JP2000102264A

JP2000102264A - 電源装置

Info

Publication number: JP2000102264A
Application number: JP10272331A
Authority: JP
Inventors: Yoshinobu Murakami; 善宣村上; Tomoyuki Nakano; 智之中野; Hiroaki Mannami; 寛明万波
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1998-09-25
Filing date: 1998-09-25
Publication date: 2000-04-07

Abstract

(57)【要約】【課題】平滑コンデンサの端子電圧の変化を利用し
て、電源投入直後のスイッチング素子の電流ストレスを
低減する。【解決手段】平滑コンデンサＣ１は、抵抗Ｒ１とスイ
ッチング素子Ｑ３との直列回路を介して整流器ＤＢの直
流出力端間に接続される。また、抵抗Ｒ２，Ｒ３は平滑
コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との接続点の電圧を分圧し、
スイッチング素子Ｑ３は、抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続点の電
位が閾値電圧以上のときにオンになる。電源投入直後に
スイッチング素子Ｑ３がオンされて平滑コンデンサＣ１
が抵抗Ｒ１を通して充電され、スイッチング素子Ｑ３の
ゲート電圧がスイッチング素子Ｑ３の閾値電圧以下にな
るとスイッチング素子Ｑ３がオフされる。また、インバ
ータ回路を構成するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は電源
投入からスイッチング素子Ｑ３がオフされた後までオン
オフを停止する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はインバータ回路を用
いた電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来例として、図７に示す構成の電源装
置が知られている。

【０００３】この電源装置は、商用電源のような交流電
源Ｖａｃを高周波電力に電力変換して負荷Ｚに供給する
ものである。すなわち、交流電源Ｖａｃを全波整流する
整流器ＤＢを備え、整流器ＤＢの直流出力端間にはコン
デンサＣ３が接続されるとともに、インダクタＬ１と平
滑コンデンサＣ１とダイオードＤ１との直列回路が接続
される。ダイオードＤ１は整流器ＤＢの負極側の直流出
力端にアノードを接続し、平滑コンデンサＣ１にカソー
ドを接続してあり、平滑コンデンサＣ１の放電経路を形
成する。さらに、整流器ＤＢの直流出力端間には一対の
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路からなるインバ
ータ回路も接続される。このスイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２としてはＭＯＳＦＥＴが用いられている。ダイオード
Ｄ１のカソードにはダイオードＤ２のアノードが接続さ
れ、ダイオードＤ２のカソードはスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２の接続点に接続される。スイッチング素子Ｑ２
の両端間にはコンデンサＣ２を介してインダクタＬ２と
負荷Ｚとの直列回路が接続される。上記スイッチング素
子Ｑ１，Ｑ２は、図示しない制御手段により、交流電源
Ｖａｃの周波数よりも充分に高い周波数で交互にオンオ
フされる。

【０００４】以下に、上述した回路の動作について説明
する。まず、スイッチング素子Ｑ２のオンオフに伴う平
滑コンデンサＣ１の充電動作について説明する。整流器
ＤＢの出力電圧が平滑コンデンサＣ１の端子電圧より高
い期間には、スイッチング素子Ｑ２がオンになると、交
流電源Ｖａｃ→整流器ＤＢ→インダクタＬ１→平滑コン
デンサＣ１→ダイオードＤ２→スイッチング素子Ｑ２→
整流器ＤＢ→交流電源Ｖａｃの経路で電流が流れ、平滑
コンデンサＣ１が充電される。ここに、平滑コンデンサ
Ｃ１の端子電圧は、インダクタＬ１のインダクタンスや
スイッチング素子Ｑ２のオンオフのデューティ比により
決まる。この期間にはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直
列回路の両端電圧は整流器ＤＢの出力電圧にほぼ一致す
ることになる。

【０００５】一方、整流器ＤＢの出力電圧が平滑コンデ
ンサＣ１の端子電圧よりも低くなる期間には、スイッチ
ング素子Ｑ２のオンオフにかかわらず、ダイオードＤ２
が導通しないから、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列
回路の両端には、インダクタＬ１とダイオードＤ１とを
通る経路で平滑コンデンサＣ１の端子電圧が印加され
る。

【０００６】上述のように、インダクタＬ１，平滑コン
デンサＣ１，ダイオードＤ１，Ｄ２，スイッチング素子
Ｑ２により構成される回路は、整流器ＤＢの出力電圧の
一部期間でのみスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路
に印加する電圧を平滑しているから、部分平滑電源と呼
ばれている。

【０００７】次に、上述した部分平滑電源の出力電圧を
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフによって高周波
電力に電力変換し、負荷Ｚに高周波電力を供給する動作
を説明する。スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチン
グ素子Ｑ２がオフになると、部分平滑電源からスイッチ
ング素子Ｑ１→コンデンサＣ２→インダクタＬ２→負荷
Ｚの経路で電流が流れ、コンデンサＣ２が充電される。
次に、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子
Ｑ２がオンになると、コンデンサＣ２を電源としてスイ
ッチング素子Ｑ２→負荷Ｚ→インダクタＬ２の経路で電
流が流れ、負荷Ｚに流れる電流の向きが逆転する。つま
り、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフによって、
負荷Ｚには交流電流を流すことができる。

【０００８】以上のように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２，コンデンサＣ２，インダクタＬ２によって、部分平
滑電源の出力を高周波電力に電力変換して負荷Ｚに供給
するインバータ回路が構成される。ここに、上述の動作
説明から明らかなように、スイッチング素子Ｑ２は部分
平滑電源とインバータ回路とに兼用されている。

【０００９】しかし、以上の動作では下記に示すような
問題がある。

【００１０】電源投入直後にスイッチング素子Ｑ２がオ
ンになると同時に、上述のように、交流電源Ｖａｃ→整
流器ＤＢ→インダクタＬ１→平滑コンデンサＣ１→ダイ
オードＤ２→スイッチング素子Ｑ２→整流器ＤＢ→交流
電源Ｖａｃの経路で平滑コンデンサＣ１に充電電流が流
れ始めるが、平滑コンデンサＣ１には電荷がないから、
スイッチング素子Ｑ２及びダイオードＤ２に過大な充電
電流が流れ、電源投入直後のスイッチング素子Ｑ２及び
ダイオードＤ２の電流ストレスが非常に増大するという
問題が生じる。

【００１１】そこで、上記問題を解決するために、図８
に示す回路が考案されている。図７に示した従来例と異
なる点は、スイッチング素子Ｑ２と並列に、抵抗Ｒ１と
スイッチング素子Ｑ３’との直列回路からなる平滑コン
デンサＣ１の充電回路を接続すると共に、スイッチング
素子Ｑ３’を制御するためのタイマ回路２を設けた点で
ある。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の制御手段と
して発振回路１を設けてあり、この発振回路１は電源投
入直後から一定時間はタイマ回路２により動作が停止さ
れる。

【００１２】次に動作を簡単に説明する。電源投入直後
から一定時間は、タイマ回路２を動作させてスイッチン
グ素子Ｑ３’をオンにすると共に、発振回路１が停止し
てスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオフに保たれる。そし
て、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオフに保たれている
期間に抵抗Ｒ１及びスイッチング素子Ｑ３’を介して平
滑コンデンサＣ１が充電される。その後、タイマ回路２
を停止させてスイッチング素子Ｑ３’をオフにし、発振
回路１が動作してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオ
フが開始される。

【００１３】このような動作により、スイッチング素子
Ｑ１，Ｑ２のオンオフが開始される際には、平滑コンデ
ンサＣ１には充分な電荷が充電されているため、図７に
示した従来例で述べたような電源投入直後のスイッチン
グ素子Ｑ２などへの過大な電流ストレスの発生を防止す
ることができる。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の
オンオフの開始後はスイッチング素子Ｑ３’がオフにな
るので、抵抗Ｒ１での不要な電力消費が生じることはな
い。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】ところで、電源投入直
後のスイッチング素子Ｑ２などの電流ストレスを回避す
るために、図８に示した回路構成を採用すると、タイマ
回路２が必要になる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の制
御手段として発振回路１を用いた他励回路を採用した場
合では、タイマ回路２を集積回路の一部として構成する
ことができるが、たとえば、更にコストを低減するため
に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の制御手段として自励
回路を採用した場合でも、タイマ回路２が必要になり、
コスト増につながるという問題が生じる。

【００１５】本発明は上記の問題点を解決するためにな
されたものであり、その目的は、平滑コンデンサの端子
電圧の変化を利用して、タイマ回路を用いることなく電
源投入直後に平滑コンデンサを充電し、低コストで電源
投入直後のスイッチング素子の電流ストレスを低減する
ことができる電源装置を提供することにある。

【００１６】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、交流
電源を整流する整流器と、高周波でオンオフされる少な
くとも１つのスイッチング素子を含み、整流器の直流出
力側で直流電力を高周波電力に変換して負荷に高周波電
力を供給するインバータ回路と、整流器の直流出力端間
にスイッチング素子を介して接続される平滑コンデンサ
と、充電用の抵抗と充電用のスイッチング素子との直列
回路を含むとともに、この直列回路が整流器の直流出力
端間において平滑コンデンサと直列に接続され、電源投
入直後に充電用のスイッチング素子をオンさせて充電用
の抵抗を通して平滑コンデンサを充電し、平滑コンデン
サの端子電圧が所定電圧に達すると充電用のスイッチン
グ素子をオフさせる充電回路と、電源投入直後から充電
用のスイッチング素子がオフされるまでインバータ回路
の動作を停止させる起動回路とを備えるものである。

【００１７】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、上記インバータ回路が交互にオンオフされる２つの
スイッチング素子の直列回路を含むとともに両スイッチ
ング素子の接続点と上記整流器の一方の直流出力端との
間に負荷が接続され、上記整流器の直流出力端のうち負
荷が接続されている一端と両スイッチング素子の直列回
路の一端との間に上記整流器に対して順方向となるダイ
オードが接続され、このダイオードにコンデンサが並列
接続されているものである。

【００１８】請求項３の発明は、請求項１の発明におい
て、上記インバータ回路のスイッチング素子を自励制御
する手段を備えるものである。

【００１９】請求項４の発明は、請求項１の発明におい
て、上記インバータ回路のスイッチング素子を他励制御
する手段を備えるものである。

【００２０】請求項５の発明は、請求項１ないし請求項
４の発明において、上記充電用のスイッチング素子が制
御端子に印加される電圧が閾値電圧以上のときにオンに
なり、上記充電回路が上記平滑コンデンサの負極側に直
列接続された分圧用の抵抗を備え、分圧用の抵抗により
分圧された電圧が上記充電用のスイッチング素子の制御
端子に印加されるものである。なお、実施形態において
は充電用のスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを用い
ており、ゲートが制御端子になる。

【００２１】請求項６の発明は、請求項３の発明におい
て、上記起動回路が、上記整流器の直流出力端間に接続
された起動用の抵抗および起動用のコンデンサの直列回
路と、起動用の抵抗と起動用のコンデンサとの接続点に
一端が接続され他端がインバータ回路のスイッチング素
子の制御端子に接続されたトリガ素子とからなるもので
ある。なお、実施形態ではトリガ素子としてダイアック
を用いている。

【００２２】請求項７の発明は、請求項４の発明におい
て、パルス信号を発生するパルス発生回路と、上記パル
ス信号を受けて上記インバータ回路のスイッチング素子
を駆動するドライバーとを備え、上記起動回路が、充電
用のスイッチング素子のオン期間にパルス発生回路のパ
ルス信号出力端間を短絡するスイッチ回路を備えるもの
である。

【００２３】請求項８の発明は、請求項４の発明におい
て、パルス信号を発生するパルス発生回路と、上記パル
ス信号を受けて上記インバータ回路のスイッチング素子
を駆動するドライバーとを備え、上記起動回路が、パル
ス発生回路のパルス信号出力端と充電用のスイッチング
素子との間に挿入されて充電用のスイッチング素子のオ
ン期間にパルス発生回路のパルス信号出力端間を短絡す
るダイオードを備えるものである。

【００２４】請求項９の発明は、請求項４の発明におい
て、上記インバータ回路のスイッチング素子を駆動する
他励制御回路と、上記インバータ回路の出力より他励制
御回路に給電する制御電源回路とを備え、上記起動回路
が、充電用のスイッチング素子をオフ後の一定時間だけ
他励制御回路に給電する手段としたものである。

【００２５】

【発明の実施の形態】（実施形態１）本発明の実施形態
１の回路構成を図１に示す。

【００２６】本実施形態の回路構成と図８に示した従来
例の回路構成との主な相違点は、抵抗Ｒ１及びスイッチ
ング素子Ｑ３の直列回路からなる平滑コンデンサＣ１の
充電回路をダイオードＤ１とインダクタＬ１との直列回
路に並列に接続し、平滑コンデンサＣ１とインダクタＬ
１との接続点Ｖａの電圧を抵抗（分圧用の抵抗）Ｒ２，
Ｒ３で分圧するとともに両抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続点をス
イッチング素子（充電用のスイッチング素子）Ｑ３のゲ
ートに接続している点である。

【００２７】また、インバータ回路を構成する直列接続
された２個のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点とコ
ンデンサＣ２との間に駆動トランスＣＴの１次巻線を接
続し、駆動トランスＣＴに設けた２個の２次巻線の一方
とゲート抵抗Ｒ６との直列回路をスイッチング素子Ｑ１
のゲート・ソースに接続し、他方の２次巻線とゲート抵
抗Ｒ６との直列回路をスイッチング素子Ｑ２のゲート・
ソースに接続している。したがって、駆動トランスＣＴ
がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を自励制御する手段とな
る。また、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート・ソ
ースには、それぞれ逆直列に接続された各一対のツェナ
ダイオードＺＤ１１，ＺＤ１２，ＺＤ２１，ＺＤ２２が
接続されている。これらのツェナダイオードＺＤ１１，
ＺＤ１２，ＺＤ２１，ＺＤ２２は各スイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２の保護用である。

【００２８】また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列
回路に抵抗Ｒ４，Ｒ５とコンデンサＣ６との直列回路を
並列に接続し、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ６との接続点に
トリガ素子Ｑ４の一端とダイオードＤ４のアノードとを
接続し、ダイオードＤ４のカソードをスイッチング素子
Ｑ１，Ｑ２の接続点に接続し、トリガ素子Ｑ４の他端を
スイッチング素子Ｑ２のゲートに接続している。ここで
は、平滑コンデンサＣ１が充分に充電されるまでトリガ
素子Ｑ４がオンしないように抵抗Ｒ４，Ｒ５，コンデン
サＣ６の回路定数が決められる。したがって、抵抗Ｒ
４，Ｒ５，コンデンサＣ６，トリガ素子Ｑ４，ダイオー
ドＤ４で構成される回路はインバータ回路を起動する起
動回路として機能する。

【００２９】また、負荷Ｚは、整流器ＤＢとインダクタ
Ｌ２との間に１次巻線が挿入されたトランスＴ１と、ト
ランスＴ１の２次巻線に接続した放電灯Ｌａと、放電灯
Ｌａの両フィラメントの非電源側端間に接続したコンデ
ンサＣ５とにより構成してある。コンデンサＣ５はイン
ダクタＬ２とともに共振回路を構成する。

【００３０】次に、動作について説明する。図２は動作
説明図であり、図２の（ａ）〜（ｃ）は交流電源Ｖａ
ｃ，スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧Ｖｇ，平滑コン
デンサＣ１の端子電圧ＶＣ１の電源投入時からの時間変
化をそれぞれ示す。

【００３１】電源が投入されると、コンデンサＣ３が充
電される。このとき、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は共
にオフであり、スイッチング素子Ｑ３もオフしているの
で、平滑コンデンサＣ１は充電されていない。したがっ
て、図２（ｂ）に示すように、平滑コンデンサＣ１とイ
ンダクタＬ１との接続点Ｖａの電位は、交流電源Ｖａｃ
のピーク電圧付近になる。このとき、接続点Ｖａの電圧
を抵抗Ｒ２，Ｒ３で分圧した電圧であるスイッチング素
子Ｑ３のゲート電圧Ｖｇは、スイッチング素子Ｑ３の閾
値電圧以上となるため、スイッチング素子Ｑ３はオン
し、平滑コンデンサＣ１が抵抗Ｒ１を介して充電され
る。平滑コンデンサＣ１が充電されると、接続点Ｖａの
電位が徐々に低下していき、スイッチング素子Ｑ３のゲ
ート電圧Ｖｇがスイッチング素子Ｑ３の閾値電圧以下と
なるまで平滑コンデンサＣ１が抵抗Ｒ１を介して充電さ
れる。同時に、抵抗Ｒ４，Ｒ５を介してコンデンサＣ６
も充電される。

【００３２】平滑コンデンサＣ１が充分に充電された時
点で、コンデンサＣ６の端子電圧がトリガ素子Ｑ４の閾
値電圧以上となり、トリガ素子Ｑ４がオンしてスイッチ
ング素子Ｑ２にゲート電圧が印加されスイッチング素子
Ｑ２がオンになる。スイッチング素子Ｑ２がオンになる
と、スイッチング素子Ｑ２に接続されている駆動トラン
スＣＴの一方の２次巻線に図中の右向きの電流が流れ、
スイッチング素子Ｑ１に接続されている他方の２次巻線
に図中の右向きの誘導電流が流れるが、駆動トランスＣ
Ｔの２個の２次巻線は各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に
対してそれぞれ逆方向に接続されているので、スイッチ
ング素子Ｑ１にはスイッチング素子Ｑ２とは逆方向のゲ
ート電圧が印加されることになり、スイッチング素子Ｑ
１はオフになる。このとき、負荷Ｚ→インダクタＬ２→
コンデンサＣ２→駆動トランスＣＴの１次巻線→スイッ
チング素子Ｑ２の経路で電流が流れ、コンデンサＣ２が
充電される。

【００３３】スイッチング素子Ｑ２がオンになると、ダ
イオードＤ４とスイッチング素子Ｑ２とを介してコンデ
ンサＣ６が放電される。コンデンサＣ６の端子電圧がト
リガ素子Ｑ４の閾値電圧以下になるとトリガ素子Ｑ４は
オフになる。

【００３４】その後、インダクタＬ２、コンデンサＣ
２、負荷Ｚを通して流れる振動電流により駆動トランス
ＣＴの１次巻線に流れる電流が反転すると、スイッチン
グ素子Ｑ２がオフ方向に制御され、同時にスイッチング
素子Ｑ１がオン方向に制御される。こうして、コンデン
サＣ２を電源として、コンデンサＣ２→インダクタＬ２
→負荷Ｚ→スイッチング素子Ｑ１→駆動トランスＣＴの
１次巻線→コンデンサＣ２の経路で電流が流れ、負荷Ｚ
に流れる電流の向きが逆転する。

【００３５】インダクタＬ２、コンデンサＣ２、負荷Ｚ
を通して流れる振動電流により駆動トランスＣＴの１次
巻線に流れる電流が再び反転すると、スイッチング素子
Ｑ１がオフ方向に制御され、スイッチング素子Ｑ２がオ
ン方向に制御される。以後、同様にして２つのスイッチ
ング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオンオフされる。つまり、
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は自励制御される。

【００３６】以上の動作によって、スイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２がオンオフを開始するまでに、平滑コンデンサ
Ｃ１が充分に充電されるため、電源投入直後に平滑コン
デンサＣ１を充電するための突入電流が流れることがな
く、スイッチング素子Ｑ２などへの電流ストレスを低減
することができる。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２
のオンオフが開始された後には、コンデンサＣ１の電圧
はほぼ一定に保たれるから、スイッチング素子Ｑ３のゲ
ート電圧Ｖｇはスイッチング素子Ｑ３の閾値電圧以下に
保たれてスイッチング素子Ｑ３はオフするので抵抗Ｒ１
での不要な電力消費は生じない。

【００３７】また、起動回路は、平滑コンデンサＣ１が
充分に充電されるまで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の
オンオフを開始させないので、スイッチング素子の電流
ストレスを確実に防止することができる。しかも、図８
に示した従来例のようなタイマ回路２を必要としないこ
とから、電源投入直後のスイッチング素子の電流ストレ
スを低コストで低減することができる。加えて、本実施
形態ではスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の制御手段が自励
制御であるから部品点数が少なく、このことによっても
低コスト化を図ることができる。

【００３８】（実施形態２）本発明の実施形態２の回路
構成を図３に示す。

【００３９】本実施形態の回路構成について、図１に示
した実施形態１と異なる点は、コンデンサＣ４とダイオ
ードＤ３との並列回路が整流器ＤＢの直流出力端とスイ
ッチング素子Ｑ１との間に接続されている点であり、そ
の他は、図１に示した実施形態１と同様である。ただ
し、ダイオードＤ３は整流器ＤＢに対して順方向に接続
されている。

【００４０】次に、動作について説明する。整流器ＤＢ
の出力電圧が平滑コンデンサＣ１の端子電圧よりも高い
期間には、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング
素子Ｑ２がオンであると、負荷Ｚを通る経路とダイオー
ドＤ３を通して平滑コンデンサＣ１を充電する経路とに
電流が流れる。また、スイッチング素子Ｑ１がオン、ス
イッチング素子Ｑ２がオフであると、コンデンサＣ２→
インダクタＬ２→負荷Ｚ→コンデンサＣ４→スイッチン
グ素子Ｑ１→駆動トランスＣＴの１次巻線→コンデンサ
Ｃ２の経路で電流が流れる。

【００４１】一方、整流器ＤＢの出力電圧が平滑コンデ
ンサＣ１の端子電圧よりも低い期間には、スイッチング
素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンである
と、平滑コンデンサＣ１→コンデンサＣ４→負荷Ｚ→イ
ンダクタＬ２→コンデンサＣ２→駆動トランスＣＴの１
次巻線→スイッチング素子Ｑ２→ダイオードＤ１→平滑
コンデンサＣ１を通る経路で電流が流れる。このとき、
コンデンサＣ４には図中の右向きに電圧が発生し、整流
器ＤＢと平滑コンデンサＣ１との電位差分がコンデンサ
Ｃ４に印加されるので、整流器ＤＢの出力電圧が平滑コ
ンデンサＣ１の端子電圧より低い期間においても、整流
器ＤＢ→負荷Ｚ→インダクタＬ２→コンデンサＣ２→ス
イッチング素子Ｑ２→整流器ＤＢの経路で交流電源Ｖａ
ｃから入力電流を流すことができる。つまり、整流器Ｄ
Ｂの出力電圧が平滑コンデンサＣ１の端子電圧よりも低
い期間に、交流電源Ｖａｃからの入力電流が休止せず、
入力電流を高周波的に流すことができ、入力電流の包絡
線をほぼ滑らかに連続させることができる。その結果、
交流電源Ｖａｃと整流器ＤＢとの間に高周波を阻止する
フィルタを設けるだけで、入力電流波形をほぼ滑らかな
連続波形とすることができ、入力電流の高周波成分を低
減することができる。したがって、コンデンサＣ４とダ
イオードＤ３との並列回路は、入力電流の高調波成分を
低減する作用を有するものである。

【００４２】その他の動作は、実施形態１と同様であ
り、図８に示した従来例のようなタイマ回路２を必要と
しないことから、低コストで電源投入直後のスイッチン
グ素子の電流ストレスを低減することができる。

【００４３】（実施形態３）本発明の実施形態３の回路
構成を図４に示す。

【００４４】本実施形態の回路構成について、実施形態
１，２と異なる点は、インバータ回路を構成するスイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２が他励制御される点である。他励
制御の手段としては、図４に示すように、パルス信号を
発生するパルス発生回路３と、パルス信号を受けてスイ
ッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオンオフさせる信号を
生成するドライバー４とが用いられる。パルス発生回路
３及びドライバー４は集積回路により構成される。

【００４５】実施形態１，２では、抵抗Ｒ４，Ｒ５，コ
ンデンサＣ６，トリガ素子Ｑ４，ダイオードＤ４で構成
される起動回路により、平滑コンデンサＣ１が充分に充
電された後に、コンデンサＣ６からトリガ素子Ｑ４を介
してスイッチング素子Ｑ２にゲート電圧を印加してスイ
ッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフを開始させていた。
これに対して、本実施形態では、電源オンと同時にパル
ス発生回路３からパルス信号が発生するから、パルス信
号が発生しても平滑コンデンサＣ１が充分に充電される
までスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフを停止させ
ておく回路を起動回路として設けてある。すなわち、本
実施形態では、トランジスタＱ６によりパルス発生回路
３のパルス信号出力端間を短絡することにより、ドライ
バー４にパルス信号を与えないようにしてスイッチング
素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフを停止させる。

【００４６】起動回路は、スイッチング素子Ｑ３のオン
オフを利用してオンオフされるスイッチ回路を備え、こ
のスイッチ回路によってパルス発生回路３のパルス信号
出力端間を短絡する。つまり、スイッチング素子Ｑ３の
ドレイン・ソースに抵抗Ｒ１０，Ｒ１１の直列回路を並
列に接続し、抵抗Ｒ１０とＲ１１との接続点にトランジ
スタＱ５のベースを接続し、トランジスタＱ５のコレク
タに抵抗Ｒ１２を通して制御電源Ｖｃｃを接続してい
る。また、トランジスタＱ５のコレクタ・エミッタに抵
抗Ｒ１３の両端を接続し、トランジスタＱ５のコレクタ
をトランジスタＱ６のベースに接続し、トランジスタＱ
６のコレクタをパルス発生回路３のパルス信号出力端に
接続している。

【００４７】ドライバー４の一方の出力端は、ゲート抵
抗Ｒ６を通してスイッチング素子Ｑ１のゲートに接続さ
れ、ドライバー４の他方の出力端はゲート抵抗Ｒ７を通
してスイッチング素子Ｑ２のゲートに接続される。さら
に、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート・ソースに
は、それぞれ抵抗Ｒ８，Ｒ９が接続されている。

【００４８】次に、動作について説明する。抵抗Ｒ１，
Ｒ２，Ｒ３，スイッチング素子Ｑ３で構成される充電回
路により平滑コンデンサＣ１を充電する動作は実施形態
１と同じである。起動回路では、スイッチング素子Ｑ３
がオンしている期間、トランジスタＱ５にベース電流が
流れないので、トランジスタＱ５はオフ、トランジスタ
Ｑ６はオンし、トランジスタＱ６によりパルス発生回路
３のパルス信号出力端間が短絡される。したがって、ド
ライバー４にはパルス信号出力が与えられず、スイッチ
ング素子Ｑ１，Ｑ２はオンオフしない。

【００４９】その後、平滑コンデンサＣ１が充分に充電
され、スイッチング素子Ｑ３がオフすると、トランジス
タＱ５にベース電流が流れるようになるので、トランジ
スタＱ５はオン、トランジスタＱ６はオフし、パルス信
号がドライバー４に入力されスイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２がオンオフを開始する。よって、図８に示した従来例
のようなタイマ回路２を必要とすることなく、スイッチ
ング素子Ｑ１，Ｑ２の制御手段が他励制御であっても実
施形態１と同様に、電源投入直後のスイッチング素子の
電流ストレスを低減することができる。

【００５０】（実施形態４）本発明の実施形態４の回路
構成を図５に示す。本実施形態もスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２は他励制御されるが、実施形態３と異なる点
は、スイッチング素子Ｑ３によりパルス発振回路３のパ
ルス信号出力端間を短絡することにより、ドライバー４
にパルス信号出力を与えないようにしてスイッチング素
子Ｑ１，Ｑ２のオンオフを停止させる点である。つま
り、スイッチング素子Ｑ３を充電回路と起動回路とに兼
用している。そのため、スイッチング素子Ｑ３のドレイ
ンには、２個のダイオードＤ５，Ｄ６のカソードを接続
し、一方のダイオードＤ５のアノードに抵抗Ｒ１を接続
し、他方のダイオードＤ６のアノードにパルス発生回路
３のパルス信号出力端を接続している。このダイオード
Ｄ６が起動回路として機能する。ダイオードＤ５，Ｄ６
を設けることにより、充電回路と起動回路とは互いに干
渉することなくスイッチング素子Ｑ３を兼用することに
なる。

【００５１】次に、動作について説明する。抵抗Ｒ１，
Ｒ２，Ｒ３，ダイオードＤ５，スイッチング素子Ｑ３で
構成される充電回路により平滑コンデンサＣ１を充電す
る動作は実施形態１と同じである。

【００５２】一方、起動回路では、スイッチング素子Ｑ
３がオンしている期間、スイッチング素子Ｑ３によりダ
イオードＤ６を介してパルス発生回路３のパルス信号出
力端間を短絡することになり、ドライバー４にはパルス
信号出力が与えられない。その結果、スイッチング素子
Ｑ１，Ｑ２のオンオフが停止することになる。その後、
平滑コンデンサＣ１が充分に充電され、スイッチング素
子Ｑ３がオフすると、パルス信号出力がドライバー４に
入力されるようになり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が
オンオフを開始する。

【００５３】よって、図４に示した実施形態３の回路構
成よりも一層簡単な回路構成となり、図８に示した従来
例のようなタイマ回路２を必要としないことから、スイ
ッチング素子の制御手段が他励制御であっても実施形態
１と同様に、低コストで電源投入直後のスイッチング素
子の電流ストレスを低減することができる。

【００５４】（実施形態５）本発明の実施形態５の回路
構成を図６に示す。本実施形態も実施形態３、４と同様
に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が他励制御されるが、
平滑コンデンサＣ１が充分に充電されるまで他励制御回
路５に制御電源Ｖｃｃを与えないことによりスイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフを停止させる点で実施形態
３、４とは異なる。他励制御回路５は集積回路により構
成され、実施形態３、４に示したパルス発生回路とドラ
イバーとの機能を持つ回路である。

【００５５】また、負荷Ｚに設けたトランスＴ１に電源
用巻線を設け、電源用巻線から他励制御回路５に電源を
供給する制御電源回路を構成してある。つまり、インバ
ータ回路の動作が停止すると、制御電源回路から他励制
御回路５への給電も停止するように構成してある。ただ
し、インバータ回路が動作を開始するまで他励制御回路
５に給電されないとインバータ回路を起動することがで
きないから、起動回路として、スイッチング素子Ｑ３の
オフ後に一定時間だけ他励制御回路５に電源を供給する
ために、抵抗Ｒ１５，Ｒ１６，コンデンサＣ９，Ｃ１
０，ツェナダイオードＺＤ４からなる回路を付加してあ
る。

【００５６】さらに詳しく説明する。制御電源回路は、
トランスＴ１に設けた電源用巻線に抵抗Ｒ１４とダイオ
ードＤ７と平滑コンデンサＣ７との直列回路を接続し、
電源用巻線の誘起電圧をダイオードＤ７により半波整流
し、抵抗Ｒ１４及び平滑コンデンサＣ７で平滑してい
る。さらに、平滑コンデンサＣ７にダイオードＤ８を介
してコンデンサＣ８とツェナダイオードＺＤ３との並列
回路を接続し、ツェナダイオードＺＤ３により定電圧化
された電圧を他励制御回路５に制御電源Ｖｃｃとして印
加している。したがって、インバータ回路が正常に動作
してトランスＴ１の電源用巻線に所定の出力が得られて
いる間には，制御電源回路から他励制御回路５に給電し
て他励制御回路５を動作させることができる。

【００５７】一方、起動回路は、スイッチング素子Ｑ３
のドレイン・ソースに並列に接続した抵抗Ｒ１５とコン
デンサＣ１０との直列回路を有し、抵抗Ｒ１５とコンデ
ンサＣ１０との接続点と他励制御回路５の電源端子との
間に、ツェナダイオードＺＤ４とコンデンサＣ９と抵抗
Ｒ１６との直列回路を接続した構成を有する。

【００５８】次に、動作について説明する。上述したよ
うに、制御電源回路はインバータ回路が動作してスイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２がオンオフしている期間に、平滑
コンデンサＣ７を充電し、ツェナダイオードＺＤ３によ
り定電圧化した一定電圧を他励制御回路５に給電する。
つまり、インバータ回路の動作中には他励制御回路５に
制御電源回路から電源が供給される。

【００５９】しかしながら、制御電源回路はトランスＴ
１に設けた電源用巻線からエネルギが供給されるから、
電源投入からスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオンオフを
開始するまでは、制御電源回路から他励制御回路５に電
源を供給することができない。そこで、起動回路を設け
ているのであって、充電回路を構成するスイッチング素
子Ｑ３がオフすると、平滑コンデンサＣ１，抵抗Ｒ１，
抵抗Ｒ１５を介してコンデンサＣ１０が充電され、コン
デンサＣ１０が充電されるとツェナダイオードＺＤ４が
導通するようにしてある。ツェナダイオードＺＤ４が導
通すれば、コンデンサＣ９と抵抗Ｒ１６とを介してコン
デンサＣ８が充電される。こうしてコンデンサＣ８の端
子電圧が制御電源Ｖｃｃの電圧に達すると、他励制御回
路５が動作を開始する。つまり、スイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２がオンオフを開始し、放電灯Ｌａの定常点灯時
にはトランスＴ１の電源用巻線から他励制御回路５に電
源が供給されるのである。

【００６０】以上の動作により、平滑コンデンサＣ１が
充分に充電されるまでスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオ
ンオフを確実に停止させることができ、図８に示した従
来例のようなタイマ回路２を必要としないことから、ス
イッチング素子の制御手段が他励制御であっても実施形
態１と同様に、電源投入直後のスイッチング素子の電流
ストレスを低減することができる。また、他励制御回路
５の制御電源ＶｃｃをトランスＴ１に設けた電源用巻線
からとることにより、他励制御回路５の電源を別に用意
する必要がなく、回路構成が簡単になる。

【００６１】

【発明の効果】請求項１の発明は、交流電源を整流する
整流器と、高周波でオンオフされる少なくとも１つのス
イッチング素子を含み、整流器の直流出力側で直流電力
を高周波電力に変換して負荷に高周波電力を供給するイ
ンバータ回路と、整流器の直流出力端間にスイッチング
素子を介して接続される平滑コンデンサと、充電用の抵
抗と充電用のスイッチング素子との直列回路を含むとと
もに、この直列回路が整流器の直流出力端間において平
滑コンデンサと直列に接続され、電源投入直後に充電用
のスイッチング素子をオンさせて充電用の抵抗を通して
平滑コンデンサを充電し、平滑コンデンサの端子電圧が
所定電圧に達すると充電用のスイッチング素子をオフさ
せる充電回路と、電源投入直後から充電用のスイッチン
グ素子がオフされるまでインバータ回路の動作を停止さ
せる起動回路とを備えるものであり、充電用のスイッチ
ング素子を平滑コンデンサの端子電圧に基づいてオンオ
フさせるから、タイマ回路を用いる従来構成よりも回路
構成が簡単になり、電源投入直後のスイッチング素子の
電流ストレスを低減する構成を低コストで実現すること
ができるという利点がある。

【００６２】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、上記インバータ回路が交互にオンオフされる２つの
スイッチング素子の直列回路を含むとともに両スイッチ
ング素子の接続点と上記整流器の一方の直流出力端との
間に負荷が接続され、上記整流器の直流出力端のうち負
荷が接続されている一端と両スイッチング素子の直列回
路の一端との間に上記整流器に対して順方向となるダイ
オードが接続され、このダイオードにコンデンサが並列
接続されているものであり、コンデンサとダイオードと
の並列回路を設けていることによって、交流電源の電圧
がゼロクロス付近であっても交流電源からの入力電流を
高周波的に流すことが可能になり、高周波成分を阻止す
る程度の小型のフィルタを交流電源と整流器との間に設
ける程度で入力電流の高調波成分を低減する効果が得ら
れる。

【００６３】請求項３の発明は、請求項１の発明におい
て、上記インバータ回路のスイッチング素子を自励制御
する手段を備えるものであり、自励制御であるから回路
構成が比較的簡単になる。

【００６４】請求項４の発明は、請求項１の発明におい
て、上記インバータ回路のスイッチング素子を他励制御
する手段を備えるものであり、他励制御であるからきめ
こまかい制御が可能になる。

【００６５】請求項５の発明は、請求項１ないし請求項
４の発明において、上記充電用のスイッチング素子が制
御端子に印加される電圧が閾値電圧以上のときにオンに
なり、上記充電回路が上記平滑コンデンサの負極側に直
列接続された分圧用の抵抗を備え、分圧用の抵抗により
分圧された電圧が上記充電用のスイッチング素子の制御
端子に印加されるものであり、平滑コンデンサの端子電
圧を分圧用の抵抗によって検出するから、回路構成が簡
単であり、低コストで電源投入直後のスイッチング素子
の電流ストレスを低減する効果がある。

【００６６】請求項６の発明は、請求項３の発明におい
て、上記起動回路が、上記整流器の直流出力端間に接続
された起動用の抵抗および起動用のコンデンサの直列回
路と、起動用の抵抗と起動用のコンデンサとの接続点に
一端が接続され他端がインバータ回路のスイッチング素
子の制御端子に接続されたトリガ素子とからなるもので
あり、簡単な回路で起動回路を構成することができる。

【００６７】請求項７の発明は、請求項４の発明におい
て、パルス信号を発生するパルス発生回路と、上記パル
ス信号を受けて上記インバータ回路のスイッチング素子
を駆動するドライバーとを備え、上記起動回路が、充電
用のスイッチング素子のオン期間にパルス発生回路のパ
ルス信号出力端間を短絡するスイッチ回路を備えるもの
であり、起動回路として、スイッチング素子を制御する
ためのパルス信号の供給を停止させる構成を採用するか
ら、簡単な構成で起動回路を構成することができる。

【００６８】請求項８の発明は、請求項４の発明におい
て、パルス信号を発生するパルス発生回路と、上記パル
ス信号を受けて上記インバータ回路のスイッチング素子
を駆動するドライバーとを備え、上記起動回路が、パル
ス発生回路のパルス信号出力端と充電用のスイッチング
素子との間に挿入されて充電用のスイッチング素子のオ
ン期間にパルス発生回路のパルス信号出力端間を短絡す
るダイオードを備えるものであり、起動回路として、ス
イッチング素子を制御するためのパルス信号の供給を停
止させる構成を採用するから、簡単な構成で起動回路を
構成することができる。

【００６９】請求項９の発明は、請求項４の発明におい
て、上記インバータ回路のスイッチング素子を駆動する
他励制御回路と、上記インバータ回路の出力より他励制
御回路に給電する制御電源回路とを備え、上記起動回路
が、充電用のスイッチング素子をオフ後の一定時間だけ
他励制御回路に給電する手段としたものであり、インバ
ータ回路の動作中にはインバータ回路の出力によって他
励制御回路に給電されるから、別途に他励制御回路用の
電源回路を設ける必要がなく簡単な構成になるととも
に、電源投入直後には起動回路により他励制御回路に電
源を供給するから、他励制御回路を確実に動作させるこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施形態１を示す回路図である。

【図２】同上の動作説明図である。

【図３】本発明の実施形態２を示す回路図である。

【図４】本発明の実施形態３を示す回路図である。

【図５】本発明の実施形態４を示す回路図である。

【図６】本発明の実施形態５を示す回路図である。

【図７】従来例を示す回路図である。

【図８】他の従来例を示す回路図である。

【符号の説明】

３パルス発生回路４ドライバー５他励制御回路Ｃ１平滑コンデンサＣ３コンデンサＣ６起動用のコンデンサＣ９，Ｃ１０コンデンサＣＴ駆動トランスＤＢ整流器Ｄ１ダイオードＤ３ダイオードＤ４起動用のダイオードＺＤ４ツェナダイオードＱ１，Ｑ２インバータ回路のスイッチング素子Ｑ３充電用のスイッチング素子Ｑ４トリガ素子Ｑ５，Ｑ６トランジスタＲ１充電用の抵抗Ｒ２，Ｒ３分圧用の抵抗Ｒ４、Ｒ５起動用の抵抗Ｒ１５，Ｒ１６抵抗Ｔ１トランスＬａ放電灯Ｖａｃ交流電源Ｚ負荷

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者万波寛明大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内Ｆターム(参考） 3K072 AA02 BA03 BB01 BC01 BC03 DB03 DD04 GA03 GB12 GC02 GC04 HB03 5H007 AA06 BB03 CA02 CB17 CC32 DB03 GA01 GA08

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源を整流する整流器と、高周波で
オンオフされる少なくとも１つのスイッチング素子を含
み、整流器の直流出力側で直流電力を高周波電力に変換
して負荷に高周波電力を供給するインバータ回路と、整
流器の直流出力端間にスイッチング素子を介して接続さ
れる平滑コンデンサと、充電用の抵抗と充電用のスイッ
チング素子との直列回路を含むとともに、この直列回路
が整流器の直流出力端間において平滑コンデンサと直列
に接続され、電源投入直後に充電用のスイッチング素子
をオンさせて充電用の抵抗を通して平滑コンデンサを充
電し、平滑コンデンサの端子電圧が所定電圧に達すると
充電用のスイッチング素子をオフさせる充電回路と、電
源投入直後から充電用のスイッチング素子がオフされる
までインバータ回路の動作を停止させる起動回路とを備
えることを特徴とする電源装置。
【請求項２】上記インバータ回路は交互にオンオフさ
れる２つのスイッチング素子の直列回路を含むとともに
両スイッチング素子の接続点と上記整流器の一方の直流
出力端との間に負荷が接続され、上記整流器の直流出力
端のうち負荷が接続されている一端と両スイッチング素
子の直列回路の一端との間に上記整流器に対して順方向
となるダイオードが接続され、このダイオードにコンデ
ンサが並列接続されていることを特徴とする請求項１記
載の電源装置。
【請求項３】上記インバータ回路のスイッチング素子
を自励制御する手段を備えることを特徴とする請求項１
または２記載の電源装置。
【請求項４】上記インバータ回路のスイッチング素子
を他励制御する手段を備えることを特徴とする請求項１
または２記載の電源装置。
【請求項５】上記充電用のスイッチング素子は制御端
子に印加される電圧が閾値電圧以上のときにオンにな
り、上記充電回路は上記平滑コンデンサの負極側に直列
接続された分圧用の抵抗を備え、分圧用の抵抗により分
圧された電圧が上記充電用のスイッチング素子の制御端
子に印加されることを特徴とする請求項１ないし請求項
４のいずれかに記載の電源装置。
【請求項６】上記起動回路は、上記整流器の直流出力
端間に接続された起動用の抵抗および起動用のコンデン
サの直列回路と、起動用の抵抗と起動用のコンデンサと
の接続点に一端が接続され他端がインバータ回路のスイ
ッチング素子の制御端子に接続されたトリガ素子とから
なることを特徴とする請求項３記載の電源装置。
【請求項７】パルス信号を発生するパルス発生回路
と、上記パルス信号を受けて上記インバータ回路のスイ
ッチング素子を駆動するドライバーとを備え、上記起動
回路は、充電用のスイッチング素子のオン期間にパルス
発生回路のパルス信号出力端間を短絡するスイッチ回路
を備えることを特徴とする請求項４記載の電源装置。
【請求項８】パルス信号を発生するパルス発生回路
と、上記パルス信号を受けて上記インバータ回路のスイ
ッチング素子を駆動するドライバーとを備え、上記起動
回路は、パルス発生回路のパルス信号出力端と充電用の
スイッチング素子との間に挿入されて充電用のスイッチ
ング素子のオン期間にパルス発生回路のパルス信号出力
端間を短絡するダイオードを備えることを特徴とする請
求項４記載の電源装置。
【請求項９】上記インバータ回路のスイッチング素子
を駆動する他励制御回路と、上記インバータ回路の出力
より他励制御回路に給電する制御電源回路とを備え、上
記起動回路は、充電用のスイッチング素子がオフ後の一
定時間だけ他励制御回路に給電する手段であることを特
徴とする請求項４記載の電源装置。