JP3736997B2 - パルス幅変調制御式コンバータ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ装置等の負荷に直流電力を供給するために、交流電力を直流電力に変換するパルス幅変調制御式コンバータに関する。
【０００２】
【背景技術】
従来より、誘導電動機の回転速度を負荷に応じて調節する場合、あるいは、工作機械の刃等の炭素鋼を焼き入れする等のために、誘導加熱を行う場合には、交流電力を出力するとともに、負荷に応じて、その出力周波数が調節可能となったインバータ装置が利用されている。
インバータ装置は、電力会社が供給する交流電力を利用するために、交流電力を直流電力に変換するコンバータを備えたものが一般的である。
インバータ装置に設けられるコンバータには、トランジスタ等の自己消弧素子で形成されたブリッジ回路と、ブリッジ回路で整流した脈動分を含む直流電力を平滑する直流リアクトルと、ブリッジ回路の自己消弧素子を点弧制御する制御回路が設けられている。
このようなコンバータでは、特公平８−２２１１４５号公報に示されるように、ブリッジ回路の自己消弧素子を点弧制御するにあたり、ブリッジ回路から出力される直流電圧パルスの幅を、出力すべき電力に応じて調節するＰＷＭ制御が採用できる。
【０００３】
図４には、三相交流の整流にＰＷＭ制御を適用したコンバータの一例が示されている。図４において、コンバータ51は、三相交流を全波整流するブリッジ回路52と、このブリッジ回路52で整流した電流を平滑する直流リアクトル53と、ブリッジ回路52の自己消弧素子54を点弧制御するパルス幅制御回路55とを備えたものとなっている。
このうち、ブリッジ回路52は、三相交流の各相の半波を整流するために、一次側のＵ〜Ｗ相の各々と二次側の正極との間、および、一次側のＵ〜Ｗ相の各々と二次側の負極との間のそれぞれに設けられた自己消弧素子54を有している。
これらの自己消弧素子54の各々には、スイッチング動作による大きなサージ電圧が当該自己消弧素子54に加わらないように、ブロッキングダイオード56が直列に接続されている。
【０００４】
また、コンバータ51の出力側には、直流電力を適宜な周波数の交流電流に逆変換するインバータ等の負荷57が接続されている。
そして、ブリッジ回路52の出力端の間には、フリーホイリングダイオード58が接続されている。
ここで、コンバータ51に設けられた複数の自己消弧素子54は、ブリッジ回路52で整流した電流i1が直流リアクトル53を介して負荷57に供給される整流モードと、フリーホイリングダイオード58および負荷57が閉回路を形成し、この閉回路に直流リアクトル53の誘導電流i2が循環する閉回路モードとが交互に繰り返されるように、スイッチングされる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
このような動作を行うコンバータ51では、フリーホイリングダイオード58に順方向の電流i2が流れる閉回路モードから、フリーホイリングダイオード58が逆阻止状態となる整流モードに移行すると、整流モードに移行した瞬間に、フリーホイリングダイオード58に逆回復電流i3が瞬間的に流れる。
すると、フリーホイリングダイオード58に流れている電流の向きが瞬時に逆方向に転じるので、電流の時間的変化分であるdI／dtが大きくなり、フリーホイリングダイオード58に大きな逆方向のサージ電圧が加わる。
このフリーホイリングダイオード58に加わる逆サージ電圧を小さくすべく、スナバ回路をフリーホイリングダイオード58に並列接続しても、逆サージ電圧を小さくすることができない。
このため、電源電圧を上昇させることで、高出力化しようとすると、フリーホイリングダイオード58の逆耐圧性能が不足する、という問題がある。
一方、逆耐圧性能を確保しようとすると、直列接続されるフリーホイリングダイオード58の数を増やす必要があるが、フリーホイリングダイオード58の数を増やすと、その順方向抵抗が増大し、コンバータ51の効率が低下する、という問題が生じる。
【０００６】
本発明の目的は、効率を低下させずに、高出力化が図れるようになるパルス幅変調制御式コンバータを提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、主要素子として自己消弧素子を有するとともに交流電源からの交流電力を整流し一対の出力端からパルス状に断続して電流を出力するブリッジ方式の整流回路と、この整流回路の前記出力端にそれぞれ接続され、前記出力端から出力される前記パルス状に断続する電流を平滑して直流電流にする直流リアクトルと、出力すべき電力に応じて前記自己消弧素子の導通時間を制御するパルス幅制御回路と、前記整流回路の出力端および前記直流リアクトルの接続点間に接続されたフリーホイリングダイオードとを備え、前記整流回路の出力端と前記フリーホイリングダイオードとの接続点間に、前記整流回路の導電路を形成するブスバよりもインダクタンスが大きく、前記フリーホイリングダイオードをサージ電圧から保護するための保護用直流リアクトルがそれぞれ接続されていることを特徴とする。
このような本発明では、閉回路モードから整流モードに移行する際に、フリーホイリングダイオードに瞬間的に流れる逆回復電流を、保護用直流リアクトルが抑制するので、フリーホイリングダイオードに流れている電流の向きが瞬時に逆方向に転じても、電流の時間的変化分であるdI／dtが従来のように大きくならず、フリーホイリングダイオードに加わる逆方向のサージ電圧が小さくなる。
このため、高出力化のために電源電圧を上昇させるにあたり、直列接続されるフリーホイリングダイオードの数を増やす必要がなく、電源電圧を上昇させ、高出力化を図るにあたり、効率が低下することがない。
【０００８】
以上において、前記フリーホイリングダイオードおよび前記整流回路を相互に接続するケーブルが前記保護用直流リアクトルとなっていることが望ましい。
ここで、フリーホイリングダイオードは、通常、整流回路の各素子を固定するとともに、これらの素子を電気的に接続するブスバー（母線）に接続されるが、ブスバーは、インダクタンスが小さい。
そこで、上述のように、フリーホイリングダイオードおよび整流回路との接続に、適宜な長さのケーブルを用いれば、フリーホイリングダイオードおよび整流回路との間に適当な大きさのインダクタンスが形成され、このケーブルがリアクトルとなって、逆回復電流を抑制し、フリーホイリングダイオードに加わる逆方向のサージ電圧が小さくなる。
【０００９】
また、その出力側には、誘導加熱を行うための高周波電力を発生するインバータ装置が接続されていることが好ましい。
このような高周波電力を発生するインバータ装置への電力をきめ細かに調節するには、コンバータ側の自己消弧素子を高速でスイッチングさせる必要がある。自己消弧素子を高速でスイッチングさせると、フリーホイリングダイオードに加わる逆方向のサージ電圧も高くなる傾向にある。
このような高周波電力を発生するインバータ装置に直流電力を供給するコンバータに本発明を適用すれば、保護用直流リアクトルが逆回復電流を抑制するので、フリーホイリングダイオードに加わる逆方向のサージ電圧が小さくなり、コンバータの高出力化が図れ、誘導加熱用の高周波電力を発生するインバータ装置も高出力化が図れるようになる。
【００１０】
さらに、自己消弧素子は、IGBT(Insulated Gate Bipolar mode Transistor)、MOSFET(MOS型電界効果トランジスタ）およびGTO(Gate Turn Off Thyristor）のいずれかの高速スイッチング素子であることが望ましい。
このような高速スイッチング素子で整流回路を形成すれば、負荷へ出力すべき電力に応じて自己消弧素子の導通時間を細かく調節することができ、きめの細かいパルス幅制御回路が可能となる。これにより、負荷にとって常に最適な電力量が当該負荷に供給されるようになる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の一形態を図面に基づいて説明する。
図１には、本発明の実施形態に係るコンバータ１が示されている。このコンバータ１は、三相交流電源２から供給される三相交流電力を直流電力に変換する電流型コンバータである。コンバータ１の出力は、直流電力を交流電力に変換するインバータ装置３に接続されている。これにより、コンバータ１が変換した直流電力は、インバータ装置３で誘導加熱に必要な高周波電力に変換されるようになっている。
コンバータ１には、主要素子として複数の自己消弧素子４を有するとともに、これらの自己消弧素子４で交流電力を整流するブリッジ方式の整流回路10と、この整流回路10から出力されるとともに、パルス状に断続する電流を平滑して直流電流にする直流リアクトル20と、出力すべき電力に応じて自己消弧素子４の導通時間を制御するパルス幅制御回路30とが設けられている。
【００１２】
交流電源から供給される三相交流を直流に整流するために、整流回路10の一次側のＵ相、Ｖ相およびＷ相の各々と、二次側の正極との間には、正極用自己消弧素子4U＋,4V＋,4W＋がそれぞれ設けられ、一次側のＵ相、Ｖ相およびＷ相と二次側の負極との間に、負極用自己消弧素子4U−,4V−,4W−がそれぞれ設けられている。また、これらの自己消弧素子４をサージ電圧から保護するために、各自己消弧素子４には、ブロッキングダイオード５が直列に接続されている。
これらの自己消弧素子４およびブロッキングダイオード５の接続および固定は、当該整流回路10の導電路を形成するブスバー11により行われている。
ここで、整流回路10の自己消弧素子４としては、高速スイッチング素子である電力制御用のＩＧＢＴが採用されている。
【００１３】
また、整流回路10の正極出力および負極出力の間には、フリーホイリングダイオード６が接続されている。整流回路10およびフリーホイリングダイオード６との接続には、ブスバー11よりもインダクタンスの大きいケーブル７が用いられている。このケーブル７は、フリーホイリングダイオード６をサージ電圧から保護するための保護用直流リアクトルとなっている。
さらに、整流回路10の交流入力部分には、自己消弧素子４のスイッチング動作の際に発生する過電圧を吸収するコンデンサ８と、自己消弧素子４のスイッチング動作の際に発生する高周波電流、すなわち、キャリア波の高周波成分電流の交流電源側への逆流を阻止する交流リアクトル９とが接続されている。
【００１４】
パルス幅制御回路30は、自己消弧素子４を断続的に点弧するとともに、整流回路10から出力される直流電圧パルスの幅を、出力すべき電力に応じて調節するパルス幅制御を行う制御手段である。
パルス幅制御回路30のパルス幅制御は、入力される三相交流電圧と、整流回路10から出力される直流電圧とを検出・監視し、インバータ装置３への直流電圧が一定の値となるように、整流回路10から出力される直流電圧パルスの幅を拡張する方式のものである。これにより、インバータ装置３の消費電力が増大したために、コンバータ１の出力電流が増え、その内部抵抗による電圧降下が大きくなり、インバータ装置３への出力電圧が低下しようとすると、直流電圧パルスの幅が拡張され、当該出力電圧の低下が抑制され、インバータ装置３へ供給される電力が増大するようになっている。
【００１５】
このパルス幅制御には、後述する整流モードと閉回路モードとが設定されている。換言すれば、パルス幅制御回路30は、整流モードおよび閉回路モードが交互に繰り返されるように、自己消弧素子４のゲートに与えるパルス状の制御信号であるキャリア波を発生し、このキャリア波で自己消弧素子４を適宜点弧するものとなっている。
【００１６】
次に、本実施形態のコンバータ１の動作について説明する。ここで、交流電源２の出力電圧は、図２に示されるように、位相が互いに１２０°ずつずれた三相交流となっている。
この三相出力電圧は、一周期Ｔを六等分した期間T1〜T6に注目すると、期間T1〜T6の各々では、二つの相が同じ極性となり、残りの相が逆の極性となっている。このため、逆極性となる一の相を基準として、二つの相の各々について整流すれば、直流電力が得られることが判る。
また、期間T1,T3,T5における各波形は、互いに同形状であり、期間T2,T4,T6における各波形は、期間T1,T3,T5の各波形と正負が逆となっているだけである。このため、期間T1におけるコンバータ１の動作について説明し、期間T2〜T6における動作については、期間T1における動作と同様となるため説明を省略する。
なお、期間T1,T3,T5の各波形は、互いに同形状であり、期間T2,T4,T6の各波形は、期間T1,T3,T5の各波形と正負が逆ではあるが、やはり同形状であるので、ここでは、期間T4における動作を説明し、期間T1〜T3，T5，T6における動作については、期間T4と同様となるため説明を省略する。
【００１７】
コンバータ１に、図２に示されるように、正弦波状に変化する三相交流電圧が加えられているとする。
すると、期間T4では、Ｖ相の正極側の自己消弧素子4V＋が、当該期間T4の開始から完了までの間、導通状態を維持する。
この状態で、Ｖ相の負極側の自己消弧素子4V−が導通されると、図３（Ａ）に示されるように、整流回路10およびインバータ装置３、ならびに、フリーホイリングダイオード６およびインバータ装置３が閉回路を形成し、この閉回路に直流リアクトル20の誘導電流が循環し、これにより、閉回路モードが行われる。
ここで、インバータ装置３に流れる電流i4は、コンバータ１側では、整流回路10に流れる電流i5およびフリーホイリングダイオード６に流れる電流i6の二つに分流している。
【００１８】
次に、Ｕ相の負極側の自己消弧素子4U−が導通されると、図３（Ｂ）に示されるように、整流回路10の自己消弧素子4V＋および自己消弧素子4U−で整流された電流が直流リアクトル20を介してインバータ装置３に流れ、これにより、第１整流モードが行われる。この際、三相交流のＶ相の電圧は正となり、Ｕ相の電圧は負となっているので、電流は、Ｖ相からＵ相へ流れる。
続いて、Ｗ相の負極側の自己消弧素子4W−が導通されると、図３（Ｃ）に示されるように、整流回路10の自己消弧素子4V＋および自己消弧素子4W−で整流された電流が直流リアクトル20を介してインバータ装置３に流れ、これにより、第２整流モードが行われる。この際、三相交流のＶ相の電圧は正となり、Ｗ相の電圧は負となっているので、電流は、Ｖ相からＷ相へ流れる。
このような閉回路モード、第１整流モードおよび第２整流モードは、期間T4が終わるまで、交互に複数回繰り返される。
【００１９】
以上のようなコンバータ１の動作において、フリーホイリングダイオード６に順方向の電流i6が流れる閉回路モードから、フリーホイリングダイオード６が逆阻止状態となる整流モードに移行する。
すると、整流モードに移行した瞬間に、フリーホイリングダイオード６に逆回復電流i3が瞬間的に流れるが、この逆回復電流i3は、保護用直流リアクトルであるケーブル７に抑制されるので、瞬時に大きな電流とはならない。
これにより、フリーホイリングダイオードに流れている電流の向きが瞬時に逆方向に転じても、電流の時間的変化分であるdI／dtが抑制され、フリーホイリングダイオード58に大きな逆方向のサージ電圧が加わることがない。
しかも、閉回路モード時にインバータ装置３に流れる電流i4が、整流回路10側の電流i5と、フリーホイリングダイオード６側の電流i6とに分流され、閉回路モード時にフリーホイリングダイオード６に流れる電流値が小さくなるので、この点からも、電流の時間的変化分であるdI／dtが抑制される。
【００２０】
前述のような本実施形態によれば、次のような効果が得られる。
すなわち、整流モードに移行した瞬間に、フリーホイリングダイオード６に瞬間的に流れる逆回復電流i3を、保護用直流リアクトルであるケーブル７で抑制したので、フリーホイリングダイオードに流れている電流の向きが瞬時に逆方向に転じても、電流の時間的変化分であるdI／dtが抑制され、フリーホイリングダイオード58に大きな逆方向のサージ電圧が加わることがない。
このため、高出力化のために電源電圧を上昇させても、直列接続されるフリーホイリングダイオード６の数を増やす必要がなく、効率を低下させることなく、コンバータ１の高出力化を図ることができる。
【００２１】
しかも、閉回路モード時にインバータ装置３に流れる電流i4を、整流回路10側の電流i5と、フリーホイリングダイオード６側の電流i6とに分流し、閉回路モード時にフリーホイリングダイオード６に流れる電流値を小さくしたので、電流の時間的変化分であるdI／dtが抑制され、この点からも、フリーホイリングダイオード58に大きな逆方向のサージ電圧が加わることがなくなり、効率を低下させることなく、コンバータ１の高出力化を図ることができる。
【００２２】
また、フリーホイリングダイオード６および整流回路10を相互に接続するケーブル７を保護用直流リアクトルとし、このケーブル７でフリーホイリングダイオード６をサージ電圧から保護するようにしたので、保護用直流リアクトルを有していない通常のコンバータを容易に改造することができる。
【００２３】
そして、コンバータ１の出力側に、誘導加熱を行うための高周波電力を発生するインバータ装置３を接続し、インバータ装置３への電力をきめ細かに調節するために、コンバータ１側の自己消弧素子４を高速でスイッチングしても、保護用直流リアクトルであるケーブル７が逆回復電流を抑制するので、フリーホイリングダイオード６に加わる逆方向のサージ電圧が小さくなり、コンバータ１の高出力化が図れ、誘導加熱用の高周波電力を発生するインバータ装置３も高出力化を図ることができる。
【００２４】
さらに、自己消弧素子４として、ＩＧＢＴを採用したので、インバータ装置３へ出力すべき電力に応じて自己消弧素子４の導通時間を細かく調節することができ、きめの細かいパルス幅制御が可能となり、インバータ装置３にとって常に最適な電力量を当該インバータ装置３に供給することができる。
【００２５】
以上、本発明について好適な実施形態を挙げて説明したが、本発明は、この実施形態に限られるものでなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の改良並びに設計の変更が可能である。
例えば、自己消弧素子としては、ＩＧＢＴに限らず、ＭＯＳＦＥＴおよびＧＴＯのいずれでもよく、要するに、高速スイッチング可能であり、かつ、導通時の直流抵抗値が小さい素子であればよい。
また、保護用直流リアクトルとしては、ケーブルに限らず、コイル状に形成されたリアクトルでもよく、保護用直流リアクトルの具体的な構成は、実施にあたり適宜設定すればよい。
【００２６】
さらに、コンバータとしては、三相交流を整流するものに限らず、単相交流を整流するものでもよい。
また、コンバータとしては、出力インピーダンスが比較的大きい電流型のものに限らず、出力インピーダンスが比較的小さい電圧型コンバータでもよい。
【００２７】
【発明の効果】
上述のように本発明によれば、効率を低下させずに、コンバータの高出力化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態に係るコンバータを示す回路図である。
【図２】前記実施形態のコンバータの入力電圧波形を示す図である。
【図３】前記実施形態の動作を説明するための図である。
【図４】従来例を示す図１に相当する図である。
【符号の説明】
１ コンバータ
２ 三相交流電源
３ インバータ装置
４ 自己消弧素子
５ ブロッキングダイオード
６ フリーホイリングダイオード
７ ケーブル
10 整流回路
20 直流リアクトル
30 パルス幅制御回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ装置等の負荷に直流電力を供給するために、交流電力を直流電力に変換するパルス幅変調制御式コンバータに関する。
【０００２】
【背景技術】
従来より、誘導電動機の回転速度を負荷に応じて調節する場合、あるいは、工作機械の刃等の炭素鋼を焼き入れする等のために、誘導加熱を行う場合には、交流電力を出力するとともに、負荷に応じて、その出力周波数が調節可能となったインバータ装置が利用されている。
インバータ装置は、電力会社が供給する交流電力を利用するために、交流電力を直流電力に変換するコンバータを備えたものが一般的である。
インバータ装置に設けられるコンバータには、トランジスタ等の自己消弧素子で形成されたブリッジ回路と、ブリッジ回路で整流した脈動分を含む直流電力を平滑する直流リアクトルと、ブリッジ回路の自己消弧素子を点弧制御する制御回路が設けられている。
このようなコンバータでは、特公平８−２２１１４５号公報に示されるように、ブリッジ回路の自己消弧素子を点弧制御するにあたり、ブリッジ回路から出力される直流電圧パルスの幅を、出力すべき電力に応じて調節するＰＷＭ制御が採用できる。
【０００３】
図４には、三相交流の整流にＰＷＭ制御を適用したコンバータの一例が示されている。図４において、コンバータ51は、三相交流を全波整流するブリッジ回路52と、このブリッジ回路52で整流した電流を平滑する直流リアクトル53と、ブリッジ回路52の自己消弧素子54を点弧制御するパルス幅制御回路55とを備えたものとなっている。
このうち、ブリッジ回路52は、三相交流の各相の半波を整流するために、一次側のＵ〜Ｗ相の各々と二次側の正極との間、および、一次側のＵ〜Ｗ相の各々と二次側の負極との間のそれぞれに設けられた自己消弧素子54を有している。
これらの自己消弧素子54の各々には、スイッチング動作による大きなサージ電圧が当該自己消弧素子54に加わらないように、ブロッキングダイオード56が直列に接続されている。
【０００４】
また、コンバータ51の出力側には、直流電力を適宜な周波数の交流電流に逆変換するインバータ等の負荷57が接続されている。
そして、ブリッジ回路52の出力端の間には、フリーホイリングダイオード58が接続されている。
ここで、コンバータ51に設けられた複数の自己消弧素子54は、ブリッジ回路52で整流した電流i1が直流リアクトル53を介して負荷57に供給される整流モードと、フリーホイリングダイオード58および負荷57が閉回路を形成し、この閉回路に直流リアクトル53の誘導電流i2が循環する閉回路モードとが交互に繰り返されるように、スイッチングされる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
このような動作を行うコンバータ51では、フリーホイリングダイオード58に順方向の電流i2が流れる閉回路モードから、フリーホイリングダイオード58が逆阻止状態となる整流モードに移行すると、整流モードに移行した瞬間に、フリーホイリングダイオード58に逆回復電流i3が瞬間的に流れる。
すると、フリーホイリングダイオード58に流れている電流の向きが瞬時に逆方向に転じるので、電流の時間的変化分であるdI／dtが大きくなり、フリーホイリングダイオード58に大きな逆方向のサージ電圧が加わる。
このフリーホイリングダイオード58に加わる逆サージ電圧を小さくすべく、スナバ回路をフリーホイリングダイオード58に並列接続しても、逆サージ電圧を小さくすることができない。
このため、電源電圧を上昇させることで、高出力化しようとすると、フリーホイリングダイオード58の逆耐圧性能が不足する、という問題がある。
一方、逆耐圧性能を確保しようとすると、直列接続されるフリーホイリングダイオード58の数を増やす必要があるが、フリーホイリングダイオード58の数を増やすと、その順方向抵抗が増大し、コンバータ51の効率が低下する、という問題が生じる。
【０００６】
本発明の目的は、効率を低下させずに、高出力化が図れるようになるパルス幅変調制御式コンバータを提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、主要素子として自己消弧素子を有するとともに交流電源からの交流電力を整流し一対の出力端からパルス状に断続して電流を出力するブリッジ方式の整流回路と、この整流回路の前記出力端にそれぞれ接続され、前記出力端から出力される前記パルス状に断続する電流を平滑して直流電流にする直流リアクトルと、出力すべき電力に応じて前記自己消弧素子の導通時間を制御するパルス幅制御回路と、前記整流回路の出力端および前記直流リアクトルの接続点間に接続されたフリーホイリングダイオードとを備え、前記整流回路の出力端と前記フリーホイリングダイオードとの接続点間に、前記整流回路の導電路を形成するブスバよりもインダクタンスが大きく、前記フリーホイリングダイオードをサージ電圧から保護するための保護用直流リアクトルがそれぞれ接続されていることを特徴とする。
このような本発明では、閉回路モードから整流モードに移行する際に、フリーホイリングダイオードに瞬間的に流れる逆回復電流を、保護用直流リアクトルが抑制するので、フリーホイリングダイオードに流れている電流の向きが瞬時に逆方向に転じても、電流の時間的変化分であるdI／dtが従来のように大きくならず、フリーホイリングダイオードに加わる逆方向のサージ電圧が小さくなる。
このため、高出力化のために電源電圧を上昇させるにあたり、直列接続されるフリーホイリングダイオードの数を増やす必要がなく、電源電圧を上昇させ、高出力化を図るにあたり、効率が低下することがない。
【０００８】
以上において、前記フリーホイリングダイオードおよび前記整流回路を相互に接続するケーブルが前記保護用直流リアクトルとなっていることが望ましい。
ここで、フリーホイリングダイオードは、通常、整流回路の各素子を固定するとともに、これらの素子を電気的に接続するブスバー（母線）に接続されるが、ブスバーは、インダクタンスが小さい。
そこで、上述のように、フリーホイリングダイオードおよび整流回路との接続に、適宜な長さのケーブルを用いれば、フリーホイリングダイオードおよび整流回路との間に適当な大きさのインダクタンスが形成され、このケーブルがリアクトルとなって、逆回復電流を抑制し、フリーホイリングダイオードに加わる逆方向のサージ電圧が小さくなる。
【０００９】
また、その出力側には、誘導加熱を行うための高周波電力を発生するインバータ装置が接続されていることが好ましい。
このような高周波電力を発生するインバータ装置への電力をきめ細かに調節するには、コンバータ側の自己消弧素子を高速でスイッチングさせる必要がある。自己消弧素子を高速でスイッチングさせると、フリーホイリングダイオードに加わる逆方向のサージ電圧も高くなる傾向にある。
このような高周波電力を発生するインバータ装置に直流電力を供給するコンバータに本発明を適用すれば、保護用直流リアクトルが逆回復電流を抑制するので、フリーホイリングダイオードに加わる逆方向のサージ電圧が小さくなり、コンバータの高出力化が図れ、誘導加熱用の高周波電力を発生するインバータ装置も高出力化が図れるようになる。
【００１０】
さらに、自己消弧素子は、IGBT(Insulated Gate Bipolar mode Transistor)、MOSFET(MOS型電界効果トランジスタ）およびGTO(Gate Turn Off Thyristor）のいずれかの高速スイッチング素子であることが望ましい。
このような高速スイッチング素子で整流回路を形成すれば、負荷へ出力すべき電力に応じて自己消弧素子の導通時間を細かく調節することができ、きめの細かいパルス幅制御回路が可能となる。これにより、負荷にとって常に最適な電力量が当該負荷に供給されるようになる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の一形態を図面に基づいて説明する。
図１には、本発明の実施形態に係るコンバータ１が示されている。このコンバータ１は、三相交流電源２から供給される三相交流電力を直流電力に変換する電流型コンバータである。コンバータ１の出力は、直流電力を交流電力に変換するインバータ装置３に接続されている。これにより、コンバータ１が変換した直流電力は、インバータ装置３で誘導加熱に必要な高周波電力に変換されるようになっている。
コンバータ１には、主要素子として複数の自己消弧素子４を有するとともに、これらの自己消弧素子４で交流電力を整流するブリッジ方式の整流回路10と、この整流回路10から出力されるとともに、パルス状に断続する電流を平滑して直流電流にする直流リアクトル20と、出力すべき電力に応じて自己消弧素子４の導通時間を制御するパルス幅制御回路30とが設けられている。
【００１２】
交流電源から供給される三相交流を直流に整流するために、整流回路10の一次側のＵ相、Ｖ相およびＷ相の各々と、二次側の正極との間には、正極用自己消弧素子4U＋,4V＋,4W＋がそれぞれ設けられ、一次側のＵ相、Ｖ相およびＷ相と二次側の負極との間に、負極用自己消弧素子4U−,4V−,4W−がそれぞれ設けられている。また、これらの自己消弧素子４をサージ電圧から保護するために、各自己消弧素子４には、ブロッキングダイオード５が直列に接続されている。
これらの自己消弧素子４およびブロッキングダイオード５の接続および固定は、当該整流回路10の導電路を形成するブスバー11により行われている。
ここで、整流回路10の自己消弧素子４としては、高速スイッチング素子である電力制御用のＩＧＢＴが採用されている。
【００１３】
また、整流回路10の正極出力および負極出力の間には、フリーホイリングダイオード６が接続されている。整流回路10およびフリーホイリングダイオード６との接続には、ブスバー11よりもインダクタンスの大きいケーブル７が用いられている。このケーブル７は、フリーホイリングダイオード６をサージ電圧から保護するための保護用直流リアクトルとなっている。
さらに、整流回路10の交流入力部分には、自己消弧素子４のスイッチング動作の際に発生する過電圧を吸収するコンデンサ８と、自己消弧素子４のスイッチング動作の際に発生する高周波電流、すなわち、キャリア波の高周波成分電流の交流電源側への逆流を阻止する交流リアクトル９とが接続されている。
【００１４】
パルス幅制御回路30は、自己消弧素子４を断続的に点弧するとともに、整流回路10から出力される直流電圧パルスの幅を、出力すべき電力に応じて調節するパルス幅制御を行う制御手段である。
パルス幅制御回路30のパルス幅制御は、入力される三相交流電圧と、整流回路10から出力される直流電圧とを検出・監視し、インバータ装置３への直流電圧が一定の値となるように、整流回路10から出力される直流電圧パルスの幅を拡張する方式のものである。これにより、インバータ装置３の消費電力が増大したために、コンバータ１の出力電流が増え、その内部抵抗による電圧降下が大きくなり、インバータ装置３への出力電圧が低下しようとすると、直流電圧パルスの幅が拡張され、当該出力電圧の低下が抑制され、インバータ装置３へ供給される電力が増大するようになっている。
【００１５】
このパルス幅制御には、後述する整流モードと閉回路モードとが設定されている。換言すれば、パルス幅制御回路30は、整流モードおよび閉回路モードが交互に繰り返されるように、自己消弧素子４のゲートに与えるパルス状の制御信号であるキャリア波を発生し、このキャリア波で自己消弧素子４を適宜点弧するものとなっている。
【００１６】
次に、本実施形態のコンバータ１の動作について説明する。ここで、交流電源２の出力電圧は、図２に示されるように、位相が互いに１２０°ずつずれた三相交流となっている。
この三相出力電圧は、一周期Ｔを六等分した期間T1〜T6に注目すると、期間T1〜T6の各々では、二つの相が同じ極性となり、残りの相が逆の極性となっている。このため、逆極性となる一の相を基準として、二つの相の各々について整流すれば、直流電力が得られることが判る。
また、期間T1,T3,T5における各波形は、互いに同形状であり、期間T2,T4,T6における各波形は、期間T1,T3,T5の各波形と正負が逆となっているだけである。このため、期間T1におけるコンバータ１の動作について説明し、期間T2〜T6における動作については、期間T1における動作と同様となるため説明を省略する。
なお、期間T1,T3,T5の各波形は、互いに同形状であり、期間T2,T4,T6の各波形は、期間T1,T3,T5の各波形と正負が逆ではあるが、やはり同形状であるので、ここでは、期間T4における動作を説明し、期間T1〜T3，T5，T6における動作については、期間T4と同様となるため説明を省略する。
【００１７】
コンバータ１に、図２に示されるように、正弦波状に変化する三相交流電圧が加えられているとする。
すると、期間T4では、Ｖ相の正極側の自己消弧素子4V＋が、当該期間T4の開始から完了までの間、導通状態を維持する。
この状態で、Ｖ相の負極側の自己消弧素子4V−が導通されると、図３（Ａ）に示されるように、整流回路10およびインバータ装置３、ならびに、フリーホイリングダイオード６およびインバータ装置３が閉回路を形成し、この閉回路に直流リアクトル20の誘導電流が循環し、これにより、閉回路モードが行われる。
ここで、インバータ装置３に流れる電流i4は、コンバータ１側では、整流回路10に流れる電流i5およびフリーホイリングダイオード６に流れる電流i6の二つに分流している。
【００１８】
次に、Ｕ相の負極側の自己消弧素子4U−が導通されると、図３（Ｂ）に示されるように、整流回路10の自己消弧素子4V＋および自己消弧素子4U−で整流された電流が直流リアクトル20を介してインバータ装置３に流れ、これにより、第１整流モードが行われる。この際、三相交流のＶ相の電圧は正となり、Ｕ相の電圧は負となっているので、電流は、Ｖ相からＵ相へ流れる。
続いて、Ｗ相の負極側の自己消弧素子4W−が導通されると、図３（Ｃ）に示されるように、整流回路10の自己消弧素子4V＋および自己消弧素子4W−で整流された電流が直流リアクトル20を介してインバータ装置３に流れ、これにより、第２整流モードが行われる。この際、三相交流のＶ相の電圧は正となり、Ｗ相の電圧は負となっているので、電流は、Ｖ相からＷ相へ流れる。
このような閉回路モード、第１整流モードおよび第２整流モードは、期間T4が終わるまで、交互に複数回繰り返される。
【００１９】
以上のようなコンバータ１の動作において、フリーホイリングダイオード６に順方向の電流i6が流れる閉回路モードから、フリーホイリングダイオード６が逆阻止状態となる整流モードに移行する。
すると、整流モードに移行した瞬間に、フリーホイリングダイオード６に逆回復電流i3が瞬間的に流れるが、この逆回復電流i3は、保護用直流リアクトルであるケーブル７に抑制されるので、瞬時に大きな電流とはならない。
これにより、フリーホイリングダイオードに流れている電流の向きが瞬時に逆方向に転じても、電流の時間的変化分であるdI／dtが抑制され、フリーホイリングダイオード58に大きな逆方向のサージ電圧が加わることがない。
しかも、閉回路モード時にインバータ装置３に流れる電流i4が、整流回路10側の電流i5と、フリーホイリングダイオード６側の電流i6とに分流され、閉回路モード時にフリーホイリングダイオード６に流れる電流値が小さくなるので、この点からも、電流の時間的変化分であるdI／dtが抑制される。
【００２０】
前述のような本実施形態によれば、次のような効果が得られる。
すなわち、整流モードに移行した瞬間に、フリーホイリングダイオード６に瞬間的に流れる逆回復電流i3を、保護用直流リアクトルであるケーブル７で抑制したので、フリーホイリングダイオードに流れている電流の向きが瞬時に逆方向に転じても、電流の時間的変化分であるdI／dtが抑制され、フリーホイリングダイオード58に大きな逆方向のサージ電圧が加わることがない。
このため、高出力化のために電源電圧を上昇させても、直列接続されるフリーホイリングダイオード６の数を増やす必要がなく、効率を低下させることなく、コンバータ１の高出力化を図ることができる。
【００２１】
しかも、閉回路モード時にインバータ装置３に流れる電流i4を、整流回路10側の電流i5と、フリーホイリングダイオード６側の電流i6とに分流し、閉回路モード時にフリーホイリングダイオード６に流れる電流値を小さくしたので、電流の時間的変化分であるdI／dtが抑制され、この点からも、フリーホイリングダイオード58に大きな逆方向のサージ電圧が加わることがなくなり、効率を低下させることなく、コンバータ１の高出力化を図ることができる。
【００２２】
また、フリーホイリングダイオード６および整流回路10を相互に接続するケーブル７を保護用直流リアクトルとし、このケーブル７でフリーホイリングダイオード６をサージ電圧から保護するようにしたので、保護用直流リアクトルを有していない通常のコンバータを容易に改造することができる。
【００２３】
そして、コンバータ１の出力側に、誘導加熱を行うための高周波電力を発生するインバータ装置３を接続し、インバータ装置３への電力をきめ細かに調節するために、コンバータ１側の自己消弧素子４を高速でスイッチングしても、保護用直流リアクトルであるケーブル７が逆回復電流を抑制するので、フリーホイリングダイオード６に加わる逆方向のサージ電圧が小さくなり、コンバータ１の高出力化が図れ、誘導加熱用の高周波電力を発生するインバータ装置３も高出力化を図ることができる。
【００２４】
さらに、自己消弧素子４として、ＩＧＢＴを採用したので、インバータ装置３へ出力すべき電力に応じて自己消弧素子４の導通時間を細かく調節することができ、きめの細かいパルス幅制御が可能となり、インバータ装置３にとって常に最適な電力量を当該インバータ装置３に供給することができる。
【００２５】
以上、本発明について好適な実施形態を挙げて説明したが、本発明は、この実施形態に限られるものでなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の改良並びに設計の変更が可能である。
例えば、自己消弧素子としては、ＩＧＢＴに限らず、ＭＯＳＦＥＴおよびＧＴＯのいずれでもよく、要するに、高速スイッチング可能であり、かつ、導通時の直流抵抗値が小さい素子であればよい。
また、保護用直流リアクトルとしては、ケーブルに限らず、コイル状に形成されたリアクトルでもよく、保護用直流リアクトルの具体的な構成は、実施にあたり適宜設定すればよい。
【００２６】
さらに、コンバータとしては、三相交流を整流するものに限らず、単相交流を整流するものでもよい。
また、コンバータとしては、出力インピーダンスが比較的大きい電流型のものに限らず、出力インピーダンスが比較的小さい電圧型コンバータでもよい。
【００２７】
【発明の効果】
上述のように本発明によれば、効率を低下させずに、コンバータの高出力化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態に係るコンバータを示す回路図である。
【図２】前記実施形態のコンバータの入力電圧波形を示す図である。
【図３】前記実施形態の動作を説明するための図である。
【図４】従来例を示す図１に相当する図である。
【符号の説明】
１ コンバータ
２ 三相交流電源
３ インバータ装置
４ 自己消弧素子
５ ブロッキングダイオード
６ フリーホイリングダイオード
７ ケーブル
10 整流回路
20 直流リアクトル
30 パルス幅制御回路
Claims (4)
- 主要素子として自己消弧素子を有するとともに交流電源からの交流電力を整流し一対の出力端からパルス状に断続して電流を出力するブリッジ方式の整流回路と、
この整流回路の前記出力端にそれぞれ接続され、前記出力端から出力される前記パルス状に断続する電流を平滑して直流電流にする直流リアクトルと、
出力すべき電力に応じて前記自己消弧素子の導通時間を制御するパルス幅制御回路と、
前記整流回路の出力端および前記直流リアクトルの接続点間に接続されたフリーホイリングダイオードとを備え、
前記整流回路の出力端と前記フリーホイリングダイオードとの接続点間に、前記整流回路の導電路を形成するブスバよりもインダクタンスが大きく、前記フリーホイリングダイオードをサージ電圧から保護するための保護用直流リアクトルがそれぞれ接続されている
ことを特徴とするパルス幅変調制御式コンバータ。 - 請求項１に記載のパルス変調制御式コンバータにおいて、
前記保護用直流リアクトルは、前記フリーホイリングダイオードおよび前記整流回路を相互に接続するケーブルである
ことを特徴とするパルス幅変調制御式コンバータ。 - 請求項１または請求項２に記載のパルス幅変調制御式コンバータにおいて、
その出力側には、誘導加熱を行うための高周波電力を発生するインバータ装置が接続されている
ことを特徴とするパルス幅変調制御式コンバータ。 - 請求項１ないし請求項３のいずれかに記載のパルス幅変調制御式コンバータにおいて、
前記自己消弧素子は、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴおよびＧＴＯのいずれかの高速スイッチング素子である
ことを特徴とするパルス幅変調制御式コンバータ。
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