CN102204076A - 电力逆转换装置 - Google Patents

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Abstract

电力逆转换装置(1)具有全桥电路(10)、分流电容器(CP)以及控制电路(20)，控制电路(20)是这样以分流电容器(CP)的静电电容和感应性负载(LD)的电感决定的谐振频率以下的开关频率控制各反向导通型半导体开关(SW1至SW4)的接通/断开状态：当第1反向导通型半导体开关(SW1)和第4反向导通型半导体开关(SW4)是接通状态时，使第2反向导通型半导体开关(SW2)和第3反向导通型半导体开关(SW3)为断开状态，当第1反向导通型半导体开关(SW1)和第4反向导通型半导体开关(SW4)是断开状态时，使第2反向导通型半导体开关(SW2)和第3反向导通型半导体开关(SW3)为接通状态。

Description

电力逆转换装置
技术领域
本发明涉及将直流电转换为交流电的电力逆转换装置，特别涉及具有放大谐振电流的功能的电力逆转换装置。
背景技术
电力系统进行标准化，成为不管场所和时刻都能利用的社会的基础设施。然而，在直接利用标准化后的电力方面，控制负载的自由受到限制。因此，为了转换从电力系统获得的电力的形态、并自由控制负载，需要电力转换装置。
电力转换装置通常由将交流电转换为直流电的电力正转换装置、和将直流电转换为交流电的电力逆转换装置构成。
一般，电力正转换装置对交流电进行整流来转换为直流电，将其蓄积在电容足够大的电容器内。另一方面，电力逆转换装置将蓄积在电容器内的直流电通过开关动作转换为交流电，将其提供给负载。在该结构中，一般，通过硬开关动作，浪涌电压的产生、高频波噪声的产生、由开关动作用的半导体元件中的电力损失引起的热的产生等是不可避免的。为了避免这些问题，还使用这样的电流谐振型的电力逆转换装置：使电容器和电感器谐振，在蓄积于电容器内的电荷为大致零，即电容器的两端电压为大致零[V]的定时对电路进行开关动作，产生交流电。
特别是，在电力逆转换装置中处理大电力时的、作为优选的应用实施例的感应加热用电源装置中，用于通过电磁感应对被加热物进行加热的感应线圈成为感应性负载，并且，由于大电流流入感应线圈，因而大多使用电流谐振型的电力逆转换装置。
然而，在使用电流谐振型的电力逆转换装置的感应加热用电源装置中，一般，由于进行谐振的感应线圈和谐振用的电容器(以下称为谐振电容器)是不可变的，因而谐振频率被固定，难以改变提供给感应线圈的交流电的频率。要求一种是电流谐振型、而且可改变提供给感应线圈的交流电的频率的电力逆转换装置。
满足上述要求的电力逆转换装置已进行申请和公开，成为公知(参照专利文献1)。专利文献1公开的电力逆转换装置由以下构成：对4个半导体开关进行了全桥连接的电路；连接在全桥电路的直流端子之间、将电流具有的磁能作为电荷来蓄积、通过放出电荷进行再生的谐振电容器；以及连接在全桥电路的交流端子之间的感应性负载。半导体开关可使用：根据从外部提供的信号可控制接通/断开的具有正阻止能力的半导体元件、和对于正向电流总是导通、而对于反向电流具有阻止能力，即具有整流作用的半导体元件的组合电路，或者具有与组合电路等效的能力的半导体元件。例如有将开关动作用的晶体管和二极管并联连接成使它们的正向为反向的电路、以及内置有寄生二极管的金属氧化膜半导体场效应晶体管(MOSFET)等。将具有上述特征的半导体开关称为反向导通型半导体开关，在以下说明中适当使用。
更详细地说，在专利文献1公开的电力逆转换装置中，将全桥电路的4个反向导通型半导体开关中、位于不相邻的连接位置的2个反向导通型半导体开关作为一组对，使构成另一对的各自的反向导通型半导体开关的具有正阻止能力的半导体元件同时接通和断开(以下称为开关动作)，在与提供给一对的接通/断开开关动作定时相反相位的定时，对构成另一对的各自的反向导通型半导体开关的具有正阻止能力的半导体元件同时进行开关动作。并且，保持接通状态和断开状态的时间的比率相等。
通过将开关频率设定为由谐振电容器的静电电容和感应性负载的电感成分决定的谐振频率以下，在使构成反向导通型半导体开关的具有正阻止能力的半导体元件处于导通(以下称为接通)状态时，施加给构成反向导通型半导体开关的具有正阻止能力的半导体元件的电压是大致零[V]，而且电流流入具有整流作用的半导体元件。并且，在使构成反向导通型半导体开关的具有正阻止能力的半导体元件处于阻止(以下称为断开)状态时，施加给反向导通型半导体开关的电压是大致零[V]，实现了所谓的软开关动作。
并且，通过以谐振频率以下的频率对开关频率进行运转控制，可使谐振电容器也作为可变电容的电容器执行功能。即，可将可变频率的交流电提供给感应性负载。专利文献1公开的电力逆转换装置虽然是电流谐振型，但是具有可实现使提供给感应性负载的交流电的频率可变的特征。
专利文献1：国际公开第2008/096664号
在专利文献1公开的电力逆转换装置中，当谐振电容器与感应性负载的电感成分谐振来进行充电或放电时，电路的全电流流入构成全桥电路的4个反向导通型半导体开关中的至少一个。在将专利文献1公开的电力逆转换装置如感应加热用电源装置那样用作要求大功率的电源装置的情况下，大电流流入反向导通型半导体开关。因此，成为课题的是，反向导通型半导体开关中的导通损失大，减少了软开关动作的特征即低损失、低发热的优点。
发明内容
本发明是为了缓解上述课题而作成的，本发明的目的是提供一种流入反向导通型半导体开关的电流相对小的电力逆转换装置。并且，本发明的目的是提供一种具有软开关动作的功能、而且流入反向导通型半导体开关的谐振电流小的电力逆转换装置。
本发明的电力逆转换装置，其特征在于，将如下的电路或者与该电路等效的半导体元件作为反向导通型半导体开关，该电路如下：将元件的导通状态和阻止状态根据从外部提供的信号而被切换的自消弧元件和具有整流作用的元件并联连接成使它们的正向的朝向相反，
所述电力逆转换装置具有：
全桥电路，其具有：第1反向导通型半导体开关；正极与该第1反向导通型半导体开关的负极连接的第2反向导通型半导体开关；正极与所述第1反向导通型半导体开关的正极连接的第3反向导通型半导体开关；正极与该第3反向导通型半导体开关的负极连接、且负极与所述第2反向导通型半导体开关的负极连接的第4反向导通型半导体开关；和所述第1反向导通型半导体开关与所述第2反向导通型半导体开关之间的连接点连接的第1交流输出端子；和所述第3反向导通型半导体开关与所述第4反向导通型半导体开关之间的连接点连接的第2交流输出端子；与所述第1反向导通型半导体开关和所述第3反向导通型半导体开关的正极连接的正极端子；和与所述第2反向导通型半导体开关的负极和所述第4反向导通型半导体开关的负极连接的负极端子；
第1电容器，其连接在所述第1交流输出端子与所述第2交流输出端子之间；以及
控制电路，
直流电流源连接在所述正极端子与所述负极端子之间，
感应性负载连接在所述第1交流输出端子与所述第2交流输出端子之间，
所述控制电路是这样控制各所述反向导通型半导体开关的接通/断开状态：
当所述第1反向导通型半导体开关和所述第4反向导通型半导体开关是接通状态时，使所述第2反向导通型半导体开关和所述第3反向导通型半导体开关处于断开状态，
当所述第1反向导通型半导体开关和所述第4反向导通型半导体开关是断开状态时，使所述第2反向导通型半导体开关和所述第3反向导通型半导体开关处于接通状态，
所述控制电路还按照由所述第1电容器的静电电容和所述感应性负载的电感决定的谐振频率以下的开关频率控制所述各反向导通型半导体开关的接通/断开状态。
另外，自消弧元件的正极侧为反向导通型半导体开关的正极侧，自消弧元件的负极侧为反向导通型半导体开关的负极侧。并且，使反向导通型半导体开关处于接通状态是指，使构成反向导通型半导体开关的自消弧元件处于导通状态，使反向导通型半导体开关处于断开状态是指，使构成反向导通型半导体开关的自消弧元件处于阻止状态。
并且，在本发明的电力逆转换装置中，其特征在于，所述电力逆转换装置还具有第2电容器，该第2电容器连接在所述全桥电路的所述正极端子与所述负极端子之间，所述控制电路按照由所述第1电容器的静电电容和所述第2电容器的静电电容的合成电容、以及所述感应性负载的电感决定的谐振频率以下的开关频率控制所述各反向导通型半导体开关的接通/断开状态。
并且，在本发明的电力逆转换装置中，其特征在于，所述第1电容器的静电电容大于所述第2电容器的静电电容。
并且，在本发明的电力逆转换装置中，其特征在于，所述第1电容器由无极性电容器构成，所述第2电容器由有极性电容器构成。
并且，在本发明的电力逆转换装置中，其特征在于，所述自消弧元件是晶体管、或者场效应晶体管(FET)、绝缘栅双极型晶体管(IGBT)、电子注入增强栅晶体管(IEGT)、门极可关断晶闸管(GTO晶闸管)、或者门极换流型晶闸管(GCT晶闸管)。
并且，在本发明的电力逆转换装置中，其特征在于，所述反向导通型半导体开关是内置有寄生二极管的金属氧化膜半导体场效应晶体管(MOSFET)。
并且，在本发明的电力逆转换装置中，其特征在于，在所述自消弧元件是所述场效应晶体管(FET)的情况下，或者在所述反向导通型半导体开关是内置有所述寄生二极管的金属氧化膜半导体场效应晶体管(MOSFET)的情况下，所述控制电路进行如下控制：在所述具有整流作用的元件的导通时，使所述自消弧元件处于导通状态。
并且，在本发明的电力逆转换装置中，其特征在于，所述直流电流源由直流电压源和与所述直流电压源连接的直流电抗器构成。
并且，在本发明的电力逆转换装置中，其特征在于，所述直流电流源由交流电源、整流电路以及连接在所述交流电源与所述整流电路的交流端子间的交流电抗器构成。
并且，在本发明的电力逆转换装置中，其特征在于，所述直流电流源由以下部分构成：所述交流电源；一端与所述交流电源连接的晶闸管交流功率调整装置；一次侧与所述晶闸管交流功率调整装置的另一端连接的高阻抗变压器；以及交流端子与所述高阻抗变压器的二次侧连接的所述整流电路，所述控制电路将控制信号发送到所述晶闸管交流功率调整装置，调整提供给所述感应性负载的所述交流电的功率量。
并且，在本发明的电力逆转换装置中，其特征在于，连接有1个以上的寄生振动抑制电路。
并且，在本发明的电力逆转换装置中，其特征在于，将所述感应性负载作为用于从二次侧绕组端子间取出与一次侧绕组端子间绝缘的交流电的电流互感器，在一次侧绕组端子上连接了谐振电抗器。
并且，在本发明的电力逆转换装置中，其特征在于，所述感应性负载由交流电动机构成，作为进行交流电动机的控制的交流电动机控制系统进行工作。
并且，在本发明的电力逆转换装置中，其特征在于，所述感应性负载由用于通过电磁感应对被加热物进行加热的感应加热线圈构成，作为进行所述被加热物的感应加热控制的感应加热系统进行工作。
根据本发明涉及的电力逆转换装置，可相对减小通过反向导通型半导体开关的电流。
附图说明
图1是示出本发明涉及的第1实施方式的电力逆转换装置的电路框图。
图2A是用于说明图1所示的电力逆转换装置的动作的图。
图2B是用于说明图1所示的电力逆转换装置的动作的图。
图2C是用于说明图1所示的电力逆转换装置的动作的图。
图2D是用于说明图1所示的电力逆转换装置的动作的图。
图2E是用于说明图1所示的电力逆转换装置的动作的图。
图2F是用于说明图1所示的电力逆转换装置的动作的图。
图3(1)至(5)是用于说明图1所示的电力逆转换装置的动作的波形图，(1)示出施加给感应性负载LD的电压Vload的波形，(2)示出流入感应性负载LD的电流Iload的波形，(3)示出流入反向导通型半导体开关SW2的电流Isw2的波形，(4)示出流入谐振电容器CM的电流Icm的波形，(5)示出流入分流电容器CP的电流Icp的波形。
图4(1)至(4)是用于说明从图1所示的电力逆转换装置中去除了分流电容器CP的电路的动作的波形图，(1)示出施加给感应性负载LD的电压Vload的波形，(2)示出流入感应性负载LD的电流Iload的波形，(3)示出流入反向导通型半导体开关SW2的电流Isw2的波形，(4)示出流入谐振电容器CM的电流Icm的波形。
图5是振动抑制电路的一例的电路图。
图6是在将图5所示的振动抑制电路应用于图1所示的电力逆转换装置的情况下的电路框图。
图7(1)至(4)是用于说明具有振动抑制电路的本发明涉及的第1实施方式的电力逆转换装置的动作的波形图，(1)示出施加给感应性负载LD的电压Vload的波形，(2)示出流入感应性负载LD的电流Iload的波形，(3)示出流入反向导通型半导体开关SW2的电流Isw2的波形，(4)示出流入谐振电容器CM的电流Icm的波形。
图8(1)至(4)是用于说明发生了寄生振动的本发明涉及的第1实施方式的电力逆转换装置的动作的波形图，(1)示出施加给感应性负载LD的电压Vload的波形，(2)示出流入感应性负载LD的电流Iload的波形，(3)示出流入反向导通型半导体开关SW2的电流Isw2的波形，(4)示出流入谐振电容器CM的电流Icm的波形。
图9是具有自动调整图5所示的振动抑制电路的阻抗的功能的本发明涉及的第1实施方式的电力逆转换装置的电路图。
图10(1)至(3)是在本发明涉及的第1实施方式的电力逆转换装置中、将开关频率设定为1500Hz时的波形图，(1)示出流入感应性负载LD的电流Iload的波形，(2)示出施加给感应性负载LD的电压Vload的波形，(3)示出流入反向导通型半导体开关SW2的电流Isw2的波形。
图11(1)和(2)是在本发明涉及的第1实施方式的电力逆转换装置中、以1500Hz执行开关频率时的波形图，(1)是流入反向导通型半导体开关SW2的电流Isw2、和将施加给反向导通型半导体开关SW2的栅极GSW2的控制信号SG2的振幅放大为5000倍的波形图，(2)是施加给反向导通型半导体开关SW2的电压Vsw2(该电压Vsw2由于与施加给感应性负载LD的电压Vload等效，因而由施加给感应性负载LD的电压Vload表示)、和将施加给反向导通型半导体开关SW2的栅极GSW2的控制信号SG2的振幅放大为2500倍的波形图。
图12(1)和(2)是在本发明涉及的第1实施方式的电力逆转换装置中、以3000Hz执行开关频率时的波形图，(1)是流入反向导通型半导体开关SW2的电流Isw2、和将施加给反向导通型半导体开关SW2的栅极GSW2的控制信号SG2的振幅放大为5000倍的波形图，(2)是施加给反向导通型半导体开关SW2的电压Vsw2(该电压Vsw2由于与施加给感应性负载LD的电压Vload等效，因而由施加给感应性负载LD的电压Vload表示)、和将施加给反向导通型半导体开关SW2的栅极GSW2的控制信号SG2的振幅放大为2500倍的波形图。
图13是本发明涉及的第2实施方式的电力逆转换装置的电路图。
图14A是用于说明图13所示的电力逆转换装置的动作的图。
图14B是用于说明图13所示的电力逆转换装置的动作的图。
图14C是用于说明图13所示的电力逆转换装置的动作的图。
图14D是用于说明图13所示的电力逆转换装置的动作的图。
图14E是用于说明图13所示的电力逆转换装置的动作的图。
图14F是用于说明图13所示的电力逆转换装置的动作的图。
图15(1)至(4)是用于说明图13所示的电力逆转换装置的动作的波形图，(1)示出施加给感应性负载LD的电压Vload的波形，(2)示出流入感应性负载LD的电流Iload的波形，(3)示出流入反向导通型半导体开关SW2的电流Isw2的波形，(4)示出流入分流电容器CP的电流Icp的波形。
图16(1)至(5)是示出直流电流源的形式的电路框图，(1)示出使直流电感与直流电压源的正极侧连接的图，(2)示出使直流电感与直流电压源的负极侧连接的图，(3)是使用直流电抗器从交流电源生成直流电流源的图，(4)是使用交流电抗器从交流电源生成直流电流源的图，(5)示出使用交流电调整装置用于调整提供给感应性负载LD的交流电的功率量的图。
具体实施方式
以下，参照附图说明本发明涉及的实施方式。对各附图所示的相同的构成要素、部件、处理赋予相同标号，适当省略重复说明。并且，实施方式并不对发明进行限定而是例示，实施方式中描述的全部特征及其组合不一定是发明的本质性的特征及其组合。
以下，自消弧元件是指根据从外部提供的信号切换从正极流到负极的正向电流的导通状态(以下称为接通状态)和阻止状态(以下称为断开状态)的元件。
并且，反向导通型半导体开关是不具有反向阻止能力，即能进行反向导通的半导体开关，是指将自消弧元件和具有整流作用的元件并联连接成使它们的正向的朝向相反的电路、或者与该电路等效的半导体元件。
并且，使反向导通型半导体开关处于接通状态是指使构成反向导通型半导体开关的自消弧元件处于导通状态，使反向导通型半导体开关处于断开状态是指使构成反向导通型半导体开关的自消弧元件处于阻止状态。在反向导通型半导体开关中，要注意的是，不管自消弧元件的导通状态和阻止状态如何，始终能实现反向导通。
并且，将自消弧元件的正极(在使电路正向流动时施加正电压的端子)定义为反向导通型半导体开关的正极，另一方面，将自消弧元件的负极(在使电路正向流动时施加负电压的端子)定义为反向导通型半导体开关的负极。
[实施方式1]
图1是示出本发明涉及的第1实施方式的电力逆转换装置1A(以下称为负载分流电容器方式)的结构的电路框图。更详细地说，本实施方式涉及的电力逆转换装置1A将直流电转换为交流电，将交流电提供给具有电感成分L和电阻成分R的感应性负载LD。电力逆转换装置1A具有：全桥电路10，直流电流源3，谐振电容器CM，分流电容器CP，感应性负载LD，以及控制电路20。
全桥电路10构成为，将自消弧元件SSW和二极管DSW反向并联连接的电路、或者等效的半导体元件设定为反向导通型半导体开关SW，将4个反向导通型半导体开关SW1至SW4连接。
全桥电路10构成为，使用将第1反向导通型半导体开关SW1和第2反向导通型半导体开关SW2串联连接的点用作第1交流端子AC1的第1反向导通型半导体开关脚(leg)、和将第3反向导通型半导体开关SW3和第4反向导通型半导体开关SW4串联连接的点用作第2交流端子AC2的第2反向导通型半导体开关脚，将第1反向导通型半导体开关SW1和第3反向导通型半导体开关SW3的正极之间连接而形成正极端子DCP，且将第2反向导通型半导体开关SW2和第4反向导通型半导体开关SW4的负极之间连接而形成负极端子DCN。
直流电流源3提供由感应性负载LD的电阻成分R消耗的能量、和感应性负载LD通过电磁感应而被取出到(消耗到)外部的能量。
感应性负载LD是例如用于通过电磁感应对交流电动机、被加热物进行加热的感应加热线圈等的电感成分不能忽略的负载、或者是用于从二次侧绕组端子间取出与一次侧绕组端子间绝缘的交流电的电流互感器，是由谐振电抗器与一次侧绕组端子串联连接的负载等构成的交流负载，由电感器L和电阻R的串联电路表示。感应性负载LD连接在全桥电路10的第1交流端子AC1和第2交流端子AC2之间。
谐振电容器CM连接在全桥电路10的正极端子DCP和负极端子DCN之间。谐振电容器CM与感应性负载LD的电感成分L谐振。分流电容器CP连接在全桥电路10的第1交流端子AC1和第2交流端子AC2之间，与感应性负载LD并联连接。分流电容器CP也与感应性负载LD的电感成分L谐振。
谐振电容器CM的静电电容(CM)和分流电容器CP的静电电容(CP)与在现有的电压型PWM逆变电路中使用的用于稳定地提供直流电压的大电容的平滑电容器不同，由于合成的静电电容(CM+CP)与感应性负载LD谐振，因而可以是只对流入感应性负载LD的交流振动电流的半周期的磁能进行吸收(谐振电容器CM和分流电容器CP充电)、放出(谐振电容器CM和分流电容器CP放电)的极小的静电电容。一般大电容的平滑电容器使用电解电容器，寿命和可靠性大多有问题，往往产生使现有的电压型PWM逆变电路整体的寿命和可靠性恶化的结果。与此相对，谐振电容器CM和分流电容器CP，与现有的电压型PWM逆变电路的平滑电容器相比较，由于需要的静电电容十分削，因而可使用薄膜电容器和油浸电容器等的静电电容与电解电容器相比较小、而寿命和可靠性高的电容器，可有助于提高本发明涉及的电力逆转换装置1A整体的寿命和可靠性。
并且，还有这样的特征：通过使分流电容器CP的静电电容(CP)比谐振电容器CM的静电电容(CM)大，在感应性负载LD短路时流动的短路电流几乎不会流入反向导通型半导体开关。
并且，谐振电容器CM由于连接在全桥电路10的正极端子DCP和负极端子DCN之间，因而可使用有极性的电容器。分流电容器CP由于对应于提供给感应性负载LD的交流电的周期来替换端子间的电压极性，因而使用无极性电容器。
并且，本发明涉及的第1实施方式的电力逆转换装置1A的开关动作使用的元件不具有反向阻止能力，即能进行反向导通。在现有的一般的电流谐振型逆变电路中需要的、开关动作使用的元件不需要反向耐压能力。
控制电路20将第1反向导通型半导体开关SW1和第4反向导通型半导体开关SW4设定为第1对PA1，将第2反向导通型半导体开关SW2和第3反向导通型半导体开关SW3设定为第2对PA2，控制反向导通型半导体开关的接通/断开状态，使得当第1对PA1是接通状态时，第2对PA2是断开状态，当第1对PA1是断开状态时，第2对PA2是接通状态。通过控制电路20的控制，对感应性负载LD施加交流电。并且，控制电路20根据针对外部接口20a的输入或操作，改变开关频率。
控制电路20通过以由谐振电容器CM和分流电容器CP的合成静电电容(CP+CM)以及感应性负载LD的电感成分决定的谐振频率fres以下的开关频率fsw，控制反向导通型半导体开关SW1至SW4的接通/断开状态，从而当反向导通型半导体开关处于接通状态时，构成反向导通型半导体开关的自消弧元件可进行大致零电压且大致零电流的软开关动作，并且当反向导通型半导体开关处于断开状态时，构成反向导通型半导体开关的自消弧元件可进行大致零电压的软开关动作。
然后，参照图2A至图2F以及图3来说明具有上述结构的负载分流电容器方式的电力逆转换装置的动作原理。图2A至图2F是用于说明负载分流电容器方式的电力逆转换装置的动作原理的图，未标记控制电路20。另外，在以下说明中，将与第2交流端子AC2连接的分流电容器CP的端子的电位是大致零[V]至正的电位的情况表示为“P”，将与第1交流端子AC1连接的分流电容器CP的端子的电位是大致零[V]至正的电位的情况表示为“N”。根据分流电容器CP的充电、并联导通(电容器的两端电压是大致零[V]的状态)、放电的各自状态表示为“充电模式P”等。
并且，图2A至图2F中的箭头表示电流及其方向，箭头的粗细表示电流大小。不过，箭头的粗细是相对的。并且，附记给谐振电容器CM和分流电容器CP的端子的“+”记号表示该端子的电位状态。假定当电位是大致零[V]时不附记。并且，附记给反向导通型半导体开关的栅极的“ON”、“OFF”记号表示构成该反向导通型半导体开关的自消弧元件的导通状态、阻止状态，“ON”是导通状态，“OFF”是阻止状态。并且，直流电流源3作为具体的实施例由直流电压源2和与直流电压源2的正极端子连接的直流电抗器Ldc表示。直流电压源2通过连接直流电抗器Ldc而成为直流电流源，将直流电流继续提供给电力逆转换装置1A(以下，将上述的直流电流称为供给电流)。并且，图3的区间(a)相当于图2A的“充电模式P”时，图3的区间(b)相当于图2B的“放电模式P”时，图3的区间(c)相当于图2C的“并联导通模式P”时，图3的区间(d)相当于图2D的“充电模式N”时，图3的区间(e)相当于图2E的“放电模式N”时，图3的区间(f)相当于图2F的“并联导通模式N”时。
作为初始状态，假定是谐振电容器CM和分流电容器CP中没有电荷的状态、在感应性负载LD内蓄积有谐振电流的磁能的状态，即，通过谐振电容器CM和分流电容器CP、以及感应性负载LD的电感成分L的谐振，取代各个电容器的电压是大致零[V]，谐振电流流入感应性负载LD，从而在感应性负载LD的电感成分L内蓄积有磁能的状态。
1)从初始状态起，当使第2反向导通型半导体开关SW2和第3反向导通型半导体开关SW3处于接通状态、使第1反向导通型半导体开关SW1和第4反向导通型半导体开关SW4处于断开状态时，控制电路20处于图2A所示的“充电模式P”、图3的区间(a)的状态。在“充电模式P”的状态中，根据蓄积在感应性负载LD的电感成分L内的磁能流动的电流由断开状态的第1反向导通型半导体开关SW1和第4反向导通型半导体开关SW4切断，结果对谐振电容器CM和分流电容器CP进行充电。并且，由感应性负载LD的电阻成分R所消耗的能量、和由感应性负载LD的电磁感应所消耗的能量通过由供给电流对谐振电容器CM和分流电容器CP进行充电而被补充。根据蓄积在感应性负载LD的电感成分L内的磁能流动的电流，即谐振电流通过第2交流端子AC2、第3反向导通型半导体开关SW3的二极管DSW3、正极端子DCP，对谐振电容器CM进行充电。并且，从谐振电容器CM流出的电流通过负极端子DCN、第2反向导通型半导体开关SW2的二极管DSW2、第1交流端子AC1流入感应性负载LD。然后，伴随于此，谐振电流的大部分流入分流电容器CP，对分流电容器CP进行充电。
2)然后，通过谐振电容器CM和分流电容器CP、以及感应性负载LD的电感成分L的谐振，处于图2B所示的“放电模式P”、图3的区间(b)的状态。在“放电模式P”的状态中，通过谐振电容器CM和分流电容器CP、以及感应性负载LD的电感成分L的谐振，蓄积在谐振电容器CM和分流电容器CP内的电荷成为谐振电流而被放电到感应性负载LD。并且，由感应性负载LD的电阻成分R所消耗的能量、和由感应性负载LD的电磁感应所消耗的能量通过由供给电流继续流动而被补充。针对谐振电流，从谐振电容器CM流出的电流通过正极端子DCP、接通状态的第3反向导通型半导体开关SW3的自消弧元件SSW3、第2交流端子AC2流入感应性负载LD，然后，通过第1交流端子AC1、接通状态的第3反向导通型半导体开关SW3的自消弧元件SSW3、负极端子DCN回到谐振电容器CM。并且，从分流电容器CP流出的电流流入感应性负载LD，回到分流电容器CP。当蓄积在谐振电容器CM和分流电容器CP内的电荷没有被放电时，谐振电容器CM和分流电容器CP的各自的两端电压为大致零[V]，谐振电流不流入谐振电容器CM和分流电容器CP。
3)于是，处于图2C所示的“并联导通模式P”、图3的区间(c)的状态。在“并联导通模式P”的状态中，谐振电流按图2C的表示电流的箭头流动。并且，由感应性负载LD的电阻成分R所消耗的能量、和由感应性负载LD的电磁感应所消耗的能量通过由供给电流继续流动而被补充。从感应性负载LD流出的谐振电流在第1个路径和第2个路径的各方上流动，该第1个路径是通过第1交流端子AC1、断开状态的第1反向导通型半导体开关SW1的二极管DSW1、正极端子DCP、接通状态的第3反向导通型半导体开关SW3的自消弧元件SSW3、第2交流端子AC2流入感应性负载LD，第2个路径是通过第1交流端子AC1、接通状态的第2反向导通型半导体开关SW2的自消弧元件SSW2、负极端子DCN、断开状态的第4反向导通型半导体开关SW4的二极管DSW4、第2交流端子AC2流入感应性负载LD。
4)接下来，当使第1反向导通型半导体开关SW1和第4反向导通型半导体开关SW4处于接通状态、使第2反向导通型半导体开关SW2和第3反向导通型半导体开关SW3处于断开状态时，控制电路20处于图2D所示的“充电模式N”、图3的区间(d)的状态。在“充电模式N”的状态中，根据蓄积在感应性负载LD的电感成分L内的磁能流动的电流由断开状态的第2反向导通型半导体开关SW2和第3反向导通型半导体开关SW3切断，结果对谐振电容器CM和分流电容器CP进行充电。并且，由感应性负载LD的电阻成分R所消耗的能量、和由感应性负载LD的电磁感应所消耗的能量通过由供给电流对谐振电容器CM和分流电容器CP进行充电而被补充。根据蓄积在感应性负载LD的电感成分L内的磁能流动的电流，即谐振电流通过第1交流端子AC1、第1反向导通型半导体开关SW1的二极管DSW1、正极端子DCP，对谐振电容器CM进行充电。并且，从谐振电容器CM流出的电流通过负极端子DCN、第4反向导通型半导体开关SW4的二极管DSW4、第2交流端子AC2流入感应性负载LD。然后，伴随于此，谐振电流的大部分流入分流电容器CP，对分流电容器CP进行充电。并且，当对分流电容器CP进行充电时，与“充电模式P”的状态反极性地进行充电。
5)然后，通过谐振电容器CM和分流电容器CP、以及感应性负载LD的电感成分L的谐振，处于图2E所示的“放电模式N”、图3的区间(e)的状态。在“放电模式N”的状态中，通过谐振电容器CM和分流电容器CP、以及感应性负载LD的电感成分L的谐振，蓄积在谐振电容器CM和分流电容器CP内的电荷成为谐振电流而被放电到感应性负载LD。并且，由感应性负载LD的电阻成分R所消耗的能量、和由感应性负载LD的电磁感应所消耗的能量通过由供给电流继续流动而被补充。针对谐振电流，从谐振电容器CM流出的电流通过正极端子DCP、接通状态的第1反向导通型半导体开关SW1的自消弧元件SSW1、第1交流端子AC1流入感应性负载LD，然后，通过第2交流端子AC2、接通状态的第4反向导通型半导体开关SW4的自消弧元件SSW4、负极端子DCN回到谐振电容器CM。并且，从分流电容器CP流出的电流流入感应性负载LD，回到分流电容器CP。当蓄积在谐振电容器CM和分流电容器CP内的电荷没有被放电时，谐振电容器CM和分流电容器CP的各自的两端电压为大致零[V]，谐振电流不流入谐振电容器CM和分流电容器CP。
6)于是，处于图2F所示的“并联导通模式N”、图3的区间(f)的状态。在“并联导通模式N”的状态中，谐振电流按图2F的表示电流的箭头流动。并且，由感应性负载LD的电阻成分R所消耗的能量、和由感应性负载LD的电磁感应所消耗的能量通过由供给电流继续流动而被补充。从感应性负载LD流出的谐振电流在第1个路径和第2个路径的各方上流动，该第1个路径是通过第2交流端子AC2、断开状态的第3反向导通型半导体开关SW3的二极管DSW3、正极端子DCP、接通状态的第1反向导通型半导体开关SW1的自消弧元件SSW1、第1交流端子AC1流入感应性负载LD，第2个路径是通过第2交流端子AC2、接通状态的第4反向导通型半导体开关SW4的自消弧元件SSW4、负极端子DCN、断开状态的第2反向导通型半导体开关SW2的二极管DSW2、第1交流端子AC1流入感应性负载LD。
7)接下来，当使第2反向导通型半导体开关SW2和第3反向导通型半导体开关SW3处于接通状态、使第1反向导通型半导体开关SW1和第4反向导通型半导体开关SW4处于断开状态时，控制电路20再次处于图2A所示的“充电模式P”、图3的区间(a)的状态。
电力逆转换装置1A在稳定状态下，重复上述动作，可将交流电提供给感应性负载LD。
在上述动作中，谐振电容器CM和分流电容器CP对流入感应性负载LD的电流，即谐振电流进行划分。因此，流入第1反向导通型半导体开关SW1至SW4的谐振电流Iswres为下式(1)。
Figure BDA0000057518070000141
式中，谐振电流Iswres是流入反向导通型半导体开关SW1至SW4的谐振电流的有效值，Ildres是流入感应性负载LD的谐振电流的有效值，(CM)是谐振电容器CM的静电电容，(CP)是分流电容器CP的静电电容。全部有效值是谐振状态的值。因此，在想要减小流入反向导通型半导体开关SW1至SW4的电流的情况下，可以使分流电容器CP的静电电容(CP)比谐振电容器CM的静电电容(CM)大，以满足后述的条件。
分流电容器CP是可在交流电路中使用的无极性电容器，作为与谐振电容器CM的合成电容器进行动作。根据谐振频率fres决定的电容器的静电电容是该合成电容器的静电电容(分流电容器CP的静电电容(CP)和谐振电容器CM的静电电容(CM)之和)。以下，将具有合成电容器的静电电容的并联连接的多个电容器称为合成电容器C。
将发送到感应性负载LD的交流电的频率的最大值设为fmax，将合成电容器C的静电电容设为(C＝CM+CP)，将感应性负载LD的电感成分L的电感设为(L)，则它们必须满足下式(2)。
f max ≤ 1 / ( 2 · π · ( L · C ) ) . . . ( 2 )
假定不满足上述式(2)，则合成电容器C和感应性负载LD的电感成分L的谐振周期“1/fres”大于开关周期“1/fsw”，趁着蓄积在合成电容器C内的电荷没有消失，通过开关动作切换反向导通型半导体开关SW1至SW4的接通/断开状态。此时，由于在分流电容器CP内也蓄积有电荷，因而通过开关动作，分流电容器CP和谐振电容器CM发生短路，反向导通型半导体开关SW1至SW4很有可能引起短路破坏。因此，必须满足上式(2)。也就是说，控制电路20有必要以由谐振电容器CM和分流电容器CP的合成电容器C的静电电容(C＝CM+CP)、以及感应性负载LD的电感成分L决定的谐振频率fres以下的开关频率fsw，控制反向导通型半导体开关SW1至SW4的接通/断开状态。
图3(1)至(5)示出图1所示的电力逆转换装置1A的各部的电压波形或者电流波形。这些波形是当以下时的波形：将合成电容器C的静电电容C设定为200μF，将分流电容器CP的静电电容设定为199μF，将谐振电容器CM的静电电容设定为1μF，将感应性负载LD的电感成分L的电感设定为10.5μH，将感应性负载LD的电阻成分R的电阻值设定为0.04Ω，将直流电抗器Ldc的电感设定为1mH，将直流电压源2的输出电压设定为1000V，将控制电路20的开关频率fres设定为3000Hz。
图3(1)示出施加给感应性负载LD的电压Vload，即输出电压。并且，图3(2)示出流入感应性负载LD的电流Iload，即输出电流。图3(3)示出流入反向导通型半导体开关SW2的电流Isw2，图3(4)示出流入谐振电容器CM的电流Icm，图3(5)示出流入分流电容器CP的电流Icp。
如图3(1)所示，施加给感应性负载LD的电压Vload，通过合成电容器C和感应性负载LD内包含的电感成分L的谐振和开关动作，产生正负交替的脉冲电压。并且，如图3(2)所示，流入感应性负载LD的电流Iload由于电感成分L而产生相位比输出电压Vload滞后的交流电流。而且，如图3(3)至(5)所示，流入反向导通型半导体开关SW2的电流较小，在大电流流动期间，限定于并联导通模式P和并联导通模式N。这是因为，本来，应流入并提供给反向导通型半导体开关的电流的大部分由分流电容器CP提供。
另一方面，图4(1)至(5)示出专利文献1公开的电力逆转换装置(即，从图1的电路中去除了分流电容器CP的电路)的各部的电压波形或者电流波形。这些波形是当以下时的波形：将谐振电容器CM的静电电容设定为200μF，将负载LD的电感成分L的电感设定为10.5μH，将电阻成分R的电阻值设定为0.04Ω，将直流电抗器Ldc的电感设定为1mH，将直流电压源2的输出电压设定为1000V，将控制电路20的开关频率fres设定为3000Hz。
图4(1)示出施加给感应性负载LD的电压Vload，图4(2)示出流入感应性负载LD的电流Iload，图4(3)示出流入反向导通型半导体开关SW2的电流Isw2，图4(d)示出流入谐振电容器CM的电流Icm。
如图4(1)所示，施加给感应性负载LD的电压Vload，通过谐振电容器CM和感应性负载LD内包含的电感成分L的谐振和开关动作，产生正负交替的脉冲电压。并且，如图4(2)所示可知，流入感应性负载LD的电流Iload由于电感成分L而产生相位比输出电压Vload滞后的交流电流。而且，如图4(3)至(4)所示，流入反向导通型半导体开关SW2的电流Isw2承担流入感应性负载LD的电流Iload的总量的一半左右。
通过将图3(3)和图4(3)进行比较可知，在本发明涉及的第1实施方式的电力逆转换装置1A的充电模式P和充电模式N、放电模式P和放电模式N中，流入各反向导通型半导体开关的电流远小于在专利文献1公开的电力逆转换装置的这些模式中流入各反向导通型半导体开关的电流。另一方面，在本发明涉及的第1实施方式的电力逆转换装置1A的并联导通模式P和并联导通模式N中的电流并未变小。这是因为，在本发明涉及的第1实施方式的电力逆转换装置1A中，合成电容器C和感应性负载LD的电感成分L谐振，蓄积在合成电容器C内的电荷按开关动作的每半周期放电，合成电容器C的两端电压(具有合成电容器的静电电容的并联连接的多个电容器的各自两端电压)为大致零[V]。这是因为，在合成电容器C的蓄积电荷没有变动的情况下(即，在并联导通模式P和并联导通模式N的状态中)，电流不流入合成电容器C。
然后，对图1所示的电力逆转换装置1A是可变频率电路进行说明。图10(1)至(3)示出当对控制电路20进行控制、使反向导通型半导体开关SW1至SW4的开关频率fsw为1500Hz时的、负载电流Iload、负载电压Vload、流入反向导通型半导体开关SW2的电流Isw2的波形。电路常数与当获得图3(1)至(5)的特性时相同。通过将图10和图3(1)至(5)进行比较可知，除了由开关频率fsw的变更引起的负载电压Vload的电压为大致零[V]的期间增加以外，没有大的波形紊乱。由此可知，图1所示的电力逆转换装置1A只需通过控制电路20改变开关频率fsw，就能改变负载电压Vload和负载电流Iload的频率。
然后，说明在图1所示的电力逆转换装置1A中产生软开关动作。图11(1)示出在以开关频率fsw为1500Hz进行的情况下的流入反向导通型半导体开关SW2的电流Isw2、和控制反向导通型半导体开关SW2的接通/断开状态的控制信号SG2的波形(放大示出控制信号SG2的电压振幅。5.00K[V]表示接通状态，大致0[V]表示断开状态)。图11(2)示出在以开关频率fsw为1500Hz进行的情况下的施加给反向导通型半导体开关SW2的电压Vsw2(该电压由于与施加给感应性负载LD的电压Vload相等，因而由施加给感应性负载LD的电压Vload表示)、和控制信号SG2的波形(放大示出控制信号SG2的电压振幅。2.50K[V]表示接通状态，大致0[V]表示断开状态)。如图11(1)和(2)所示可以确认，在使反向导通型半导体开关SW2处于接通状态时，施加给反向导通型半导体开关SW2的电压Vsw2是大致0[V]，而且在使反向导通型半导体开关SW2处于断开状态时，施加给反向导通型半导体开关SW2的电压Vsw2也同样是大致0[V]。
图12(1)示出在以开关频率fsw为3000Hz进行的情况下的流入反向导通型半导体开关SW2的电流Isw2、和控制反向导通型半导体开关SW2的接通/断开状态的控制信号SG2的波形(放大示出控制信号SG2的电压振幅。5.00K[V]表示接通状态，大致0[V]表示断开状态)。图12(2)示出在以开关频率fsw为3000Hz进行的情况下的施加给反向导通型半导体开关SW2的电压Vsw2(该电压由于与施加给感应性负载LD的电压Vload相等，因而由施加给感应性负载LD的电压Vload表示)、和控制信号SG2的波形(放大示出控制信号SG2的电压振幅。2.50K[V]表示接通状态，大致0[V]表示断开状态)。如图12(1)和(2)所示可以确认，与以开关频率fsw为3000Hz进行的情况一样，实现了软开关动作。
以上，根据本发明涉及的第1实施方式中所说明的负载分流电容器方式的电力逆转换装置1A，电力逆转换装置1A通过使分流电容器CP与感应性负载LD并联连接，可减小流入反向导通型半导体开关SW1至SW4的谐振电流。
[实施方式2]
图13是示出本发明涉及的第2实施方式的电力逆转换装置1B(以下称为负载并联电容器方式)的结构的电路框图。另外，在本发明涉及的第2实施方式的电力逆转换装置1B中，对与本发明涉及的第1实施方式的电力逆转换装置1A相同的构成要素、部件、处理赋予相同的标号，适当省略重复说明。
本实施方式涉及的电力逆转换装置1B是这样的形态：不使用本发明涉及的第1实施方式的电力逆转换装置1A中的谐振电容器CM，仅使用分流电容器CP，使分流电容器CP与感应性负载LD并联连接。更详细地说，本实施方式涉及的电力逆转换装置1B将直流电转换为交流电，将交流电提供给具有电感成分L和电阻成分R的感应性负载LD。电力逆转换装置1B具有：全桥电路10，直流电流源3，分流电容器CP，感应性负载LD，以及控制电路20。
本实施方式涉及的电力逆转换装置1B的分流电容器CP连接在全桥电路10的第1交流端子AC1和第2交流端子AC2之间，与感应性负载LD并联连接。仅在分流电容器CP与感应性负载LD的电感成分L谐振。
然后，说明本发明涉及的第2实施方式的电力逆转换装置1B的特征。由于基本特征与本发明涉及的第1实施方式的电力逆转换装置1A相同，因而仅记载不同特征。
在发明涉及的第2实施方式的电力逆转换装置1B中，谐振频率fres仅由分流电容器CP的静电电容(CP)和感应性负载LD的电感成分L决定。本实施方式涉及的电力逆转换装置1B的控制电路20以由分流电容器CP的静电电容(CP)和感应性负载LD的电感成分L决定的谐振频率fres以下的开关频率fsw，控制反向导通型半导体开关SW1至SW4的接通/断开，从而当反向导通型半导体开关处于接通状态时，构成反向导通型半导体开关的自消弧元件可以进行大致零电压或大致零电流的软开关动作，并且当反向导通型半导体开关处于断开状态时，构成反向导通型半导体开关的自消弧元件可以进行大致零电压的软开关动作。
然后，参照图14A至图14F以及图15来说明具有上述结构的负载并联电容器方式的电力逆转换装置的动作原理。图14A至图14F是用于说明负载并联电容器方式的电力逆转换装置的动作原理的图，未标记控制电路20。另外，在以下说明中，将与第2交流端子AC2连接的分流电容器CP的端子的电位是大致零[V]至正的电位的情况表示为“P”，将与第1交流端子AC1连接的分流电容器CP的端子的电位是大致零[V]至正的电位的情况表示为“N”。根据分流电容器CP的充电、并联导通(电容器的两端电压是大致零[V]的状态)、放电的各自状态表示为“充电模式P”等。
并且，图14A至图14F中的箭头表示电流及其方向，箭头的粗细表示电流大小。不过，箭头的粗细是相对的。并且，附记给分流电容器CP的端子的“+”记号表示该端子的电位状态。假定当电位是大致零[V]时不附记。并且，附记给反向导通型半导体开关的栅极的“ON”、“OFF”记号表示构成该反向导通型半导体开关的自消弧元件的导通状态、阻止状态，“ON”是导通状态，“OFF”是阻止状态。并且，直流电流源3作为具体的实施例由直流电压源2和与直流电压源2的正极端子连接的直流电抗器Ldc表示。直流电压源2通过连接直流电抗器Ldc而成为直流电流源，将直流电流继续提供给电力逆转换装置1B(以下，将上述的直流电流称为供给电流)。
并且，图15的区间(a)相当于图14A的“充电模式P”时，图15的区间(b)相当于图14B的“放电模式P”时，图15的区间(c)相当于图14C的“并联导通模式P”时，图15的区间(d)相当于图14D的“充电模式N”时，图15的区间(e)相当于图14E的“放电模式N”时，图15的区间(f)相当于图14F的“并联导通模式N”时。
作为初始状态，假定是分流电容器CP没有电荷的状态、在感应性负载LD内蓄积有谐振电流的磁能的状态，即，通过分流电容器CP和感应性负载LD的电感成分L的谐振，取代分流电容器CP的两端电压是大致零[V]，谐振电流流入感应性负载LD，从而在感应性负载LD的电感成分L内蓄积有磁能的状态。
1)从初始状态起，当使第2反向导通型半导体开关SW2和第3反向导通型半导体开关SW3处于接通状态、使第1反向导通型半导体开关SW1和第4反向导通型半导体开关SW4处于断开状态时，控制电路20处于图14A所示的“充电模式P”、图15的区间(a)的状态。在“充电模式P”的状态中，根据蓄积在感应性负载LD的电感成分L内的磁能流动的电流由断开状态的第1反向导通型半导体开关SW1和第4反向导通型半导体开关SW4切断，不能流入桥电路10，结果对分流电容器CP进行充电。并且，由感应性负载LD的电阻成分R所消耗的能量、和由感应性负载LD的电磁感应所消耗的能量通过由供给电流对分流电容器CP进行充电而被补充。
2)然后，通过分流电容器CP和感应性负载LD的电感成分L的谐振，处于图14B所示的“放电模式P”、图15的区间(b)的状态。在“放电模式P”的状态中，通过分流电容器CP和感应性负载LD的电感成分L的谐振，蓄积在分流电容器CP内的电荷成为谐振电流而被放电到感应性负载LD。并且，由感应性负载LD的电阻成分R所消耗的能量、和由感应性负载LD的电磁感应所消耗的能量通过由供给电流继续流动而被补充。针对谐振电流，从分流电容器CP流出的电流流入感应性负载LD，回到分流电容器CP。当蓄积在分流电容器CP内的电荷没有被放电时，分流电容器CP的两端电压为大致零[V]，谐振电流不流入分流电容器CP。
3)于是，处于图14C所示的“并联导通模式P”、图15的区间(c)的状态。在“并联导通模式P”的状态中，谐振电流按图14C的表示电流的箭头流动。并且，由感应性负载LD的电阻成分R所消耗的能量、和由感应性负载LD的电磁感应所消耗的能量通过由供给电流继续流动而被补充。从感应性负载LD流出的谐振电流在第1个路径和第2个路径的各方上流动，该第1个路径是通过第1交流端子AC1、断开状态的第1反向导通型半导体开关SW1的二极管DSW1、正极端子DCP、接通状态的第3反向导通型半导体开关SW3的自消弧元件SSW3、第2交流端子AC2流入感应性负载LD，第2个路径是通过第1交流端子AC1、接通状态的第2反向导通型半导体开关SW2的自消弧元件SSW2、负极端子DCN、断开状态的第4反向导通型半导体开关SW4的二极管DSW4、第2交流端子AC2流入感应性负载LD。
4)接下来，当使第1反向导通型半导体开关SW1和第4反向导通型半导体开关SW4处于接通状态、使第2反向导通型半导体开关SW2和第3反向导通型半导体开关SW3处于断开状态时，控制电路20处于图14D所示的“充电模式N”、图15的区间(d)的状态。在“充电模式N”的状态中，根据蓄积在感应性负载LD的电感成分内的磁能流动的电流由断开状态的第2反向导通型半导体开关SW2和第3反向导通型半导体开关SW3切断，结果对分流电容器CP进行充电，当对分流电容器CP进行充电时，与“充电模式P”的状态反极性地进行充电。并且，由感应性负载LD的电阻成分R所消耗的能量、和由感应性负载LD的电磁感应所消耗的能量通过由供给电流对分流电容器CP进行充电而被补充。
5)然后，通过分流电容器CP和感应性负载LD的电感成分L的谐振，处于图14E所示的“放电模式N”、图15的区间(e)的状态。在“放电模式N”的状态中，通过分流电容器CP和感应性负载LD的电感成分L的谐振，蓄积在分流电容器CP内的电荷成为谐振电流而被放电到感应性负载LD。并且，由感应性负载LD的电阻成分R所消耗的能量、和由感应性负载LD的电磁感应所消耗的能量通过由供给电流继续流动而被补充。针对谐振电流，从分流电容器CP流出的电流流入感应性负载LD，回到分流电容器CP。当蓄积在分流电容器CP内的电荷没有被放电时，分流电容器CP的两端电压为大致零[V]，谐振电流不流入分流电容器CP。
6)于是，处于图14F所示的“并联导通模式N”、图15的区间(f)的状态。在“并联导通模式N”的状态中，谐振电流按图14F的表示电流的箭头流动。并且，由感应性负载LD的电阻成分R所消耗的能量、和由感应性负载LD的电磁感应所消耗的能量通过由供给电流继续流动而被补充。从感应性负载LD流出的谐振电流在第1个路径和第2个路径的各方上流动，该第1个路径是通过第2交流端子AC2、断开状态的第3反向导通型半导体开关SW3的二极管DSW3、正极端子DCP、接通状态的第1反向导通型半导体开关SW1的自消弧元件SSW1、第1交流端子AC1流入感应性负载LD，第2个路径是通过第2交流端子AC2、接通状态的第4反向导通型半导体开关SW4的自消弧元件SSW4、负极端子DCN、断开状态的第2反向导通型半导体开关SW2的二极管DSW2、第1交流端子AC1流入感应性负载LD。
7)接下来，当使第2反向导通型半导体开关SW2和第3反向导通型半导体开关SW3处于接通状态、使第1反向导通型半导体开关SW1和第4反向导通型半导体开关SW4处于断开状态时，控制电路20再次处于图14A所示的“充电模式P”、图15的区间(a)的状态。
电力逆转换装置1B在稳定状态下，重复上述动作，可将交流电提供给感应性负载LD。
分流电容器CP有必要是可在交流电路中使用的无极性电容器。并且，将发送到感应性负载LD的交流电的频率的最大值设为fmax，将分流电容器CP的静电电容设为(CP)，将感应性负载LD的电感成分L的电感设为(L)，则它们必须满足下式(3)。
f max ≤ 1 / ( 2 · π · ( L · CP ) ) . . . ( 3 )
假定不满足上述式(3)，则分流电容器CP和感应性负载LD的电感成分L的谐振周期“1/fres”大于开关周期“1/fsw”，趁着蓄积在分流电容器CP内的电荷没有消失，通过开关动作切换反向导通型半导体开关SW1至SW4的接通/断开状态。此时，通过开关动作，分流电容器CP发生短路，反向导通型半导体开关SW1至SW4很有可能引起短路破坏。因此，必须满足上式(3)。也就是说，控制电路20有必要以由分流电容器CP的静电电容(CP)和感应性负载LD的电感成分L决定的谐振频率fres以下的开关频率fsw，控制反向导通型半导体开关SW1至SW4的接通/断开状态。
图15(1)至(5)示出图13所示的电力逆转换装置1B的各部的电压波形或者电流波形。这些波形是当以下时的波形：将分流电容器CP的静电电容设定为200μF，将感应性负载LD的电感成分L的电感设定为10.5μH，将感应性负载LD的电阻成分R的电阻值设定为0.04Ω，将直流电抗器Ldc的电感设定为1mH，将直流电压源2的输出电压设定为1000V，将控制电路20的开关频率设定为3000Hz。
图15(1)示出施加给感应性负载LD的电压Vload，即输出电压。并且，图15(2)示出流入感应性负载LD的电流Iload，即输出电流。图15(3)示出流入反向导通型半导体开关SW2的电流Isw2，图15(4)示出流入分流电容器CP的电流Icp。
如图15(1)所示，施加给感应性负载LD的电压Vload，通过分流电容器CP和感应性负载LD内包含的电感成分L的谐振和开关动作，产生正负交替的脉冲电压。并且，如图15(2)所示，流入感应性负载LD的电流Iload由于电感成分L而产生相位比输出电压Vload滞后的交流电流。而且，如图15(3)和(4)所示，流入反向导通型半导体开关SW2的电流较小，在大电流流动期间，限定于并联导通模式P和并联导通模式N。这是因为，由于谐振电流在感应性负载LD和分流电容器CP之间循环，因而流入反向导通型半导体开关的电流的大部分仅为供给电流。
通过将图15(3)和图4(3)进行比较可知，在本发明涉及的第2实施方式的电力逆转换装置1B的充电模式P和充电模式N、放电模式P和放电模式N中，流入各反向导通型半导体开关的电流远小于在专利文献1公开的电力逆转换装置的这些模式中流入各反向导通型半导体开关的电流。另一方面，在本发明涉及的第2实施方式的电力逆转换装置1B的并联导通模式P和并联导通模式N中的电流不小。这是因为，在本发明涉及的第2实施方式的电力逆转换装置1B中，分流电容器CP和感应性负载LD的电感成分L谐振，蓄积在分流电容器CP内的电荷按开关动作的每半周期放电，分流电容器CP的两端电压为大致零[V]。这是因为，在分流电容器CP的蓄积电荷没有变动的情况下(即，在并联导通模式P和并联导通模式N的状态中)，电流不流入分流电容器CP。
以上，根据本发明涉及的第2实施方式中所说明的负载并联电容器方式的电力逆转换装置1B，电力逆转换装置1B不使用谐振电容器CM，仅使用分流电容器CP，通过使分流电容器CP与感应性负载LD并联连接，可在分流电容器CP进行充放电的期间，不使谐振电流的大部分通过反向导通型半导体开关SW1至SW4。
[实施方式3]
图6是示出本发明涉及的第3实施方式的电力转换装置1C(以下称为振动抑制电路的追加形式)的结构的电路框图。另外，在本发明涉及的第3实施方式的电力转换装置1C中，对与本发明涉及的第1实施方式的电力逆转换装置1A相同的构成要素、部件、处理赋予相同的标号，适当省略重复说明。
本实施方式涉及的电力逆转换装置1C是这样的形态：在本发明涉及的第1实施方式的电力逆转换装置1A中，连接了抑制寄生振动发生的振动抑制电路。更详细地说，本实施方式涉及的电力逆转换装置1C是这样的电力逆转换装置：在本发明涉及的第1实施方式的电力逆转换装置1A中，在全桥电路10的第2交流端子AC2和感应性负载LD之间串联插入了振动抑制电路13。
在本发明涉及的第1实施方式的电力逆转换装置1A中，为了使谐振电容器CM和分流电容器CP作为合成电容器C与感应性负载LD的电感成分L以目标频率进行谐振，需要减轻谐振电容器CM和分流电容器CP之间的寄生电感的影响。寄生电感引起与各个电容器的以不同于目标频率的频率的谐振。当在以别的频率发生了谐振(以下称为寄生振动)的状态下进行了反向导通型半导体开关的开关动作时，很有可能产生不能实现软开关动作等的不利。
图8(1)至(4)示出在本发明涉及的第1实施方式的电力逆转换装置1A内存在寄生电感的情况下的各部的电压波形或者电流波形。更详细地说，图8(1)示出施加给感应性负载LD的电压Vload，图8(2)示出流入感应性负载LD的电流Iload，图8(3)示出流入反向导通型半导体开关SW2的电流Isw2，图8(4)示出流入谐振电容器CM的电流Icm。如图8(1)、(3)、(4)所示，在反向导通型半导体开关SW2的开关动作时产生浪涌电压和浪涌电流。当浪涌电压和浪涌电流超过反向导通型半导体开关、和各自的电容器的额定值时，很有可能成为反向导通型半导体开关、和各自的电容器受到破坏、或者寿命极端缩短等的原因。
大多通过缩短谐振电容器CM和分流电容器CP的物理距离、或者使用母线等的寄生电感少的材料连接布线，可避免大部分的寄生振动。然而，例如在电力逆转换装置1A的制造后的状态中，即使不发生寄生振动，由于老化等，在电力逆转换装置1A开始使用后，也很有可能随着时间经过而发生寄生振动。因此，期望的是，追加振动抑制电路13来进行事先应对，使得在反向导通型半导体开关的开关动作时寄生振动充分衰减。
图5示出振动抑制电路13的一例，图6示出在本发明涉及的第1实施方式的电力逆转换装置1A内存在寄生电感的情况下应用振动抑制电路13的结构例。更详细地说，图5所示的振动抑制电路13是将电感器DL和电阻DR并联连接的振动抑制电路。在图6中，分流电容器CP的附近，在全桥电路10的第2交流端子AC2和感应性负载LD之间串联插入振动抑制电路13。
并且，根据需要，可以通过将1个以上的振动抑制电路13插入在谐振电容器CM和分流电容器CP之间来使寄生振动衰减。而且，振动抑制电路13可以在谐振电容器CM的附近，串联插入谐振电容器CM。
振动抑制电路13使寄生振动电流流入电阻DR来使其衰减，要流入感应性负载LD的电流有必要流入电感器DL而不进行衰减。构成振动抑制电路13的电阻DR的电阻值和电感器DL的电感(DL)可按以下求出。
当设寄生振动的振动频率为fstray时，电感器DL的电感的绝对值为2·π·fstray·(DL)。当设振动抑制电路13的电阻DR的阻抗为(DR)时，振动抑制电路13的应满足的条件由下式(4)和(5)表示。
2·π·fstray·(DL)＞＞(DR)  ...(4)
2·π·fmax·(DL)＜＜(DR)      ...(5)
在不满足上述的式(4)的情况下，寄生振动电流的大部分流入电感器DL，寄生振动不衰减而继续寄生振动，引起不需要的寄生振动。并且，在不满足上述的式(5)的情况下，应发送到感应性负载LD的目标频率的功率在电阻DR衰减。因此，将振动抑制电路13的电感器DL的电感(DL)和电阻DR的电阻值决定成使上述的式(4)和式(5)的双方成立。
图7(1)至(4)示出在本发明涉及的第1实施方式的电力逆转换装置1A中存在寄生电感的情况下根据上述方法插入了振动抑制电路13时的各部的电压波形或者电流波形。更详细地说，图7(1)示出施加给感应性负载LD的电压Vload，图7(2)示出流入感应性负载LD的电流Iload，图7(3)示出流入反向导通型半导体开关SW2的电流Isw2，图7(4)示出流入谐振电容器CM的电流Icm。将图7(1)至(4)、图8(1)至(4)进行比较可知，通过插入振动抑制电路13，浪涌电压和浪涌电流被抑制，在反向导通型半导体开关SW2的开关动作时，寄生振动被衰减。
可以自动设定构成振动抑制电路13的电感器DL的电感(DL)和电阻DR的阻抗(DR)，以使寄生振动衰减。例如，如图9所示，振动抑制电路13的电感器DL的电感(DL)和电阻DR的阻抗(DR)构成为可从控制电路20变更。并且，在感应性负载LD内设置有检测负载电流Iload的电流计IPload，电压计Vsw1至Vsw4与反向导通型半导体开关SW1至SW4连接。
控制电路20具有处理器等，输入电流计IPload的测定值Iload、以及各电压计的测定值Vsw1至Vsw4，例如周期性监视寄生振动有无发生。控制电路20当检测出寄生振动时，利用FFT(Fast Fourier Transform，快速傅里叶转换)等，分析其频率，通过运算处理等，求出电感器DL的电感(DL)和电阻DR的阻抗(DR)，并进行自动设定，以使寄生振动衰减。根据上述的结构，即使在由于老化等而发生寄生振动的情况下，也能自动使寄生振动衰减。
另外，在本发明涉及的第3实施方式的电力转换装置1C中，说明了在本发明涉及的第1实施方式的电力逆转换装置1A中连接了寄生振动抑制电路13的方式，然而可以采用在本发明涉及的第2实施方式的电力逆转换装置1B中连接寄生振动抑制电路13的形态，可获得与上述相同的功能和效果。
另外，本发明不限定于上述实施方式，能进行各种变型和应用。
例如，在反向导通型半导体开关中，作为构成反向导通型半导体开关的自消弧元件，可使用晶体管、或者场效应晶体管(FET)、绝缘栅双极型晶体管(IGBT)、电子注入增强栅晶体管(IEGT)、门极可关断晶闸管(GTO晶闸管)、或者门极换流型晶闸管(GCT晶闸管)。
并且，反向导通型半导体开关是不具有反向阻止能力，即能进行反向导通的半导体开关，可以是将自消弧元件和具有整流作用的元件并联连接成使它们的正向为反向的电路、或者与该电路等效的半导体元件。将来，即使在开发出具有与反向导通型半导体开关等效的功能的新的电路和元件的情况下，也能容易用于本发明涉及的电力逆转换装置。
并且，在自消弧元件是场效应晶体管(FET)的情况下，或者在反向导通型半导体开关是内置有寄生二极管的金属氧化膜半导体场效应晶体管(MOSFET)的情况下，控制电路在具有整流作用的元件的导通时，通过进行控制以使自消弧元件处于接通状态而成为同步整流方式，可减少具有整流作用的元件的导通时的导通损失。
并且，如图16(1)至(5)所示，直流电流源3能进行各种构成。图16(1)和(2)是示出对直流电压源2进行直流电流源化的方法的图。更详细地说，图16(1)是使直流电抗器Ldc与直流电压源2的正极端子串联连接的图。图16(2)是使直流电抗器Ldc与直流电压源2的负极端子串联连接的图。
图16(3)和图16(4)是示出对交流电源4进行直流电流源化的方法的图。更详细地说，图16(3)是使直流电抗器Ldc与交流电源4、整流电路RB和整流电路RB的直流端子连接的图。图16(4)是由交流电源4、整流电路RB、以及连接在交流电源4和整流电路RB的交流端子之间的交流电抗器Lac构成的图。
图16(5)是示出调整提供给感应性负载LD的交流电的功率量的方法的图。更详细地说，图16(5)由以下构成：交流电源4，一端与交流电源4连接的晶闸管交流功率调整装置Th、一次侧与晶闸管交流功率调整装置Th的另一端连接的高阻抗变压器HITr、以及交流端子与高阻抗变压器HITr的二次侧连接的整流电路RB。控制电路20可将控制信号发送到晶闸管交流功率调整装置Th，调整提供给感应性负载的交流电的功率量。
上述的数值、电路结构、动作、处理是例示，不被限定。并且，无需具有上述实施方式记载的全部结构，只要能达到预期的目的，就可以是一部分的结构的组合。
本申请基于在2008年10月27日提交的PCT/JP2008/069484和在2009年3月15日提交的US61/160,315。将PCT/JP2008/069484和US61/160,315的说明书、权利要求书和附图整体作为参照引用在本说明书中。
标号说明
1A、1B、1C、1D：电力逆转换装置；2：直流电压源；3：直流电流源；4：交流电源；10：全桥电路；13：振动抑制电路；20：控制电路；20a：外部接口；Lac：交流电抗器；Ldc：直流电抗器；CM：谐振电容器；CP：分流电容器；SW1、SW2、SW3、SW4：反向导通型半导体开关；SSW1、SSW2、SSW3、SSW4：自消弧元件；GSW1、GSW2、GSW3、GSW4：自消弧元件的栅极；DSW1、DSW2、DSW3、DSW4：二极管；SG1、SG2、SG3、SG4：控制信号；LD：感应性负载；L：感应性负载的电感成分；R：感应性负载的电阻成分；DCP：正极端子；DCN：负极端子；AC1：第1交流端子；AC2：第2交流端子；DL：电感器；DR：电阻；RB：整流电路；Th：晶闸管交流功率调整装置；HITr：高阻抗变压器；Vsw1、Vsw2、Vsw3、Vsw4：电压计；IPload：电流计。

Claims (14)

1.一种电力逆转换装置，其特征在于，将如下的电路或者与该电路等效的半导体元件作为反向导通型半导体开关，该电路如下：将元件的导通状态和阻止状态根据从外部提供的信号而被切换的自消弧元件和具有整流作用的元件并联连接成使它们的正向的朝向相反，
该电力逆转换装置具有：
全桥电路，其具有：第1反向导通型半导体开关；正极与该第1反向导通型半导体开关的负极连接的第2反向导通型半导体开关；正极与所述第1反向导通型半导体开关的正极连接的第3反向导通型半导体开关；正极与该第3反向导通型半导体开关的负极连接、且负极与所述第2反向导通型半导体开关的负极连接的第4反向导通型半导体开关；和所述第1反向导通型半导体开关与所述第2反向导通型半导体开关之间的连接点连接的第1交流输出端子；和所述第3反向导通型半导体开关与所述第4反向导通型半导体开关之间的连接点连接的第2交流输出端子；与所述第1反向导通型半导体开关和所述第3反向导通型半导体开关的正极连接的正极端子；以及与所述第2反向导通型半导体开关的负极和所述第4反向导通型半导体开关的负极连接的负极端子；
第1电容器，其连接在所述第1交流输出端子与所述第2交流输出端子之间；以及
控制电路，
在所述正极端子与所述负极端子之间连接直流电流源，
在所述第1交流输出端子与所述第2交流输出端子之间连接感应性负载，
所述控制电路是如下地控制各所述反向导通型半导体开关的接通/断开状态的：
当所述第1反向导通型半导体开关和所述第4反向导通型半导体开关处于接通状态时，使所述第2反向导通型半导体开关和所述第3反向导通型半导体开关处于断开状态，
当所述第1反向导通型半导体开关和所述第4反向导通型半导体开关处于断开状态时，使所述第2反向导通型半导体开关和所述第3反向导通型半导体开关处于接通状态，
所述控制电路还按照由所述第1电容器的静电电容和所述感应性负载的电感决定的谐振频率以下的开关频率控制所述各反向导通型半导体开关的接通/断开状态。
2.根据权利要求1所述的电力逆转换装置，其特征在于，该电力逆转换装置还具有第2电容器，该第2电容器连接在所述全桥电路的所述正极端子与所述负极端子之间，
所述控制电路按照由所述第1电容器的静电电容与所述第2电容器的静电电容的合成电容和所述感应性负载的电感决定的谐振频率以下的开关频率控制所述各反向导通型半导体开关的接通/断开状态。
3.根据权利要求2所述的电力逆转换装置，其特征在于，所述第1电容器的静电电容大于所述第2电容器的静电电容。
4.根据权利要求2所述的电力逆转换装置，其特征在于，所述第1电容器由无极性电容器构成，所述第2电容器由有极性电容器构成。
5.根据权利要求1所述的电力逆转换装置，其特征在于，所述自消弧元件是晶体管、或者场效应晶体管(FET)、绝缘栅双极型晶体管(IGBT)、电子注入增强栅晶体管(IEGT)、门极可关断晶闸管(GTO晶闸管)、或者门极换流型晶闸管(GCT晶闸管)。
6.根据权利要求1所述的电力逆转换装置，其特征在于，所述反向导通型半导体开关是内置有寄生二极管的金属氧化膜半导体场效应晶体管(MOSFET)。
7.根据权利要求1所述的电力逆转换装置，其特征在于，在所述自消弧元件是所述场效应晶体管(FET)的情况下，或者在所述反向导通型半导体开关是所述内置有寄生二极管的金属氧化膜半导体场效应晶体管(MOSFET)的情况下，所述控制电路进行如下控制：在所述具有整流作用的元件导通时，使所述自消弧元件处于导通状态。
8.根据权利要求1所述的电力逆转换装置，其特征在于，所述直流电流源由直流电压源和与所述直流电压源连接的直流电抗器构成。
9.根据权利要求1所述的电力逆转换装置，其特征在于，所述直流电流源由交流电源、整流电路以及连接在所述交流电源和所述整流电路的交流端子间的交流电抗器构成。
10.根据权利要求1所述的电力逆转换装置，其特征在于，所述直流电流源由以下部分构成：所述交流电源；一端与所述交流电源连接的晶闸管交流功率调整装置；一次侧与所述晶闸管交流功率调整装置的另一端连接的高阻抗变压器；以及交流端子与所述高阻抗变压器的二次侧连接的所述整流电路，所述控制电路将控制信号发送给所述晶闸管交流功率调整装置，调整提供给所述感应性负载的所述交流电的功率量。
11.根据权利要求1所述的电力逆转换装置，其特征在于，该电力逆转换装置连接有1个以上的寄生振动抑制电路。
12.根据权利要求1所述的电力逆转换装置，其特征在于，将所述感应性负载作为用于从二次侧绕组端子间取出与一次侧绕组端子间绝缘的交流电的电流互感器，在一次侧绕组端子上连接了谐振电抗器。
13.根据权利要求1所述的电力逆转换装置，其特征在于，所述感应性负载由交流电动机构成，该电力逆转换装置作为进行交流电动机的控制的交流电动机控制系统进行工作。
14.根据权利要求1所述的电力逆转换装置，其特征在于，所述感应性负载由用于通过电磁感应对被加热物进行加热的感应加热线圈构成，该电力逆转换装置作为进行所述被加热物的感应加热控制的感应加热系统进行工作。
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