JP2001016857A

JP2001016857A - 電力変換装置

Info

Publication number: JP2001016857A
Application number: JP11370509A
Authority: JP
Inventors: Shinichi Takase; 真一高瀬; Yaku Yo; 躍楊
Original assignee: Neturen Co Ltd
Current assignee: Neturen Co Ltd
Priority date: 1999-04-30
Filing date: 1999-12-27
Publication date: 2001-01-19
Anticipated expiration: 2019-12-27
Also published as: JP3737008B2

Abstract

(57)【要約】【課題】交流電源側の電流に含まれる高調波成分が確実
に低減されるようになる電力変換装置の提供。【解決手段】誘導加熱用電流型インバータ3Aに直流電力
を供給する整流回路10Bの電力制御素子として、高速で
スイッチング動作を行う自己消弧素子９を採用する。こ
れにより、負荷７のインダクタンスの減少に対し、出力
周波数が上昇するとともに、負荷７に流れる電流が大き
くなっても、自己消弧素子９が迅速に動作し、負荷７へ
の電流が迅速に抑制され、サージ電圧が大きくならず、
交流電源2A側の電流に含まれる高調波成分が増えること
がないうえ、負荷７の状態に応じた適切な電流が当該負
荷７に供給されるようになる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、負荷としての誘導
加熱用の電流型インバータ回路に直流電力を供給するた
めに、交流電力を直流電力に変換する電力変換装置に関
する。

【０００２】

【背景技術】従来より、工作機械の刃等の炭素鋼を焼き
入れする等のために、誘導加熱を行う場合には、交流電
力を出力するとともに、負荷に応じて、その出力周波数
が調節可能となったインバータ装置が利用されている。
インバータ装置は、電力会社が供給する交流電力を利用
するために、交流電力を直流電力に変換する整流装置を
備えたものが一般的である。インバータ装置に設けられ
る整流装置には、サイリスタ等の電力制御素子で形成さ
れたブリッジ回路と、ブリッジ回路で整流した脈動分を
含む直流電力を平滑する直流リアクトルと、ブリッジ回
路の電力制御素子を点弧制御する制御回路が設けられて
いる。

【０００３】このような整流装置では、特公平８−２２
１４５号公報に示されるように、ブリッジ回路の電力制
御素子を点弧制御するにあたり、ブリッジ回路から出力
される直流パルス電圧の幅を、出力すべき電力に応じて
調節するパルス幅制御が採用できる。このパルス幅制御
では、ブリッジ回路で整流した電流が直流リアクトルを
介して負荷に供給される整流モードと、ブリッジ回路お
よび負荷が閉回路を形成し、この閉回路に直流リアクト
ルの誘導電流が循環する閉回路モードとが交互に繰り返
されるように、電力制御素子がスイッチングされる。こ
のように整流装置の電力制御素子をパルス幅制御すれ
ば、低次の高調波が取り除かれるうえ、直流電圧制御の
深さにかかわらず力率がほぼ１となり、力率の改善が図
れるようになる。ここで、ブリッジ回路の交流入力部分
に、電力制御素子のスイッチング動作により発生する過
電圧を吸収するコンデンサを設ければ、整流装置で発生
する高調波の交流電源側への逆流がコンデンサに抑制さ
れ、交流電源側の電流に含まれる高調波成分が低減され
るようになる。そのうえ、パルス幅制御により、低次の
高調波が抑制され、前述のコンデンサは、高次の高調波
を吸収すればよいこととなるので、その静電容量が小さ
くなり、整流装置全体の小型化が図れる。

【０００４】一方、誘導加熱に用いられる電流型インバ
ータ装置としては、図８に示されるように、三相交流電
力をサイリスタ51および直流リアクトル52で直流電力に
変換する整流回路50と、この整流回路50からの直流電圧
を交流電力に変換するインバータ回路３と、このインバ
ータ回路３から出力される交流電力の周波数を負荷７の
共振周波数となるように制御する位相同期ループ回路
（以下、「ＰＬＬ回路」と略す。）40とを備えたインバ
ータ装置60が利用されている。

【０００５】ここで、インバータ回路３には、ブリッジ
状に接続された高速スイッチング素子である電力制御用
のＭＯＳＦＥＴ31が設けられている。各ＭＯＳＦＥＴ31
には、当該ＭＯＳＦＥＴ31をサージ電圧から保護するブ
ロッキングダイオード32が直列に接続されている。ま
た、インバータ回路３には、誘導加熱炉等の誘導性の負
荷７が接続されている。この負荷７は、その等価回路が
インダクタンスＬおよびキャパシティＣから構成されて
いると考えられる。この負荷７への電流I1および電圧V1
を検出するために、変流器33および変圧器34が設けられ
ている。ＰＬＬ回路40には、負荷７への電流I1および電
圧V1の位相差を検出する位相比較回路41と、位相比較回
路41が検出した位相差に応じて、予め設定された周波数
設定値を加減するアナログ加減算器42と、このアナログ
加減算器42が出力する電圧に応じた周波数の信号を出力
する電圧制御発振器43と、電圧制御発振器43の出力する
信号の周波数に応じて、インバータ回路３の各ＭＯＳＦ
ＥＴ31が有するゲートＡ〜Ｄへ信号を順次送出するゲー
ト信号制御回路44とが設けられている。

【０００６】このようなインバータ装置60によれば、高
周波と見なせる高い周波数の交流電力が発生可能とな
り、鋼材等の高周波焼き入れに利用可能となる。そのう
え、負荷７への電流I1および電圧V1の位相差がなくなる
ように出力の周波数が制御されるので、出力電力の周波
数がインダクタンスＬおよびキャパシティＣからなる負
荷７の共振周波数と一致し、負荷７を効率よく運転させ
ることが可能となる。また、誘導加熱処理が進むにつれ
て加熱条件が変更される等により、負荷７のインピーダ
ンス、例えば、インダクタンスが減少すると、電流が進
み、負荷７の共振周波数は、変動して、インバータ回路
３の出力周波数より高い周波数へ移行するが、インバー
タ回路３の出力周波数も、ＰＬＬ回路40の動作により、
負荷７の共振周波数となるように調節され、効率的な運
転の維持が図られる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】このようなインバータ
装置では、負荷のインダクタンスが減少すると、共振周
波数が変動するだけでなく、負荷に流れる電流も大きく
なるので、負荷への電流を抑制する必要があるが、整流
回路の電力制御素子は、一度導通すると、電圧が逆方向
に反転するまで、電流を阻止することができないサイリ
スタであるので、電流抑制が遅れてしまう。しかも、負
荷のインダクタンスが減少すると、出力周波数をより高
い周波数に移行させるので、周波数が高くなる分さらに
迅速に出力電流を抑制する必要があるにもかかわらず、
出力電流の抑制が遅れるので、サージ電圧が大きくな
り、交流電源側へ戻る高調波成分が増えるという問題が
ある。また、整流装置をパルス幅制御するにあたり、電
力制御素子を高速でスイッチングさせるパルス状のキャ
リア波を用いているので、このキャリア波の高周波成分
が電源側に誘導されると、前述のコンデンサでは、キャ
リア波の高周波成分を吸収できず、当該高周波成分が交
流電源側に漏れ、交流電源側の電流に含まれる高調波成
分が低減されないという問題がある。さらに、交流電源
が三相交流とされ、かつ、構内送電線として三相４線式
が採用される場合がある。この場合、整流装置の入力側
の結線も三相４線式となり、この三相４線式における接
地線と各相との間に、整流装置や逆変換装置が発生する
高周波成分が誘導されると、この高周波成分は、前述の
コンデンサに吸収されず、交流電源側に漏れ、この点か
らも、交流電源側の電流に含まれる高調波成分が低減で
きないという問題がある。

【０００８】本発明の目的は、交流電源側の電流に含ま
れる高調波成分が確実に低減されるようになる電力変換
装置を提供することにある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明は、誘導加熱用の
高周波電力を発生する電流型インバータに直流電力を供
給するために、交流電源からの電力を電力制御素子で整
流するブリッジ方式の整流回路と、この整流回路から出
力されるパルス状に断続する電流を平滑して直流電流に
する直流リアクトルと、出力すべき電力に応じて前記電
力制御素子の導通時間を制御するパルス幅制御回路とを
備えた電力変換装置であって、前記整流回路の前記電力
制御素子が高速でスイッチング動作を行うことのできる
自己消弧素子であることを特徴とする。このような本発
明では、負荷のインダクタンスの減少に対し、出力周波
数が上昇するとともに、負荷に流れる電流が大きくなっ
ても、整流回路の自己消弧素子が迅速に動作するので、
負荷への電流が迅速に抑制されるようになる。このた
め、負荷のインダクタンスが減少し、出力周波数がより
高い周波数に変更されても、出力電流の抑制が迅速に行
われ、サージ電圧が大きくならず、交流電源側の電流に
含まれる高調波成分が増えることがないうえ、整流回路
の自己消弧素子の高速スイッチングにより、負荷の状態
に応じた適切な電流が当該負荷に供給されるようにな
る。

【００１０】以上において、前記整流回路の交流入力部
分には、前記自己消弧素子のスイッチング動作の際に発
生する過電圧を吸収するコンデンサと、前記自己消弧素
子の前記スイッチング動作の際に発生する高周波電流の
交流電源側への逆流を阻止する交流リアクトルとが接続
されていることが好ましい。このようにすれば、整流回
路の交流入力部分に設けたコンデンサが、自己消弧素子
のスイッチング動作により発生する過電圧を吸収するの
で、モード切替時等のスイッチング動作時に発生する高
調波の交流電源側への逆流が抑制されるようになる。ま
た、整流回路の交流入力部分に設けた交流リアクトル
が、コンデンサを通過して交流電源側へ逆流しようとす
るキャリア波の高周波成分（電流）を阻止するので、整
流回路が自己消弧素子をスイッチングさせるキャリア波
を発生させても、当該キャリア波の高周波成分が交流電
源側に漏れることはない。これらにより、自己消弧素子
のスイッチング動作により発生する雑音としての高調
波、および、スイッチング動作に必要な制御信号である
キャリア波に含まれる高周波成分の両方が交流電源側へ
逆流せず、交流電源側の電流に含まれる高調波成分が確
実に低減されるようになる。そのうえ、パルス幅制御に
より、低次の高調波が抑制されるので、前述のコンデン
サは、高次の高調波を吸収できればよく、その静電容量
は小さく、また、前述の交流リアクトルは、キャリア波
の高周波成分が比較的高い周波数を有しているので、そ
のインダクタンスは小さい。このため、コンデンサおよ
び交流リアクトルを設けても、電力変換装置全体の小型
化が阻害されることはない。

【００１１】また、前記交流電源からの前記交流電力
は、三相交流電力とされ、前記整流回路の入力側の各相
の間には、前記コンデンサがそれぞれ接続され、前記整
流回路の入力側の各相は、それぞれ前記交流リアクトル
を介して前記交流電源の各相と接続されていることをが
望ましい。このようにすれば、スイッチング動作時に発
生する高調波（過電圧）が交流電源側に逆流しようとし
ても、当該高調波をコンデンサが吸収し、かつ、スイッ
チング動作のための制御信号であるキャリア波の高周波
成分が交流電源側に逆流しようとしても、交流リアクト
ルがその逆流を阻止するので、これらの高調波（過電
圧）や高周波成分が交流電源側に漏れることはない。こ
の際、交流電源が三相交流とされ、かつ、構内送電線と
して三相４線式が採用されたために、整流回路の入力側
の結線も三相４線式とされ、この三相４線式における接
地線と各相との間に、整流回路や逆変換装置が発生する
高周波成分が誘導される可能性があっても、誘導される
高周波成分は、交流リアクトルに阻まれて、交流電源側
に逆流しないので、この点からも、交流電源側の電流に
含まれる高調波成分が低減される。

【００１２】さらに、自己消弧素子は、IGBT(Insulated
Gate Bipolar mode Transistor)、MOSFET(MOS型電界効
果トランジスタ）およびGTO(Gate Turn Off Thyristor)
のいずれかの高速スイッチング素子であることが望まし
く、特に、IGBTとするのが好ましい。このような高速ス
イッチング素子で整流回路を形成すれば、負荷へ出力す
べき電力に応じて自己消弧素子の導通時間を細かく調節
することができ、きめの細かいパルス幅制御回路が可能
となる。これにより、負荷にとって常に最適な電力量が
当該負荷に供給されるようになる。特に、IGBTを採用す
れば、高速でスイッチング動作が行えるうえ、導通状態
におけるコレクタおよびエミッタ間の直流抵抗が小さ
く、整流回路、ひいては、インバータ装置全体の効率が
良好なものとなる。

【００１３】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づいて説明する。なお、以下の説明では、既に説明
した素子、回路および装置と同じものには同一符号を付
し、その説明を省略若しくは簡略にする。図１には、本
発明の第１実施形態に係る電力変換装置１が示されてい
る。この電力変換装置１は、単相交流電源２から供給さ
れる交流電力を直流電力に変換するものである。電力変
換装置１の出力は、直流電力を交流電力に変換するイン
バータ装置３に接続されている。これにより、電力変換
装置１が変換した直流電力は、インバータ装置３で誘導
加熱に必要な高周波電力に変換されるようになってい
る。ここで、インバータ装置３は、誘導加熱に用いられ
る電流型インバータであり、前述したインバータ回路３
と同じものである。このインバータ装置３には、前述し
たＰＬＬ回路40（図示略）が設けられており、インバー
タ装置３から負荷７（図示略）へは、負荷７の共振周波
数とされた高周波電力が供給されるようになっている。

【００１４】電力変換装置１には、主要素子として複数
の自己消弧素子４を有し、これらの自己消弧素子４で交
流電力を整流するブリッジ方式の整流回路10と、この整
流回路10から出力されるとともに、パルス状に断続する
電流を平滑して直流電流にする直流リアクトル20と、出
力すべき電力に応じて自己消弧素子４の導通時間を制御
するパルス幅制御回路30とが設けられている。また、整
流回路10の交流入力部分には、自己消弧素子４のスイッ
チング動作の際に発生する過電圧を吸収するコンデンサ
５と、自己消弧素子４のスイッチング動作の際に発生す
る高周波電流の交流電源側への逆流を阻止する交流リア
クトル６とが接続されている。ここで、整流回路10の自
己消弧素子４としては、高速スイッチング素子である電
力制御用のＭＯＳＦＥＴが採用されている。これらの自
己消弧素子４の各々には、当該自己消弧素子４を過大な
逆電圧から保護するためのダイオード８が直列に接続さ
れている。

【００１５】直流リアクトル20は、二つの直流リアクト
ル21，22を備えたものである。直流リアクトル21は、整
流回路10の陽極出力側に接続され、直流リアクトル22
は、整流回路10の陰極出力側に接続され、これらの直流
リアクトル21，22は、磁気的に相互に結合されている。
これにより、直流リアクトル21，22には、相手方に流れ
る直流電流の時間的な変化の大きさに応じた逆起電力が
生じ、整流回路10側で発生する脈動や、インバータ装置
３側の負荷変動があっても、インバータ装置３に供給さ
れる電流が大きく変動しないようになっている。

【００１６】パルス幅制御回路30は、自己消弧素子４を
断続的に点弧するとともに、整流回路10から出力される
直流パルス電圧の幅を、出力すべき電力に応じて調節す
るパルス幅制御を行うものである。パルス幅制御回路30
のパルス幅制御は、入力される交流電圧ｅと、整流回路
10から出力される直流電圧Ｖとを検出・監視し、インバ
ータ装置３への直流電圧が一定の値となるように、整流
回路10から出力される直流パルス電圧Ｖの幅を拡張する
方式のものである。これにより、インバータ装置３の消
費電力が増大したために、電力変換装置１の出力電流Ｉ
が増え、その内部抵抗による電圧降下が大きくなり、イ
ンバータ装置３への出力電圧が低下しようとすると、直
流パルス電圧Ｖの幅が拡張され、当該出力電圧の低下が
抑制され、インバータ装置３へ供給される電力が増大す
るようになっている。

【００１７】このパルス幅制御には、後述する整流モー
ドと閉回路モードと設定されてる。パルス幅制御回路30
は、整流モードおよび閉回路モードが交互に繰り返され
るように、自己消弧素子４のゲートに与えるパルス状の
制御信号であるキャリア波を発生し、このキャリア波で
自己消弧素子４を適宜点弧するようになっている。整流
モードは、整流回路10で整流した電流を負荷に供給する
モードである。すなわち、整流モードでは、正の半波の
入力交流電圧に対して、図２（Ａ）に示されるように、
整流回路10の自己消弧素子4A，4Dが点弧され、整流回路
10で整流した電流が直流リアクトル20を介してインバー
タ装置３に供給されるようになっている。一方、負の半
波の入力交流電圧に対しては、図２（Ｃ）に示されるよ
うに、整流回路10の自己消弧素子4B，4Cが点弧され、整
流回路10で整流した電流が直流リアクトル20を介して負
荷に供給されるようになっている。

【００１８】閉回路モードは、整流回路10およびインバ
ータ装置３で閉回路を形成し、この閉回路に直流リアク
トル20の誘導電流が循環するモードである。すなわち、
閉回路モードでは、正の半波の入力交流電圧に対して、
図２（Ｂ）に示されるように、整流回路10の自己消弧素
子4A，4Bが点弧され、直流リアクトル20に蓄えられた電
力がインバータ装置３に供給されるようになっている。
一方、負の半波の入力交流電圧に対しては、図２（Ｄ）
に示されるように、整流回路10の自己消弧素子4C，4Dが
点弧され、直流リアクトル20に蓄えられた電力がインバ
ータ装置３に供給されるようになっている。このような
パルス幅制御により、低次の高調波が除去され、しか
も、直流電圧制御の深さにかかわらず力率がほぼ１とな
り、力率が改善される。

【００１９】次に、本実施形態の電力変換装置１の動作
について説明する。電力変換装置１に、図３（Ａ）に示
されるように、正弦波状に変化する単相の交流電圧ｅを
与える。すると、交流電圧ｅが正となる期間T1において
は、整流回路10の自己消弧素子4A，4Dが点弧されるとと
もに、自己消弧素子4B，4Cが消弧される整流モード（図
２（Ａ）参照）と、自己消弧素子4A，4Bが点弧されされ
るとともに、自己消弧素子4C，4Dが消弧されるる閉回路
モード（図２（Ｂ）参照）とが交互に繰り返される。こ
こで、直流パルス電圧Ｖは、直流パルス電圧Ｖの平均値
に応じて、自己消弧素子4A，4Dの点弧時間を調節するこ
とにより、図３（Ｂ）に示されるように、その幅W1〜W6
が制御される。なお、閉回路モードから整流モードへ移
行する際には、自己消弧素子4Bが消弧され、閉回路に流
れる電流が遮断され、直流リアクトル20に蓄積された電
磁エネルギーの作用により、大きな過電圧が瞬間的に発
生する。この過電圧は、整流回路10の入力側に設けられ
たコンデンサ５で吸収され、かつ、当該過電圧により発
生する高周波電流は、交流リアクトル６により、交流電
源２側へ逆流するのを阻止され、これらの過電圧および
高周波電流は、交流電源２には到達しない。

【００２０】一方、交流電圧ｅが負となる期間T2におい
ては、整流回路10の自己消弧素子4B，4Cが点弧されるさ
れるとともに、自己消弧素子4A，4Dが消弧される整流モ
ード（図２（Ｃ）参照）と、自己消弧素子4C，4Dが点弧
されるされるとともに、自己消弧素子4A，4Bが消弧され
る閉回路モード（図２（Ｄ）参照）とが交互に繰り返さ
れる。ここで、直流パルス電圧Ｖは、期間T1と同様に、
直流パルス電圧Ｖの平均値に応じて、自己消弧素子4A，
4Dの点弧時間を調節することにより、図３（Ｂ）に示さ
れるように、その幅W7〜W12 が制御される。このような
パルス幅制御により、インバータ装置３へは適度な大き
さの直流電流が流れ、インバータ装置３の作動に必要な
電力が常に供給される。なお、期間T2においても、閉回
路モードから整流モードへ移行する際には、自己消弧素
子4Dの消弧により、大きな過電圧が瞬間的に発生する
が、この過電圧は、コンデンサ５で吸収され、かつ、当
該過電圧による高周波電流は、交流リアクトル６により
交流電源２側への逆流が抑制され、これらの過電圧およ
び高周波電流は、殆ど交流電源２には到達しなくなる。

【００２１】前述のような本実施形態によれば、次のよ
うな効果が得られる。すなわち、整流回路10の交流入力
部分に、自己消弧素子４のスイッチング動作の際に発生
する過電圧を吸収するコンデンサ５と、自己消弧素子４
のスイッチング動作の際に発生する高周波電流の交流電
源２側への逆流を阻止する交流リアクトル６とを接続し
たので、自己消弧素子４のスイッチング動作により発生
する過電圧や高調波電流が交流電源２側へ殆ど漏れるこ
とがなく、交流電源２の電圧波形および電流波形をきれ
いな正弦波に維持することができる。

【００２２】また、高周波電流の交流電源２側への逆流
を交流リアクトル６で抑制するようにしたので、自己消
弧素子４をスイッチングさせるために、整流回路10のパ
ルス幅制御回路30が高調波成分を含むキャリア波を発生
させても、当該高周波成分が交流電源側に漏れることは
ないので、この点からも、交流電源２の電圧波形および
電流波形をきれいな正弦波に維持することができる。

【００２３】そのうえ、パルス幅制御を採用することに
より、低次の高調波を抑制するようにしたので、コンデ
ンサ５は、高次の高調波を吸収できればよく、その静電
容量を小さくでき、また、交流リアクトル６は、キャリ
ア波の高周波成分が比較的高い周波数を有しているの
で、そのインダクタンスを小さくできる。このため、コ
ンデンサ５および交流リアクトル６を設けても、電力変
換装置１全体が大型化することはなく、電力変換装置１
全体の小型化を図ることができる。

【００２４】また、誘導加熱を行うための高周波電力を
発生するインバータ装置３への電力を常に適切に調節す
るために、整流回路10側の自己消弧素子４の制御信号で
あるキャリア波の周波数が高く設定され、キャリア波の
高周波成分が交流電源側に漏れやすいものとなっていて
も、この高周波成分を交流リアクトル６で阻止するよう
にしたので、当該高周波成分が交流電源２側に漏れるこ
とがなく、電力変換装置１を、誘導加熱用の高周波電力
を発生するインバータ装置３に直流電力を供給するのに
最適なものとできる。

【００２５】さらに、整流回路10の電力制御素子を自己
消弧素子４としたので、負荷７のインダクタンスＬの減
少に対し、出力周波数が上昇するとともに、負荷７に流
れる電流が大きくなっても、整流回路10の自己消弧素子
４が迅速に動作するので、負荷７への電流が迅速に抑制
されるようになる。このため、負荷のインダクタンスが
減少し、出力周波数がより高い周波数に変更されても、
出力電流の抑制が迅速に行われ、サージ電圧が大きくな
らず、交流電源２側の電流に含まれる高調波成分が増え
ることがない。しかも、整流回路10の自己消弧素子４の
高速スイッチングにより、負荷７の状態に応じた適切な
電流を負荷７に供給することができる。

【００２６】また、負荷７の一部が短絡した等の負荷異
常時には、整流回路10の自己消弧素子４が瞬時に遮断状
態となるので、各素子が過負荷となる過負荷時間を大幅
に短縮することができる。さらに、サイリスタのような
遮断遅れ時間が解消されるので、インバータ装置３から
出力される出力電流の制御の応答性を良好なものとでき
るうえ、インバータ装置３の出力電流が絞られた場合で
も、交流電源２の出力電圧波形を細かく裁断するよう
に、自己消弧素子４が高速でスイッチング動作するの
で、オーバーシュートやアンダーシュート等のばらつき
が発生せず、安定した制御を行うことができる。

【００２７】さらに、自己消弧素子４として、高速スイ
ッチング素子である電力制御用のＭＯＳＦＥＴを採用し
たので、負荷へ出力すべき電力に応じて自己消弧素子４
の導通時間をきめ細かく調節することで、きめの細かい
パルス幅制御回路が可能となり、この点からも、電力変
換装置１を、誘導加熱用の高周波電力を発生するインバ
ータ装置３に直流電力を供給するのに最適なものとでき
る。また、パルス幅制御により力率がほぼ１に改善され
るので、コンデンサ５および交流リアクトル６の容量が
小さくても、高周波成分の交流電源２側への漏洩が充分
防止されるようになり、この点からも、電力変換装置１
全体が大型化することはなく、電力変換装置１全体の小
型化を図ることができる。

【００２８】図４には、本発明の第２実施形態が示され
ている。本第２実施形態は、前記第１実施形態における
単相交流電源２から電力を供給される電力変換装置１
を、三相交流電源2Aから電力を供給される電力変換装置
1Aとしたものである。すなわち、交流電力を整流する整
流回路10A は、三相交流のｕ相、ｖ相およびｗ相の各々
を全波整流する一対の自己消弧素子４を三組備えたブリ
ッジ方式のものである。なお、これらの自己消弧素子４
の各々には、当該自己消弧素子４を過大な逆電圧から保
護するためのダイオード８が直列に接続されている。こ
れらの自己消弧素子４を点弧制御するパルス幅制御回路
30A は、三相交流のｕ相、ｖ相およびｗ相の各相の電圧
変化と、出力すべき電力とに応じて自己消弧素子４の導
通時間を制御するものとなっている。

【００２９】整流回路10A の交流入力部分には、前記第
１実施形態と同様に、自己消弧素子４のスイッチング動
作の際に発生する過電圧を吸収するコンデンサ5U〜5W
と、自己消弧素子４のスイッチング動作の際に発生する
高周波電流の交流電源側への逆流を阻止する交流リアク
トル6U〜6Wとが接続されている。コンデンサ5Uは、整流
回路10A の入力側のｕ相およびｖ相の間に、コンデンサ
5Vは、ｖ相およびｗ相の間に、コンデンサ5Wは、ｗ相お
よびｕ相の間に、それぞれ接続されている。交流リアク
トル6Uは、ｕ相おける交流電源2Aおよび整流回路10A の
間に接続され、交流リアクトル6Vは、ｖ相おける交流電
源2Aおよび整流回路10A の間に接続され、交流リアクト
ル6Wは、ｗ相おける交流電源2Aおよび整流回路10A の間
に接続されている。

【００３０】次に、本実施形態の電力変換装置1Aの動作
について説明する。ここで、交流電源2Aの出力電圧は、
図５に示されるように、位相が互いに１２０°ずつずれ
た三相交流となっている。この三相出力電圧は、一周期
Ｔを六等分した期間T1〜T6に注目すると、期間T1〜T6の
各々では、二つの相が同じ極性となり、残りの相が逆の
極性となっている。このため、逆極性となる一の相を基
準として、二つの相の各々について整流すれば、直流電
力が得られることが判る。また、期間T1,T3,T5における
各波形は、互いに同形状であり、期間T2,T4,T6における
各波形は、期間T1,T3,T5の各波形と正負が逆となってい
るだけである。このため、期間T1における電力変換装置
1Aの動作について説明し、期間T2〜T6における動作につ
いては、期間T1における動作と同様となるため説明を省
略する。

【００３１】期間T1においては、図６（Ａ）に示される
ように、最初に、整流回路10A の自己消弧素子4U＋，4V
−が点弧されるとともに、残りの自己消弧素子４が消弧
される第１整流モードが行われる。次に、図６（Ｂ）に
示されるように、整流回路10A の自己消弧素子4W＋，4V
−が点弧されるとともに、残りの自己消弧素子４が消弧
される第２整流モードが行われる。この後、図６（Ｃ）
に示されるように、整流回路10A の自己消弧素子4V＋，
4V−が点弧されるとともに、残りの自己消弧素子４が消
弧される閉回路モードが行われる。

【００３２】ここで、第１整流モード、第２整流モード
および閉回路モードの各々で費やされる時間t1,t2,t3
は、その和t1＋t2＋t3が一周期Ｔの１／６となってい
る。そして、パルス幅制御回路30A は、t1＋t2＋t3＝Ｔ
／６の条件を満たす範囲で、時間t1,t2,t3の各々を、負
荷となるインバータ装置３に供給される電力に応じて調
節する。すなわち、インバータ装置３に供給すべき電力
を増す場合には、時間t1＋t2を延長し、時間t3を短縮
し、供給すべき電力を減らす場合には、時間t1＋t2を短
縮し、時間t3を延長する。なお、期間T1〜T6の各々にお
いて、閉回路モードから整流モードへ移行する際に発生
する過電圧は、コンデンサ5U〜5Wのいずれかに吸収さ
れ、かつ、当該過電圧により発生する高周波電流は、交
流リアクトル6U〜6Wのいずれかにより、交流電源２側へ
逆流するのを阻止され、これらの過電圧および高周波電
流は、交流電源2Aには到達しない。

【００３３】このような本実施形態においても、前記第
１実施形態と同様な作用・効果を奏することができる
他、次のような効果を付加できる。すなわち、コンデン
サ5U〜5Wの各々を、整流回路10A の入力側のｕ相〜ｗ相
の各相間に接続し、かつ、交流リアクトル6U〜6Wの各々
を、ｕ相〜ｗ相の各相における交流電源2Aおよび整流回
路10A の間に接続したので、自己消弧素子４のスイッチ
ング動作時に発生する高調波（過電圧）が交流電源2A側
に逆流しようとしても、当該高調波をコンデンサ5U〜5W
が吸収し、かつ、自己消弧素子４をスイッチング動作さ
せるキャリア波の高周波成分が交流電源側に逆流しよう
としても、交流リアクトル6U〜6Wがその逆流を阻止する
ので、これらの高調波（過電圧）や高周波成分が交流電
源2A側へ漏洩しなくなり、交流電源2A側の電流に含まれ
る高調波成分を低減することができる。

【００３４】しかも、構内送電線として三相４線式が採
用され、交流電源2Aおよび整流回路10A との結線が三相
４線式とされたことから、この三相４線式における接地
線と各相との間に、整流回路10A やインバータ装置３が
発生する高周波成分が誘導される可能性があっても、誘
導される高周波成分は、前述の交流リアクトル6U〜6Wに
阻まれて、交流電源2A側に逆流しないので、この点から
も、交流電源2A側の電流に含まれる高調波成分を低減す
ることができる。

【００３５】図７には、本発明の第３実施形態が示され
ている。本第３実施形態は、前記第２実施形態における
ＭＯＳＦＥＴからなる自己消弧素子４をＩＧＢＴ(Insul
atedGate Bipolar mode Transistor)からなる自己消弧
素子９としたものである。すなわち、電力変換装置1B
は、ＩＧＢＴからなる自己消弧素子９が電力制御素子と
して設けられた整流回路10B を備えたものである。この
整流回路10B には、直流リアクトルとして、出力側の正
極および負極にそれぞれ別個に接続されたリアクトル2
3，24が設けられている。なお、これらのリアクトル2
3，24は、磁気的に分離されている。リアクトル23，24
の一次側には、フリーホイリングダイオード25が接続さ
れ、リアクトル23，24の一次側がフリーホイリングダイ
オード25を介して相互に接続されている。整流回路10B
の出力側に接続されたインバータ装置3Aは、前記第２実
施形態における電力制御用のＭＯＳＦＥＴ31を、ＩＧＢ
Ｔ31A としたものであり、この他に前記第２実施形態の
インバータ装置３との相違はない。

【００３６】このような本実施形態によっても、前記第
１および第２実施形態と同様の作用、効果を達成できる
他、整流回路10B の自己消弧素子９をＩＧＢＴとしたの
で、高速でスイッチング動作が行えるうえ、ＩＧＢＴ
は、導通状態におけるコレクタおよびエミッタ間の直流
抵抗が小さく、整流回路10B 、ひいては、整流回路10B
を含んだインバータ装置全体の効率を良好なものとする
ことができる、という効果を付加できる。

【００３７】以上、本発明について好適な実施形態を挙
げて説明したが、本発明は、この実施形態に限られるも
のでなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々
の改良並びに設計の変更が可能である。例えば、自己消
弧素子としては、ＭＯＳＦＥＴおよびＩＧＢＴに限ら
ず、ＧＴＯ(Gate Turn Off Thyristor）でもよく、要す
るに、高速スイッチング素子であればよい。また、前記
第２実施形態では、第１整流モード、第２整流モードお
よび閉回路モードのを順次繰り返し、１／６周期の間
に、３つのモードを行うようにしたが、これに限らず、
第１整流モード、閉回路モード、第２整流モードおよび
閉回路モードを順次繰り返し、１／６周期の間に、４つ
のモードを行うようにしてもよい。

【００３８】

【発明の効果】上述のように本発明によれば、交流電源
側の電流に含まれる高調波成分を確実に低減することが
できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施形態に係る電力変換装置を示
す回路図である。

【図２】前記第１実施形態の動作を説明するための図で
ある。

【図３】前記第１実施形態に係る電力変換装置の入出力
波形を示すグラフである。

【図４】本発明の第２実施形態に係る電力変換装置を示
す回路図である。

【図５】前記第２実施形態に係る電力変換装置の入力波
形を示すグラフである。

【図６】前記第２実施形態の動作を説明するための図で
ある。

【図７】本発明の第３実施形態に係る電力変換装置を示
す回路図である。

【図８】本発明の背景技術に係る電力変換装置を示す回
路図である。

【符号の説明】

１,1A,1B 電力変換装置２，2A 交流電源３，3A 電流型インバータとしてのインバータ装置４、９自己消弧素子５コンデンサ 5U〜5W コンデンサ６交流リアクトル 6U〜6W 交流リアクトル 10,10A,10B 整流回路 20 直流リアクトル 23，24 直流リアクトルとしてのリアクトル 30，30A パルス幅制御回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 3K059 AA02 AA04 AA14 AB00 AC07 AC09 AC16 AC35 AD03 AD07 AD27 AD32 BD01 BD23 CD18 CD22 5H006 AA02 BB08 CA02 CA07 CA12 CA13 CB01 CB08 CC02 DA02 DA04 DB02 DB05 DC05 5H007 AA02 AA08 BB04 BB11 CA02 CB04 CB05 CC03 CC12 CC32 DA05 DB01 DC02

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】誘導加熱用の高周波電力を発生する電流型
インバータに直流電力を供給するために、交流電源から
の電力を電力制御素子で整流するブリッジ方式の整流回
路と、この整流回路から出力されるパルス状に断続する
電流を平滑して直流電流にする直流リアクトルと、出力
すべき電力に応じて前記電力制御素子の導通時間を制御
するパルス幅制御回路とを備えた電力変換装置であっ
て、前記整流回路の前記電力制御素子が高速でスイッチング
動作を行うことのできる自己消弧素子であることを特徴
とする電力変換装置。
【請求項２】請求項１に記載の電力変換装置において、
前記整流回路の交流入力部分には、前記自己消弧素子の
スイッチング動作の際に発生する過電圧を吸収するコン
デンサと、前記自己消弧素子の前記スイッチング動作の
際に発生する高周波電流の交流電源側への逆流を阻止す
る交流リアクトルとが接続されていることを特徴とする
電力変換装置。
【請求項３】請求項１または請求項２に記載の電力変換
装置において、前記交流電源からの前記交流電力は、三
相交流電力とされ、前記整流回路の入力側の各相の間に
は、前記コンデンサがそれぞれ接続され、前記整流回路
の入力側の各相は、それぞれ前記交流リアクトルを介し
て前記交流電源の各相と接続されていることを特徴とす
る電力変換装置。
【請求項４】請求項１ないし請求項３のいずれかに記載
の電力変換装置において、前記電流型インバータは、そ
の誘導性負荷に共振周波数の高周波電力を供給するもの
であることを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】請求項１ないし請求項４のいずれかに記載
の電力変換装置において、前記自己消弧素子は、ＩＧＢ
Ｔ、ＭＯＳＦＥＴおよびＧＴＯのいずれかのスイッチン
グ素子であることを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】請求項１ないし請求項５のいずれかに記載
の電力変換装置において、前記自己消弧素子は、ＩＧＢ
Ｔであることを特徴とする電力変換装置。