JPS59139875A - 変換装置 - Google Patents
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- JPS59139875A JPS59139875A JP59004227A JP422784A JPS59139875A JP S59139875 A JPS59139875 A JP S59139875A JP 59004227 A JP59004227 A JP 59004227A JP 422784 A JP422784 A JP 422784A JP S59139875 A JPS59139875 A JP S59139875A
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- charging
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- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
- H05B41/14—Circuit arrangements
- H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
- H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
- H05B41/295—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices and specially adapted for lamps with preheating electrodes, e.g. for fluorescent lamps
- H05B41/298—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions
- H05B41/2981—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions
- H05B41/2985—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions against abnormal lamp operating conditions
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- H—ELECTRICITY
- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
- H05B41/14—Circuit arrangements
- H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
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- Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
- Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10S315/00—Electric lamp and discharge devices: systems
- Y10S315/07—Starting and control circuits for gas discharge lamp using transistors
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- Inverter Devices (AREA)
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- Amplifiers (AREA)
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- Toys (AREA)
- Cleaning Implements For Floors, Carpets, Furniture, Walls, And The Like (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、充電ダイオードおよび充取りアクドルを介し
て直流電源に接続された充電コンデンサおよび充電スイ
ッチを有する電源調節器と、互いに直列にして前j(ピ
充電コンデンサに並列に接続され、交互にオン制量され
る2つのスイッチを有し前記充電コンデンサから給電さ
れるインバータとを備え、前記充電スイッチは制御部に
より制御量に依存するキーイング比をもって周期的にオ
ンされることにより前記光K +)アクドルを前記直流
電源に接続し前記充電スイッチ用の前記制御部は矩形波
電圧により前記インバータのいずれか一方のスイッチに
、前記充電スイッチが当該スイッチのオフの際にオンし
、かつ遅延コンデンサの応答値への充電によって決定さ
れる時間の後にオフするように同期化され、前記〕¥延
コンデンサの放電回路は前記インバータの同一のスイッ
チを介して導かれる型の変換装置に関するものである。
て直流電源に接続された充電コンデンサおよび充電スイ
ッチを有する電源調節器と、互いに直列にして前j(ピ
充電コンデンサに並列に接続され、交互にオン制量され
る2つのスイッチを有し前記充電コンデンサから給電さ
れるインバータとを備え、前記充電スイッチは制御部に
より制御量に依存するキーイング比をもって周期的にオ
ンされることにより前記光K +)アクドルを前記直流
電源に接続し前記充電スイッチ用の前記制御部は矩形波
電圧により前記インバータのいずれか一方のスイッチに
、前記充電スイッチが当該スイッチのオフの際にオンし
、かつ遅延コンデンサの応答値への充電によって決定さ
れる時間の後にオフするように同期化され、前記〕¥延
コンデンサの放電回路は前記インバータの同一のスイッ
チを介して導かれる型の変換装置に関するものである。
このような変換装置(ドイツ連邦共不nl±1特許出願
公開第3220301号明at舊参照)においては、充
電スイッチの同期制御をインバータの一方のスイッチの
電圧に依存1〜で行うことは、電源調節器の運転状態が
インバータのそれに自動的に従うという大きな特長を持
っている。このインバータが例えばそれに接続されてい
る負荷に故障ケ生じたときに遮断されると、電fi、調
節器も自動的に動作を停止し、インバータにはもはやエ
ネルギーがポンピングされない。それと反対に電源調節
器はインバータの発視に伴って自動的に始動する。
公開第3220301号明at舊参照)においては、充
電スイッチの同期制御をインバータの一方のスイッチの
電圧に依存1〜で行うことは、電源調節器の運転状態が
インバータのそれに自動的に従うという大きな特長を持
っている。このインバータが例えばそれに接続されてい
る負荷に故障ケ生じたときに遮断されると、電fi、調
節器も自動的に動作を停止し、インバータにはもはやエ
ネルギーがポンピングされない。それと反対に電源調節
器はインバータの発視に伴って自動的に始動する。
先行技術においては、充電スイッチを介して流れる電流
の通流朋同は光砥コンデンサの電1−[にもンプ出力の
変化のために変わると、電源調節器から供給されるエネ
ルギーも自動的(C変わる。したがってランプ出力を変
化させるためには、インバータにおいて例えばその運転
周波数を変えたり、または運転周波数が一定の場合には
インバータのスイッチのキーイング比を変えればよい。
の通流朋同は光砥コンデンサの電1−[にもンプ出力の
変化のために変わると、電源調節器から供給されるエネ
ルギーも自動的(C変わる。したがってランプ出力を変
化させるためには、インバータにおいて例えばその運転
周波数を変えたり、または運転周波数が一定の場合には
インバータのスイッチのキーイング比を変えればよい。
最後に、変換装置11よその都度の切換えなしに直流重
圧でも運転することができ、その場合列挙された利点を
すべて維持させることができる。
圧でも運転することができ、その場合列挙された利点を
すべて維持させることができる。
本発明の目的は構成回路部品にかかる費用を一層減少さ
せることにある。
せることにある。
この目的は本発明(Cよれば、冒頭に述べた型の変換装
置において、充電スイッチをMOE!パワートランジス
タとし、このMOSパワートランジスタの制御路は一方
では司717制御スイッチに並列に接続されるとともに
他方ではコンデンサと直列回路を形成し、この直列回m
a:インバータのスイッチに並列に接続され、そのスイ
ッチは遅延コンデンチは遅延コンデンサの電圧に依存し
てしきい値回路を介してオン状態に制御されることによ
って達成される。
置において、充電スイッチをMOE!パワートランジス
タとし、このMOSパワートランジスタの制御路は一方
では司717制御スイッチに並列に接続されるとともに
他方ではコンデンサと直列回路を形成し、この直列回m
a:インバータのスイッチに並列に接続され、そのスイ
ッチは遅延コンデンチは遅延コンデンサの電圧に依存し
てしきい値回路を介してオン状態に制御されることによ
って達成される。
次に、図面を参照して本発明の一実施例を詳述する。
全波整流結線の整流器Gは入力111jにおいては図に
示していないフィルタを介して交a電源(例えば220
ボルト、50ヘルツ)に接続され、出力側においては充
電リアクトルLおよび充電ダイオードDを介して充電コ
ンデンサCに接続されている。このコンデンサCに並列
に、インバータの交互に導通ずる2つのトランジスタT
3お」:ひT1の直列回路が接続されている。ダイオー
ドDに隣接するトランジスタT3は、以下においては二
次トランジスタと称し、他方のトランジスタT 1 i
ニー次トランジスタと称することにする。二次トランジ
スタT3に111列に、放電灯E1 コン7’ ン+
02とりアクドルL2とからなる直列共振回路、振動コ
ンデンサC1、および可飽和変圧器Trの一次巻mL3
0を直列接続してなる負荷回路が接続されている。ここ
で直列共振回路のコンデンサC2は放電灯Eの両手熱電
極の間に接続され、放電灯Eの一方の電極はコンデンサ
Cに直接に接続されている。
示していないフィルタを介して交a電源(例えば220
ボルト、50ヘルツ)に接続され、出力側においては充
電リアクトルLおよび充電ダイオードDを介して充電コ
ンデンサCに接続されている。このコンデンサCに並列
に、インバータの交互に導通ずる2つのトランジスタT
3お」:ひT1の直列回路が接続されている。ダイオー
ドDに隣接するトランジスタT3は、以下においては二
次トランジスタと称し、他方のトランジスタT 1 i
ニー次トランジスタと称することにする。二次トランジ
スタT3に111列に、放電灯E1 コン7’ ン+
02とりアクドルL2とからなる直列共振回路、振動コ
ンデンサC1、および可飽和変圧器Trの一次巻mL3
0を直列接続してなる負荷回路が接続されている。ここ
で直列共振回路のコンデンサC2は放電灯Eの両手熱電
極の間に接続され、放電灯Eの一方の電極はコンデンサ
Cに直接に接続されている。
可飽和変圧器Trは2つの二次巻線T、3]、L32と
監視巻線Lssとを持っている。二次巻線L3 ]。
監視巻線Lssとを持っている。二次巻線L3 ]。
r、 32は、−次・二次両トランジスタTI、T3が
11飽和変圧器Trの励磁反転時間中に交互に導通71
714 IIされるように、各トランジスタTI、T3
の制御回路内に接続されている。可飽和変圧器Trは、
これによって決定されるインバータの運転周波数が直列
共振回路の共成周波数を少し上回るように設計されてい
る。以上の構成によって、連続する2つの導通制御パル
ス間にすき間を生じ、それにより、−次トランジスタと
二次トランジスタか同時に導通して充電コンデンサCに
かかる電圧を短絡するのを防止することができる。両ト
ランジスタTI、T3が共にオフ状態の間の電流を導く
ために、各トランジスタTI、T3にはそれぞれ帰還ダ
イオードDI、D2が並列に接続されてイル。−次トラ
ンジスタT1の導通期間中、充21J。
11飽和変圧器Trの励磁反転時間中に交互に導通71
714 IIされるように、各トランジスタTI、T3
の制御回路内に接続されている。可飽和変圧器Trは、
これによって決定されるインバータの運転周波数が直列
共振回路の共成周波数を少し上回るように設計されてい
る。以上の構成によって、連続する2つの導通制御パル
ス間にすき間を生じ、それにより、−次トランジスタと
二次トランジスタか同時に導通して充電コンデンサCに
かかる電圧を短絡するのを防止することができる。両ト
ランジスタTI、T3が共にオフ状態の間の電流を導く
ために、各トランジスタTI、T3にはそれぞれ帰還ダ
イオードDI、D2が並列に接続されてイル。−次トラ
ンジスタT1の導通期間中、充21J。
コンデンサCの電圧は負荷回路に印加され、振動コンデ
ンサC1が図示の極性に光電される。−次トランジスタ
T1がオフ状態になると11■流は負荷回路を介して流
れ、直列共振回路のりアクドルL2によってドライブさ
れて、帰還ダイオードD2を介して電流が流れ、二次ト
ランジスタT3が導通制御される。そうすると振動コン
デンサC1は、トランジスタT3が再びオンする丑でト
ランジスタ置−よび負荷回路を介して放電する。これに
より負荷電流は同じ方向に充電コンデンサCおよび帰還
ダイオードD】を介して流れ、−次トランジスタT1を
新たに再び導通させる。
ンサC1が図示の極性に光電される。−次トランジスタ
T1がオフ状態になると11■流は負荷回路を介して流
れ、直列共振回路のりアクドルL2によってドライブさ
れて、帰還ダイオードD2を介して電流が流れ、二次ト
ランジスタT3が導通制御される。そうすると振動コン
デンサC1は、トランジスタT3が再びオンする丑でト
ランジスタ置−よび負荷回路を介して放電する。これに
より負荷電流は同じ方向に充電コンデンサCおよび帰還
ダイオードD】を介して流れ、−次トランジスタT1を
新たに再び導通させる。
鎖線の左側に示されている電源調節器はMOSパワート
ランジスタT2.1により動作し、その制御は極めて簡
単である。すなわち、このトランンサC5に接続され、
このコンデンサC5はコンデンサC7に直列に接続され
、インバータの一次トランジスタT1に並列に接続され
た分圧器を形成している。コンデンサC5の電圧はツェ
ナーダイオードD6によって制限される。このコンデン
サ分圧器、特にコンデンサC7のキャパシタンスは、コ
ンデンサC5およびトランジスタT2.1の制御路のキ
ャバ/タンスを急速に充電し、それによりトランジスタ
T2.1をオン制御するために、 −次)ランジスタT
1がオフしているときにコンデンサC7を介して十分な
大きさの電流が流れるように設定される。その場合、ト
ランジスタT2.1はその制御電圧が無くなるまでオン
状態に維持される。それは、遅くとも一次トランジスタ
TIが再びオンになる場合である。何故ならトランジス
タT2.1の制御路のキャパシタンスがコンデンサC7
および一次トランジスタT1を介して放電するからであ
る。
ランジスタT2.1により動作し、その制御は極めて簡
単である。すなわち、このトランンサC5に接続され、
このコンデンサC5はコンデンサC7に直列に接続され
、インバータの一次トランジスタT1に並列に接続され
た分圧器を形成している。コンデンサC5の電圧はツェ
ナーダイオードD6によって制限される。このコンデン
サ分圧器、特にコンデンサC7のキャパシタンスは、コ
ンデンサC5およびトランジスタT2.1の制御路のキ
ャバ/タンスを急速に充電し、それによりトランジスタ
T2.1をオン制御するために、 −次)ランジスタT
1がオフしているときにコンデンサC7を介して十分な
大きさの電流が流れるように設定される。その場合、ト
ランジスタT2.1はその制御電圧が無くなるまでオン
状態に維持される。それは、遅くとも一次トランジスタ
TIが再びオンになる場合である。何故ならトランジス
タT2.1の制御路のキャパシタンスがコンデンサC7
および一次トランジスタT1を介して放電するからであ
る。
ぐオフになる。すなわち、コンデンサC5に並列のトラ
ンジスタT8がオン制御され、このトランジスタT8が
トランジスタT2.1の制御路のキャパシタンスを放電
する場合である。そ;M:に遅延コンデンサC6の電圧
がツェナーダイオードD:(によって与えられる限界値
に達した場合である。
ンジスタT8がオン制御され、このトランジスタT8が
トランジスタT2.1の制御路のキャパシタンスを放電
する場合である。そ;M:に遅延コンデンサC6の電圧
がツェナーダイオードD:(によって与えられる限界値
に達した場合である。
遅延コンデンサC6の・充電(ハ、このコンデンサC6
が抵抗R62を介して並列に接続されているコンデンサ
Cの電圧に依存している。抵抗R62にはさらにコンデ
ンサC4と抵抗R1の直列回路が並列に接続されている
。以−Fのj・h成により、遅延コンデンサC6の充電
はコンデンサCの電圧の交流成分にも依存している。
が抵抗R62を介して並列に接続されているコンデンサ
Cの電圧に依存している。抵抗R62にはさらにコンデ
ンサC4と抵抗R1の直列回路が並列に接続されている
。以−Fのj・h成により、遅延コンデンサC6の充電
はコンデンサCの電圧の交流成分にも依存している。
コンデンサC4および抵抗R1を介して行われるコンデ
ンサC6の付刀日充電は、整流器0の半波電圧の振幅が
増大するとき、トランジスタT2.1の電流通流時間を
短縮させ、それにより電源電流の正弦波形を改善させる
。この点(てついての一層の改善を図るには、コンデン
サC6を交流的に充電コンデンサCにではなく、コンデ
ンサC4’およびC′からなり整流器Gに並列に接続さ
れた破線で示す分圧器に抵抗R1’を介して接続する構
成とすればよい。その場合、充電コンデンサCは分圧器
に含ませることもできる。すなわち、コンデンサC′は
コンデンサCの正端子に接続される。そうすることによ
り分圧器にかかる費用を低くすることができる。分圧器
(づ:、それが電源周波数の2倍の周波数においてのみ
作用し、かつ電源調節器そのものも発生するような高周
波のノイズ重圧に対して実質的に短絡となるように設計
される。これは特許請求の範囲第1項に特徴付けられた
型の電源調節器とは無関係に当てはまる。
ンサC6の付刀日充電は、整流器0の半波電圧の振幅が
増大するとき、トランジスタT2.1の電流通流時間を
短縮させ、それにより電源電流の正弦波形を改善させる
。この点(てついての一層の改善を図るには、コンデン
サC6を交流的に充電コンデンサCにではなく、コンデ
ンサC4’およびC′からなり整流器Gに並列に接続さ
れた破線で示す分圧器に抵抗R1’を介して接続する構
成とすればよい。その場合、充電コンデンサCは分圧器
に含ませることもできる。すなわち、コンデンサC′は
コンデンサCの正端子に接続される。そうすることによ
り分圧器にかかる費用を低くすることができる。分圧器
(づ:、それが電源周波数の2倍の周波数においてのみ
作用し、かつ電源調節器そのものも発生するような高周
波のノイズ重圧に対して実質的に短絡となるように設計
される。これは特許請求の範囲第1項に特徴付けられた
型の電源調節器とは無関係に当てはまる。
遅延コンデンサC6はさらにダイオードD8を介して一
次トランジスタT1に並列に接続されている。したがっ
て、遅延コンデンサC6は、−次トランジスタT1が導
通しており瞬間的に充電し始めろと常に放電する。何故
ならトランジスタT1はオフし、すなわちトランジスタ
T2.1のオン制御と同時でもあるからである。
次トランジスタT1に並列に接続されている。したがっ
て、遅延コンデンサC6は、−次トランジスタT1が導
通しており瞬間的に充電し始めろと常に放電する。何故
ならトランジスタT1はオフし、すなわちトランジスタ
T2.1のオン制御と同時でもあるからである。
かぐしてトランジスタT2.1はインバータに同期して
制御され、その電流通流時間は遅延コンデンサC6の充
電に依存する。
制御され、その電流通流時間は遅延コンデンサC6の充
電に依存する。
発振インバータおよび電源調節器は、始動コンデンサC
8の電圧がある値に達し、そのエネルギーがトリガダイ
オードD]3を介して一次トランシスタT1の制御路に
供給され、このトランジスタT1を導通させるような値
に達したときはじめて動作し始める。そのため点弧コン
デンサC8が、一方では抵抗R2,R4および放電灯E
の電極を介して充電コンデンサCに接続され、他方では
ダイオードDIOを介して一次トランジスタT1のスイ
ッチング路に並列に接続されている。整流器Gに電源電
圧が印加されると充電コンテンサc幻:充電リアクトル
Lおよび充電ダイオードDおよび点弧コンデンサC8を
介して、−次トランジスタT1が導通されるまで充電さ
れる。それと同時に再び放電し、その結果、この始動回
路はインノ;−タの周期的な発振の間もはや関与するこ
とがない。
8の電圧がある値に達し、そのエネルギーがトリガダイ
オードD]3を介して一次トランシスタT1の制御路に
供給され、このトランジスタT1を導通させるような値
に達したときはじめて動作し始める。そのため点弧コン
デンサC8が、一方では抵抗R2,R4および放電灯E
の電極を介して充電コンデンサCに接続され、他方では
ダイオードDIOを介して一次トランジスタT1のスイ
ッチング路に並列に接続されている。整流器Gに電源電
圧が印加されると充電コンテンサc幻:充電リアクトル
Lおよび充電ダイオードDおよび点弧コンデンサC8を
介して、−次トランジスタT1が導通されるまで充電さ
れる。それと同時に再び放電し、その結果、この始動回
路はインノ;−タの周期的な発振の間もはや関与するこ
とがない。
放電灯Eを有する変換装置を運転する場合、放電灯が絶
えずうまく始動せず、しだがって不成功に終る始動動作
が繰返されるだけのときには変換装置を遮断しなければ
ならない。この目的のだめ、停止用サイリスタT4が設
けられている。このサイリスタT4にはoJ飽和変圧器
Trの監視巻線L33がダイオードDll、Di2を介
して、また点弧コンデンサC8が抵抗R2を介して並列
に接続されている。サイリスタT4の保持電流は充電コ
ンデンサCに隣接している放電灯Eの電極および直列抵
抗R4を介して得られる。
えずうまく始動せず、しだがって不成功に終る始動動作
が繰返されるだけのときには変換装置を遮断しなければ
ならない。この目的のだめ、停止用サイリスタT4が設
けられている。このサイリスタT4にはoJ飽和変圧器
Trの監視巻線L33がダイオードDll、Di2を介
して、また点弧コンデンサC8が抵抗R2を介して並列
に接続されている。サイリスタT4の保持電流は充電コ
ンデンサCに隣接している放電灯Eの電極および直列抵
抗R4を介して得られる。
監視巻線L33にはダイオードD1.]を介して抵抗R
3およびコンデンサC9からなる並列Rc回路も並列に
接続されている。RC回路はまたトリガーダイオードD
14を介して停止用サイリスタT4のfli!I御路に
並列に接続されている。この回いない時(共娠時)に放
電灯Eを含む負荷回路を介して流れ、かつ監視巻線T、
33によって検出される電流の娠幅が放電灯の非点弧時
における(減衰共振回路)よりも実″質的(で犬きくな
るという中実に基づいている。設計により予め与え得る
回数のむだな始動試験の後、コンデンサ09.ば、停止
用サイリスタT4がトリガーダイオードD ] 4ヲ介
して点弧して監視巻線L 33を短絡するほどに充電1
〜だ。これによりインバータのトランジスタに対する制
御電圧が無くなり、インバータの運転は中断される。し
かし、通常の点弧試験も通常の放電灯電流もそのような
遮断に導くことはない。
3およびコンデンサC9からなる並列Rc回路も並列に
接続されている。RC回路はまたトリガーダイオードD
14を介して停止用サイリスタT4のfli!I御路に
並列に接続されている。この回いない時(共娠時)に放
電灯Eを含む負荷回路を介して流れ、かつ監視巻線T、
33によって検出される電流の娠幅が放電灯の非点弧時
における(減衰共振回路)よりも実″質的(で犬きくな
るという中実に基づいている。設計により予め与え得る
回数のむだな始動試験の後、コンデンサ09.ば、停止
用サイリスタT4がトリガーダイオードD ] 4ヲ介
して点弧して監視巻線L 33を短絡するほどに充電1
〜だ。これによりインバータのトランジスタに対する制
御電圧が無くなり、インバータの運転は中断される。し
かし、通常の点弧試験も通常の放電灯電流もそのような
遮断に導くことはない。
なぜなら、その場合、コンデンサC9の電圧はトリガー
ダイオードD 1.4の導通(C必要な値に達しないか
らである。
ダイオードD 1.4の導通(C必要な値に達しないか
らである。
電源調節器の同期制御のためにインバータのスイッチに
かかる矩形波電圧に依存して、電源調節器はインバータ
とともに自動的に遮断され、かつインバータの始動とと
もに再び投入きれる。
かかる矩形波電圧に依存して、電源調節器はインバータ
とともに自動的に遮断され、かつインバータの始動とと
もに再び投入きれる。
(10
インバータは、停止用サイリスタT4の保持電流が中1
祈し、それ故サイリスタT4が再びオフ状態に移行でき
るまで遮断されたままである。そのため例えば電源電圧
が遮断され得る。しかし、ある遮断は電源電圧の遮断な
しに交換される故!璋放電灯の結果であることもしばし
ばである。保持電流回路は放電灯の電極を介して導かれ
るので、保持電流は放電灯交換の際にも自動的に中断さ
れ、したがって、変換装置は新しい放電灯の装着により
再び自動的に発振を始める。
祈し、それ故サイリスタT4が再びオフ状態に移行でき
るまで遮断されたままである。そのため例えば電源電圧
が遮断され得る。しかし、ある遮断は電源電圧の遮断な
しに交換される故!璋放電灯の結果であることもしばし
ばである。保持電流回路は放電灯の電極を介して導かれ
るので、保持電流は放電灯交換の際にも自動的に中断さ
れ、したがって、変換装置は新しい放電灯の装着により
再び自動的に発振を始める。
図は本発明の一実施例を示す接続図である。
G・・・整流器、L・・・充電リアクトル、D・・・充
電ダイオード、E・・・放電灯、C・・・充電コンデン
サ、T1・・・−次トランジスタ、T3・・・二次トラ
ンジスタ、T2.I・・・MOSパワートランジスタ、
06・・・遅延コンデンサ、T8・・・トランジスタ、
07・・・コンデンサ、D3・・・ツェナーダイオード
。
電ダイオード、E・・・放電灯、C・・・充電コンデン
サ、T1・・・−次トランジスタ、T3・・・二次トラ
ンジスタ、T2.I・・・MOSパワートランジスタ、
06・・・遅延コンデンサ、T8・・・トランジスタ、
07・・・コンデンサ、D3・・・ツェナーダイオード
。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1)充電ダイオード(D)および光電リアクトル(L)
を介して直流電源(G)に接続される充電コンデンサC
C)および充電スイッチ(T2.1)’を有する電源調
節器と、互いに直列にして前記充電コンデンサ(C)に
並列に接続され父互にオン’1ill Nされる2つの
スイッチ(Tl、T3)を有し前記充電コンデンサ(0
)から給電されるインバータとを備え、前記光電スイッ
チ(T2.1 )は制御部により制御11に依存するキ
ーイング比(V)をもって周期的にオンされることによ
り前記充電リアクトル(L)を前記直流電源(G )に
接続し、前記充電スイッチ(T 2 、1. )用の前
記lI+lIj卸部は矩形波電圧により前記インバータ
のいずれか一方のスイッチ(TI、T3)に、曲肥を雷
スイッチ(グ2.1)が当i亥スイッ A^1チ(T
1)のオフの際にオンし、かつ遅延コンデンサ(C6)
の応答値への充電によって決定される時間(TL)の後
にオフするように同期化され、前記遅延コンデンサ(C
6)の放電回路は前記インバータの同一のスイッチ(T
1)を介して導かれる変換装置において、前記充電スイ
ッチ(T2.I)はMOSパワートランジスタであり、
このMOSパワートランジスタ(T 2 、 ]−)の
制御路は、一方では可制御スイッチ(T8)に並列に接
続されるとともに他方ではコンデンサ(C7)と直列回
路を形成し、この直列回路は前記インバータのスイッチ
(TI)に並列に接続され、そのスイッチ(T1)は前
記遅延コンデンサ(C6)の放電回路内にも位置してお
り、前記可制御スイッチ(T8)は前記遅延コンデンサ
(C6)の電圧に依存してしきい値回路(D3)を介し
てオン状態に制御されることを特徴とする変換装置。 2)前記MOSパワートランジスタ(T 2.1)を駆
動制御するだめのコンデンサ(07)i’i、MOSパ
ワートランジスタ(T2.1)の市1j御路のキャパシ
タンスの急速充電が保証されるように設定されているこ
とを特徴とする特許請求の範囲第1項記載の変換装置。 3)前記直流電源(G)は交流電源から給電されて平滑
されない半波電圧を出力する整流器であり、前記キーイ
ング比は前記光r4t、コンデンサ((lの電圧1およ
び正弦波系統電流を発生させるだめに前Fir; 整流
器(0)の半波電圧から導出される修正量に依存してお
り、しかも前記遅延コンデンサ(C6)は抵抗(R1’
)を介してコンデンサ(C′)に並列に接続きれ、この
コンデンサ(C′)は他のコンデンサ(04′)ととも
に分圧器を形成し、この分圧器は前記整流器(0)にa
列に接続され、かつ、その整流器(G)に給電する交流
電圧の周波数のほぼ2倍の周波数′において作用し、高
層されていることを特徴とする特許請求の範囲第1項ま
たは第2項記載の変換装置。 1)前記充電コンデンザCC)は前記分圧器中にあるこ
とを特徴とする特許請求の範囲第3項記載の変換装置。
Applications Claiming Priority (2)
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---|---|---|---|
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