 (de) * | 2004-10-08 | 2006-04-12 | Abb Research Ltd. | Verfahren zur Bestimmung des Stromnulldurchgangs in einem Umrichter |
-
1981
- 1981-07-28 JP JP11705481A patent/JPS5819167A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5819167A (ja) | 1983-02-04 |
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