JPH02179226A - 交流フイルタとパルス幅変調方式電力変換器を直列接続した高調波抑制装置 - Google Patents
交流フイルタとパルス幅変調方式電力変換器を直列接続した高調波抑制装置Info
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- JPH02179226A JPH02179226A JP63275658A JP27565888A JPH02179226A JP H02179226 A JPH02179226 A JP H02179226A JP 63275658 A JP63275658 A JP 63275658A JP 27565888 A JP27565888 A JP 27565888A JP H02179226 A JPH02179226 A JP H02179226A
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- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
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- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
〔産業上の利用分野〕
本発明は電源系統番こ負荷に並列接続され、負荷へ流入
する高調波電流を電源系統へ補償する高調波抑制装置に
関するものである。 〔従来の技術〕 単一高調波に共振するコンデンサおよびリアクトルの直
列回路からなる同調フィルタ、抵抗およびリアクトルの
並列回路とコンデンサとの直列回路からなる高次フィル
タで構成される交流フィルタは、昭和閏年９月発行の日
新電機枝軸ｅ Ｖｏｌ 、２ｏｗＮｏ、１掲載記事「電
力系統の高調波と交流フィルタ」等でも解説されている
通り公知である。 第４図は従来の交流フィルタを具えた三相交流系統例を
示す単線系統図である。 すなわち、三相交流系統電源１はサイリスタレオナード
装置等である負荷２に電力供給しており、したがりてそ
の系統ラインに高調波電流が流れる。 ここに、３は交流フィルタである。 そして、この系統ラインの各相に、第５調波に共振する
コンデンサ３１およびリアクトル３２の直列回路からな
る第５調波同調フイルタと、第７調波に共振するコンデ
ンサ３３およびリアクトルあの直列回路からなる第７調
波同調フイルタと、抵抗３５およびリアクトル３６の並
列回路とコンデンサ３７との直列接続構成をなし第１１
次調波以上の吸収効果をもつ高次フィルタとから構成さ
れる交流フィルタ３は、負荷２に対して並列に設置され
ている。なお、１′は系統インピーダンスを示している
。 よって、かかる交流フィルタ３においては負荷２の第５
次高調波を第５調波同調フイルタで、第７高調波を第７
調波同調フイルタで、１１次以上の高調波を高次フィル
タでそれぞれ吸収し抑制するものである。 また、高速スイッチング素子で構成される三相パルス変
調方式電力変換器（以下ＰＷＭ変換器と略称する）、Ｐ
ＷＭ変換器の交流側に接続される交流リアクトル、ＰＷ
Ｍ変換器の直流端子間に接続される直流コンデンサ等を
基本構成とするアクティブフィルタは、昭和６１年８月
に日本自動制御協会発行の「システム制御」誌Ｖｏ１．
３０．Ｎｏ、８に掲載された「電力用アクティブフィル
タの原理と制御法」等でも解説されている通り公知であ
る。 第５図はアクティブフィルタを具えた一般的な三相交流
系統例を示す単線系統図である。 すなわち、三相交流系統電源１は負荷２に電力供給して
おり、系統ラインには高調波電流が流れる。 この系統ラインに交流側の各相に交流リアクトル４を直
列に挿入してＰＷＭ変換器５が接続され、このＰＷＭ変
換器５の直流側には直流コンデンサ６が接続されている
。ここに、交流リアクトル４゜ＰＷＭ変換器５および直
流コンデンサ６からなる構成部分がアクティブフィルタ
である。 そして、ここで電源電流ｉ３に対して負荷２に流入する
負荷電流をｉＬとし、アクティブフィルタに流入する補
償電流をｊｃとすると、三相交流系統電源ｌには負荷電
流上よび補償電流をベクトル的に加算した電流（ｉＬ＋
ｉｃ）が流れる。つまり、アクティブフィルタに流入す
る補償電流ｉｃは負荷電流の高調波成分を打ち消す成分
をもっていればよい。 〔発明が解決しようとする問題点〕 かくの如き交流フィルタおよびアクティブフィルタは次
の如きものである。 すなわち、第４図に示した如き交流フィルタは、負荷の
特定高調波に対して系統インピーダンスよりも低いイン
ピーダンスとなる分路を構成することによって、系統に
流出する高調波を抑制するものであるが、以下のような
問題点がある。 （１）補償特性は系統のインピーダンスの影響を受ける
。 （２）交流フィルタは上位系統から高調波を引き込むこ
とがあり、交流フィルタの過負荷や焼損を招く。 （３） 交流フィルタと系統インピーダンスの間に反
共振が存在し、交流フィルタは高調波電流を増大させる
ことがある。 一方、こうした交流フィルタの問題点を一挙に解決でき
るアクティブフィルタは次世代の高調波抑制装置として
注目されているところである。しかしながら、アクティ
ブフィルタの本格的な実用化に当たっては、以下のよう
な問題点がある。 （１）周波数特性の優れた大容量・低損失の電流源の実
現が難しい。 （２）初期コスト、運転コストが高い。 （３）不特定多数の高調波を一括して補償しようとする
と、アクティブフィルタの補償電流が下位系統の進相コ
ンデンサや交流フィルタへ流入することがある。 〔問題点を解決するための手段〕 本発明は上述したような点に鑑みなされたものであり、
本発明の理解を容易にするため、その具体的な構成例は
次の如きものである。 すなわち、電源系統に負荷設備と並列に接続されるもの
であって、ＰＷＭ変換器と、ＰＷＭ変換器の交流側の各
相に直列に挿入された交流リアクトルと、ＰＷＭ変換器
の直流端子間に接続された直流コンデンサと、直流コン
デンサと並列に接続された単相ダイオード整流回路と、
交流リアクトルに二次側を接続されたスタースター結線
（Ｙ−Ｙ）の変圧器と、交流リアクトルと変圧器との接
続点に並列に接続されたコンデンサと、変圧器の一次側
と電源系統間に接続された交流フィルタと、ＰＷＭ変換
器の電圧制御を行う制御装置を備えるようにしたもので
あり、 さらに、その制御装置の一例としては、電源系統の電源
電流を検出して高調波電流を演算する手段と、高調波電
流を入力しゲイン倍した電圧指令信号を出力する手段と
、電圧指令信号と三角波キャリア電圧を比較してＰＷＭ
変換器へのスイッチ指令を生成する手段とを具えてなる
ものである。 さらにまた、その制御装置の他の例としては、負荷電流
を検出して高調波電流を得る手段と、ＰＷＭ変換器電圧
を検出して微小基本波電流を得る手段と、交流フィルタ
定数より交流フィルタに流れる基本波進相電流概算値を
設定する手段と、前記高調波電流と微小基本波電流と基
本波進相電流概算値より電流指令信号を得る手段と、そ
の電流指令信号とＰＷＭ変換器電流を比較してＰＷＭ変
換器へのスイッチ指令を生成する手段とを具えてなるも
のである。 〔作 用〕 しかして、電源電流検出形に大別されるものは・電源系
統の各相高調波電流を演算し、その各相高調波電流をゲ
イン（ｋ）倍して各相電圧相合信号となすことにより、
交流フィルタに各相直列に接続されたＰＷＭ変換器が出
力する高調波電圧によって、電源電流の高調波成分が阻
止され、電源電流は交流フィルタの基本波進相電流と負
荷の基本波電流だけにし得る。 さらに、負荷電流検出形に大別されるものは、負荷電流
から検出した高調波電流と交流フィルタの基本波進相電
流がＰＷＭ変換器の電流指令値として与えられるものと
して、ＰＷＭ変換器が注入した高調波電流は負荷の高調
波電流と打ち消し合い、電源電流は交流フィルタの進相
電流と負荷の基本波電流だけにし得る。 このようにして、ＰＷＭ変換器には基本波電圧がかから
ず、負荷の高調波電流と交流フィルタの基本波進相電流
しか流れなく、ＰＷＭ変換器の容量を小さくできる。 さらには、補償特性は系統インピーダンスの影響を受け
ず、系統インピーダンスと交流フィルタ間の反共振を抑
制し、上位系統からの高調波電流の流入を阻止する能力
を有するものである。 以下、本発明を図面に基づいて詳細説明する。 〔実 施 例〕 第１図および第２図は本発明が適用された電源電流検出
形の一実施例の要部構成を示すものである。 まず、第１図に詔いて、サイリスタレオナード装置等の
負荷２に系統インピーダンス１′を介して電力を供給し
ている三相交流系統電源１のライン各相に、交流フィル
タ３が接続しである。こと１乙交流フイルタ３はコンデ
ンサ３１およびリアクトル３２の直列回路からなる第５
調波同調フイルタ、コンデンサおおよびリアクトルＵの
直列回路からなる第７調波同調フイルタ、抵抗３５およ
びリアクトル３６の並列回路とコンデンサ３７との直列
回路からなる高次フィルタからそれぞれ構成されてなる
。 交流フィルタ３の各相の他端には（Ｙ−Ｙ）の変圧器７
の一次側巻線が接続され、変圧器７の一次巻線の他端は
スター結線されている。変圧器７の二次側の一方の端は
各相スター結線されるとともに、他端には各相に交流リ
アクトル４が直列接続されている。また、変圧器７の二
次側と交流リアクトル４との各相接続点には、コンデン
サ８が接続されている。 交流リアクトル４の反変圧器側にはＰＷＭ変換器５が接
続され、とのＰＷＭ変換器５の直流端子間には直流コン
デンサ６が接続され、直流コンデンサ６には並列に単相
ダイオード整流回路９が接続されている。 ＰＷＭ変換器５はオンオフ可能なスイッチング素子Ｓ１
〜Ｓ６にスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６にそれぞれダイオ
ードＤ１〜Ｄ＠が並列接続された三相ブリ、ジ回路とし
て接続され、これは第２図に示す制御装置で生成される
トリガ信号ｖＧにより、スイッチング素子亀〜Ｓ６がオ
ンオフされて高調波抑制を行うものである。 なお、交流リアクトル４およびコンデンサ８はスイッチ
ングリ、プル抑制用のＬＯフィルタであり、ＰＷＭ変換
器５のスイッチング成分を除去するためのものであり、
したがってスイッチング周波数が高い時には無くても嵐
いものである・かくの如く、高調波抑制装置は交流フィ
ルタ３の部分、変圧器７．交流リアクトル４．コンデン
サ８．ＰＷＭ変換器５．直流コンデンサ６、単相ダイオ
ード整流回路９と、第２図に示す制御装置を主構成部と
するものである。 そして、基本波に対しては、交流フィルタ３は進相コン
デンサとして動作させ、ＰＷＭ変換器５は零インピーダ
ンスとして動作させると、ＰＷＭ変換器には基本波電圧
が印加されないものとなる。 また、高調波に対しては、ＰＷＭ変換器５は電源電流の
高調波成分を阻止するように高調波電圧を発生させるも
のであり、交流フィルタ３の問題点である反共振や上位
系統からの高調波電流の流入を抑制することができる。 そのため、ここでは三相〜二相変換を行い集電力および
虚電力なる概念を導入してなるものである。これを以下
に詳述する。 まず、つぎの（１）弐〜（３）式を用いて三相の電源電
流’ｓｕ ＃ ’ｓｖ ｔ ’ｓｗおよび系統電圧Ｖｕ
、 Ｖｖ、 Ｖ、を二相の電流軸α、ｉ３βおよびＶα
、Ｖ′／に変換する。 ここで（０）は三相〜二相の変換行列である。 この（１）弐〜（１式により求めた二相の電圧および電
流から、つぎの（４）式によって瞬時実電力ｐおよび虚
電力ｑが求められる。 これら瞬時実電力ｐおよび虚電力ｑが一般的な有効電力
および無効電力に対応するものであり、さらに瞬時実電
力ｐおよび虚電力ｑは、っぎの（５）。 （６）式によりそれぞれ直流分ｉ、ｉと交流分ｉ、τに
分解される。 １）＝１）＋ｐ ・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・（５）Ｑ”ｑ＋Ｑ
ｌ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・（６）ここで、二相の電源電流
ｉ工、ｉ、／の基本渡分は直流分ｐ、ｑに、高調渡分は
交流会ｐ、ｑに変換され、これら直流分と交流会は、一
般にバイパスフィルタを通しても分離することができる
。 かような技術思想に基づく制御装置として、その−例を
第２図ζζ示す。 第２図において、電力演算回路１０１は系統電圧Ｖｕ、
Ｖｖ、 Ｖ、と電源電流’ｓｕｅ ’ｓｖ＊ ｉｓｗ
の検出値から（１）弐〜（４）式に従って瞬時実電力ｐ
および虚電力ｑを演算し、これらをバイパスフィルタ１
０２へ出カスる。バイパスフィルタ１０２はこれらから
直流分を除去し、瞬時実電力ｐの交流会ｐおよび瞬時虚
電力ｑの交流会ｑを、それぞれ実電力指令信号
＊号ｐおよび虚電力
指令信号ｑとして電流指令値演算回路１０３へ出力する
。 ＊ 〜 ｐ＝ｐ ・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・（７）＊ 〜 ｑ＝ｑ ”’・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・（８）＊ 電流指令値演算回路１０３は、実電力指令信号ｐ＊ 虚電力指令信号ｑおよび系統電圧Ｖｕ、 Ｖｖ、 ＶＷ
を受け、（１）式およびつぎの（９） 、 （１１）式
に従って二相電流指令信号を得、さらに二相〜三相変換
を行い、三相の電流指令信号’ｕ＊＋ ｆｙ” 、 ｉ
：を生成して増幅回路１０４へ出力する。
する高調波電流を電源系統へ補償する高調波抑制装置に
関するものである。 〔従来の技術〕 単一高調波に共振するコンデンサおよびリアクトルの直
列回路からなる同調フィルタ、抵抗およびリアクトルの
並列回路とコンデンサとの直列回路からなる高次フィル
タで構成される交流フィルタは、昭和閏年９月発行の日
新電機枝軸ｅ Ｖｏｌ 、２ｏｗＮｏ、１掲載記事「電
力系統の高調波と交流フィルタ」等でも解説されている
通り公知である。 第４図は従来の交流フィルタを具えた三相交流系統例を
示す単線系統図である。 すなわち、三相交流系統電源１はサイリスタレオナード
装置等である負荷２に電力供給しており、したがりてそ
の系統ラインに高調波電流が流れる。 ここに、３は交流フィルタである。 そして、この系統ラインの各相に、第５調波に共振する
コンデンサ３１およびリアクトル３２の直列回路からな
る第５調波同調フイルタと、第７調波に共振するコンデ
ンサ３３およびリアクトルあの直列回路からなる第７調
波同調フイルタと、抵抗３５およびリアクトル３６の並
列回路とコンデンサ３７との直列接続構成をなし第１１
次調波以上の吸収効果をもつ高次フィルタとから構成さ
れる交流フィルタ３は、負荷２に対して並列に設置され
ている。なお、１′は系統インピーダンスを示している
。 よって、かかる交流フィルタ３においては負荷２の第５
次高調波を第５調波同調フイルタで、第７高調波を第７
調波同調フイルタで、１１次以上の高調波を高次フィル
タでそれぞれ吸収し抑制するものである。 また、高速スイッチング素子で構成される三相パルス変
調方式電力変換器（以下ＰＷＭ変換器と略称する）、Ｐ
ＷＭ変換器の交流側に接続される交流リアクトル、ＰＷ
Ｍ変換器の直流端子間に接続される直流コンデンサ等を
基本構成とするアクティブフィルタは、昭和６１年８月
に日本自動制御協会発行の「システム制御」誌Ｖｏ１．
３０．Ｎｏ、８に掲載された「電力用アクティブフィル
タの原理と制御法」等でも解説されている通り公知であ
る。 第５図はアクティブフィルタを具えた一般的な三相交流
系統例を示す単線系統図である。 すなわち、三相交流系統電源１は負荷２に電力供給して
おり、系統ラインには高調波電流が流れる。 この系統ラインに交流側の各相に交流リアクトル４を直
列に挿入してＰＷＭ変換器５が接続され、このＰＷＭ変
換器５の直流側には直流コンデンサ６が接続されている
。ここに、交流リアクトル４゜ＰＷＭ変換器５および直
流コンデンサ６からなる構成部分がアクティブフィルタ
である。 そして、ここで電源電流ｉ３に対して負荷２に流入する
負荷電流をｉＬとし、アクティブフィルタに流入する補
償電流をｊｃとすると、三相交流系統電源ｌには負荷電
流上よび補償電流をベクトル的に加算した電流（ｉＬ＋
ｉｃ）が流れる。つまり、アクティブフィルタに流入す
る補償電流ｉｃは負荷電流の高調波成分を打ち消す成分
をもっていればよい。 〔発明が解決しようとする問題点〕 かくの如き交流フィルタおよびアクティブフィルタは次
の如きものである。 すなわち、第４図に示した如き交流フィルタは、負荷の
特定高調波に対して系統インピーダンスよりも低いイン
ピーダンスとなる分路を構成することによって、系統に
流出する高調波を抑制するものであるが、以下のような
問題点がある。 （１）補償特性は系統のインピーダンスの影響を受ける
。 （２）交流フィルタは上位系統から高調波を引き込むこ
とがあり、交流フィルタの過負荷や焼損を招く。 （３） 交流フィルタと系統インピーダンスの間に反
共振が存在し、交流フィルタは高調波電流を増大させる
ことがある。 一方、こうした交流フィルタの問題点を一挙に解決でき
るアクティブフィルタは次世代の高調波抑制装置として
注目されているところである。しかしながら、アクティ
ブフィルタの本格的な実用化に当たっては、以下のよう
な問題点がある。 （１）周波数特性の優れた大容量・低損失の電流源の実
現が難しい。 （２）初期コスト、運転コストが高い。 （３）不特定多数の高調波を一括して補償しようとする
と、アクティブフィルタの補償電流が下位系統の進相コ
ンデンサや交流フィルタへ流入することがある。 〔問題点を解決するための手段〕 本発明は上述したような点に鑑みなされたものであり、
本発明の理解を容易にするため、その具体的な構成例は
次の如きものである。 すなわち、電源系統に負荷設備と並列に接続されるもの
であって、ＰＷＭ変換器と、ＰＷＭ変換器の交流側の各
相に直列に挿入された交流リアクトルと、ＰＷＭ変換器
の直流端子間に接続された直流コンデンサと、直流コン
デンサと並列に接続された単相ダイオード整流回路と、
交流リアクトルに二次側を接続されたスタースター結線
（Ｙ−Ｙ）の変圧器と、交流リアクトルと変圧器との接
続点に並列に接続されたコンデンサと、変圧器の一次側
と電源系統間に接続された交流フィルタと、ＰＷＭ変換
器の電圧制御を行う制御装置を備えるようにしたもので
あり、 さらに、その制御装置の一例としては、電源系統の電源
電流を検出して高調波電流を演算する手段と、高調波電
流を入力しゲイン倍した電圧指令信号を出力する手段と
、電圧指令信号と三角波キャリア電圧を比較してＰＷＭ
変換器へのスイッチ指令を生成する手段とを具えてなる
ものである。 さらにまた、その制御装置の他の例としては、負荷電流
を検出して高調波電流を得る手段と、ＰＷＭ変換器電圧
を検出して微小基本波電流を得る手段と、交流フィルタ
定数より交流フィルタに流れる基本波進相電流概算値を
設定する手段と、前記高調波電流と微小基本波電流と基
本波進相電流概算値より電流指令信号を得る手段と、そ
の電流指令信号とＰＷＭ変換器電流を比較してＰＷＭ変
換器へのスイッチ指令を生成する手段とを具えてなるも
のである。 〔作 用〕 しかして、電源電流検出形に大別されるものは・電源系
統の各相高調波電流を演算し、その各相高調波電流をゲ
イン（ｋ）倍して各相電圧相合信号となすことにより、
交流フィルタに各相直列に接続されたＰＷＭ変換器が出
力する高調波電圧によって、電源電流の高調波成分が阻
止され、電源電流は交流フィルタの基本波進相電流と負
荷の基本波電流だけにし得る。 さらに、負荷電流検出形に大別されるものは、負荷電流
から検出した高調波電流と交流フィルタの基本波進相電
流がＰＷＭ変換器の電流指令値として与えられるものと
して、ＰＷＭ変換器が注入した高調波電流は負荷の高調
波電流と打ち消し合い、電源電流は交流フィルタの進相
電流と負荷の基本波電流だけにし得る。 このようにして、ＰＷＭ変換器には基本波電圧がかから
ず、負荷の高調波電流と交流フィルタの基本波進相電流
しか流れなく、ＰＷＭ変換器の容量を小さくできる。 さらには、補償特性は系統インピーダンスの影響を受け
ず、系統インピーダンスと交流フィルタ間の反共振を抑
制し、上位系統からの高調波電流の流入を阻止する能力
を有するものである。 以下、本発明を図面に基づいて詳細説明する。 〔実 施 例〕 第１図および第２図は本発明が適用された電源電流検出
形の一実施例の要部構成を示すものである。 まず、第１図に詔いて、サイリスタレオナード装置等の
負荷２に系統インピーダンス１′を介して電力を供給し
ている三相交流系統電源１のライン各相に、交流フィル
タ３が接続しである。こと１乙交流フイルタ３はコンデ
ンサ３１およびリアクトル３２の直列回路からなる第５
調波同調フイルタ、コンデンサおおよびリアクトルＵの
直列回路からなる第７調波同調フイルタ、抵抗３５およ
びリアクトル３６の並列回路とコンデンサ３７との直列
回路からなる高次フィルタからそれぞれ構成されてなる
。 交流フィルタ３の各相の他端には（Ｙ−Ｙ）の変圧器７
の一次側巻線が接続され、変圧器７の一次巻線の他端は
スター結線されている。変圧器７の二次側の一方の端は
各相スター結線されるとともに、他端には各相に交流リ
アクトル４が直列接続されている。また、変圧器７の二
次側と交流リアクトル４との各相接続点には、コンデン
サ８が接続されている。 交流リアクトル４の反変圧器側にはＰＷＭ変換器５が接
続され、とのＰＷＭ変換器５の直流端子間には直流コン
デンサ６が接続され、直流コンデンサ６には並列に単相
ダイオード整流回路９が接続されている。 ＰＷＭ変換器５はオンオフ可能なスイッチング素子Ｓ１
〜Ｓ６にスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６にそれぞれダイオ
ードＤ１〜Ｄ＠が並列接続された三相ブリ、ジ回路とし
て接続され、これは第２図に示す制御装置で生成される
トリガ信号ｖＧにより、スイッチング素子亀〜Ｓ６がオ
ンオフされて高調波抑制を行うものである。 なお、交流リアクトル４およびコンデンサ８はスイッチ
ングリ、プル抑制用のＬＯフィルタであり、ＰＷＭ変換
器５のスイッチング成分を除去するためのものであり、
したがってスイッチング周波数が高い時には無くても嵐
いものである・かくの如く、高調波抑制装置は交流フィ
ルタ３の部分、変圧器７．交流リアクトル４．コンデン
サ８．ＰＷＭ変換器５．直流コンデンサ６、単相ダイオ
ード整流回路９と、第２図に示す制御装置を主構成部と
するものである。 そして、基本波に対しては、交流フィルタ３は進相コン
デンサとして動作させ、ＰＷＭ変換器５は零インピーダ
ンスとして動作させると、ＰＷＭ変換器には基本波電圧
が印加されないものとなる。 また、高調波に対しては、ＰＷＭ変換器５は電源電流の
高調波成分を阻止するように高調波電圧を発生させるも
のであり、交流フィルタ３の問題点である反共振や上位
系統からの高調波電流の流入を抑制することができる。 そのため、ここでは三相〜二相変換を行い集電力および
虚電力なる概念を導入してなるものである。これを以下
に詳述する。 まず、つぎの（１）弐〜（３）式を用いて三相の電源電
流’ｓｕ ＃ ’ｓｖ ｔ ’ｓｗおよび系統電圧Ｖｕ
、 Ｖｖ、 Ｖ、を二相の電流軸α、ｉ３βおよびＶα
、Ｖ′／に変換する。 ここで（０）は三相〜二相の変換行列である。 この（１）弐〜（１式により求めた二相の電圧および電
流から、つぎの（４）式によって瞬時実電力ｐおよび虚
電力ｑが求められる。 これら瞬時実電力ｐおよび虚電力ｑが一般的な有効電力
および無効電力に対応するものであり、さらに瞬時実電
力ｐおよび虚電力ｑは、っぎの（５）。 （６）式によりそれぞれ直流分ｉ、ｉと交流分ｉ、τに
分解される。 １）＝１）＋ｐ ・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・（５）Ｑ”ｑ＋Ｑ
ｌ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・（６）ここで、二相の電源電流
ｉ工、ｉ、／の基本渡分は直流分ｐ、ｑに、高調渡分は
交流会ｐ、ｑに変換され、これら直流分と交流会は、一
般にバイパスフィルタを通しても分離することができる
。 かような技術思想に基づく制御装置として、その−例を
第２図ζζ示す。 第２図において、電力演算回路１０１は系統電圧Ｖｕ、
Ｖｖ、 Ｖ、と電源電流’ｓｕｅ ’ｓｖ＊ ｉｓｗ
の検出値から（１）弐〜（４）式に従って瞬時実電力ｐ
および虚電力ｑを演算し、これらをバイパスフィルタ１
０２へ出カスる。バイパスフィルタ１０２はこれらから
直流分を除去し、瞬時実電力ｐの交流会ｐおよび瞬時虚
電力ｑの交流会ｑを、それぞれ実電力指令信号
＊号ｐおよび虚電力
指令信号ｑとして電流指令値演算回路１０３へ出力する
。 ＊ 〜 ｐ＝ｐ ・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・（７）＊ 〜 ｑ＝ｑ ”’・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・（８）＊ 電流指令値演算回路１０３は、実電力指令信号ｐ＊ 虚電力指令信号ｑおよび系統電圧Ｖｕ、 Ｖｖ、 ＶＷ
を受け、（１）式およびつぎの（９） 、 （１１）式
に従って二相電流指令信号を得、さらに二相〜三相変換
を行い、三相の電流指令信号’ｕ＊＋ ｆｙ” 、 ｉ
：を生成して増幅回路１０４へ出力する。
〔０〕 は（０）の逆変換行列である。
＊ 、＊ 、＊
増幅回路１０４は電流指令信号−ｓ ＩｖＩ ｔｗを入
＊ ＊ 力し、ゲインに倍して電圧指令信号■ｕ、■ｖ＊ ■１を生成して電圧制御回路１０６へ出力する。 電圧制御回路１０６は、三角波発生回路１０５より出力
される三角波キャリア電圧Ｓと電圧指令信号＊＊＊ ■ｕ、ｖｖ、ｖｗ を入力し、例えば（電圧指令信＊ 号ｖｕ≧三角波キャリア電圧Ｓ）であれば、スイ、チン
グ素子Ｓ１をオン、ＳＩをオフさせ、（電圧指＊ 令信号ｖｕ〈三角波キャリア電圧Ｓ）であればスイッチ
ング素子Ｓ１をオフｗｓ８をオンさせ、また＊ （電圧指令信号ｖｖ ≧三角波キャリア電圧Ｓ）であれ
ば、スイッチング素子Ｓｓをオンｓｓ２をオフするよう
なトリガ信号Ｖ、を生成するものである。これより、ト
リガ信号Ｖ、によってスイッチング素子Ｓ、〜Ｓ＠がオ
ン、オフされ、ＰＷＭ変換器５の各相の電圧瞬時値が制
御されるものとなる。 このようなＰＷＭ変換器５は高調波電圧だけを発生して
いるため、負荷２の高調波電流を打ち消す高調波電流お
よび交流フィルタ３の基本波進相電流が流れるが、ＰＷ
Ｍ変換器５には基本波電圧がかからない。 、＊ 、＊ 、＊ なお、ここでは電流指令値ｔｕ、 ｌｖ、 ｔｗを演算
するのに（３）式で示す変換行列およびその逆変換行列
を用いたが、例えば昭和閏年に電気学会発行「半導体電
力変換研究会資料Ｊ ８ＰＯ８３−３６に掲載されたｒ
ＰＷＭ制御電力変換器による瞬時無効を用いる方法によ
ってもよい。また、高速フーリエ変換を用いる方法によ
っても同様に電流指令値’ｕ” ｅ ＩｖＩ、 ’ｗ＊
を演算できることは明らかである。 さらに、ＰＷＭ変換器５を用いて電圧瞬時値の制御を行
うものとしたが、３台の単相のＰＷＭ変換器により、そ
れぞれ変圧器を介して電圧瞬時値制御を同様に行える。 さらにまた、電圧指令信号と三角波キャリア電圧を比較
したが、（Ｙ−Ｙ）変圧器の電圧検出値と電圧指令信号
を比較し、ＰＷＭ変換器５のスイ。 チ指令を生成しても同様に行うことができる。 つぎに、第３図は本発明が適用された負荷電流検出形の
他の例を説明するため示したもので、これを第１図およ
び第３図を用いて説明する。 さて、第１図の主構成部においては、ＰＷＭ変換器５は
高調波電流および交流フィルタの基本波進相電流を注入
することによって、負荷２の高調波電流を打ち消し、電
源電流を基本波電流だけとする。 このようにＰＷＭ変換器５を電流源として動作させるこ
とにより、交流フィルタの問題点である反共振や上位系
統からの高調波電流の流入を抑制することができる。 そのため、ここでは三相〜二相変換すなわち（ｄ−ｔ）
変換を導入してなるものである。これをつぎに示す。 まず、（１） 、 （３）式ないしつぎの（１３）式を
用いて三相の系統電圧ｖｕｔ ｖｖｅ ＶＷ ｓ負荷電
流ｔ１、ｕ Ｉ ’ＬＶ ’ｉＬｗを二相の電圧Ｖａ
、 Ｖ／およびｆｉｇ 、 ｉＬ７に変換する。 これらｄ軸負荷電流ｉＬｄおよびｔ軸負荷電流ｉＬ、。 は、つぎの（１５） 、 （１６）式によりそれぞれ直
流分ＮＬｄ 、 ｉ と交流分ＩＬｊ 、 ｌＬｙに
分解される。 ｚｆ ｉ１ｊ＝ｆ１．ｄ＋ｊＬｊ ”・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・（１５）ｉＬ、＝＋Ｌｔ＋
１１．ｐ ・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・（１６）ここで、二相の負荷電流ｉＬ（
ｇ＊１１βの基本波分はに変換され、これら直流分と交
流分は、一般にバイパスフィルタを通して分離すること
ができる。 また、（１７）式を用いてＰＷＭ変換器電圧”Ｃｕ 。 ｖＣＶ ＠ ＶＣｙを二相の電圧ｖｃば、 ＶＣ／に変
換する。 さらに、（１８）式により（’−ｔ）電圧に変換する。 さらに、（１４）式により（！−ｔ）電流に変換する。 これらｄ軸変換器電圧ｖｃｄおよびｔ軸変換器電圧ｖｃ
、はつぎの（１９）、（２０）式により、それぞれ直流
Ｖｃｇ ＝ ＶＣ＊ ＋ Ｖｃｇ −−−−−−−−
−−−−−−−−−−−−−−−−（１９）ｖＣ，＝
ｖＣ，＋ ｖＣ，−−−−−−−−−−−−−−−−−
−−−−−−−（２０）ここで二相の変換電圧ｖＣα、
ｖｃβの基本波分は直の（２２） 、 （２３）式によ
り二相の進相電流の基本渡分変換され、これら直流分と
交流分は、一般にローパスフィルタを通して分離するこ
とができる。 系統電圧を■、交流フィルタインピーダンスをｚｆとす
ると、ＰＷＭ変換器には交流フィルタの進相電流ｉｆ１
が（２１）式により流れる。 ■ ｉｎ ＝□ ・・・・・・・・・・・・・・・・引用
・・・旧・・（２１）ｚｆ りのインピーダンスＺｆによって変化するが、それ程大
きく変化する値でないため、概略の電流値を設定するこ
とができる。すなわち、定格の系統電圧および交流フィ
ルタインピーダンスの設計値より三相進相電流’ｆｌｕ
ｓ ’ｆｌｙ＋ ｉｆｌｗを求め、つぎかような技術思
想に基づく制御装置として、その−例が第３図の如きで
ある。 第３図において、αβ電圧演算回路２０１は系統電圧ｖ
ｕ、ｖＹ、ｖｗより（１）式に基づいてα相電圧Ｖα、
β相電圧■βをそれぞれ出力する。ｄｇ、電流演算回路
２０２はα相電圧Ｖα、β相電圧Ｖβおよび負荷電流Ｅ
Ｌｕ ｅ ＩＬＶ ｅ ｌＬｗを入力して（１３）、
（１４）式に従ってｄ軸負荷電流ｉＬｊ ｅ を軸負荷
電流ｊ１、ｇ、を演算し、これらをバイパスフィルタ２
０３へ出力する。 バイパスフィルタ２０３はこれから直流分を除去し、負
荷電流の高調渡分としてｄ軸負荷電流交流分２０４へ出
力する。符号反転回路２０４は１１．ｄ ｍ Ｉ Ｌ？
を入力し、それらの符号を反転してｄ軸負荷電流、
＊ 補償指令１Ｌｃｉｅｒ軸負荷電流補償指令ＩＬ、を第２
加算回路２０５へ出力する。よって、これらの補償指令
により、負荷電流の高調波成分が打ち消される。 ｄｌ電圧演算回路２０６はＰＷＭ変換器５の両端の電圧
ｖｃｕ ｓ ＶＣＶ ｅ ＶＣＷとｄ相電圧Ｖａ 、
／相電圧Ｖβを入力し、（１７） 、 （１８）式に従
りてｄ軸変換器電圧Ｖｃｄｅｔ軸変換器電圧ｖｃ？を演
算し、これらをローパスフィルタ２０７へ出力する。ロ
ーパスフィルタ２０７はｄ軸変換器電圧Ｖｃｊ ｍ を
軸変換器電圧ｖｃｔから交流分を除去し、変換器電圧の
基本渡分としてｄ軸変換器電圧直流分ｖｃｄｅ）軸変換
器電圧直流分ｖｃｔを比例積分回路２０Ｂへ出力する。 比例側積分回路２０８はＶｃｄ ＊ ｖｃｆの比例積分
値をｄ軸微小進相分１ｉｆｔｔ、ｐ軸微小進相分ｊ ｔ
（ｔとして第１加算回路２０９へ出力する。 基本波分設定回路２１０は、（２２） 、 （２３）式
に基づきＰＷＭ変換器５に流れる概略進相分の二相に変
換された値、すなわちｄ軸通相分１ｆｌｌＬＰ軸進相分
１ｆｆ）を第１加算回路２０９へ出力する。第１加算回
路２０９はｔｆｌｄ１ｇｆｌｔ＊ ’ｊｆｄ 、’ｆｔ
を入力し、α軸成分、を軸成分をそれぞれ加算し、ｄ軸
道相電流補償指令１ｆｅｌ＊を軸道相電流補償指令ｉｆ
−として第２加算回路２０５へ出力する。これらの補償
指令により、ＰＷＭ変換器５に基本波電圧がかからない
ようにへすなわち系統電圧が交流フィルタに全てかかる
ように交流フィルタの基本波電流の制御が行われる。こ
こで、α軸通相分Ｌｆｌｔｌ＊ｆ−相分ｔｆｌ）は交流
フィルタに流れる基本波進相電流の概略値を与えること
で、α輔微小進相分１ｉｆｔｔ、を軸微小進相分７１
（ｔの負担を減らし、過渡応答を改善している。 、＊ 、＊ 、＊ 。 第２加算回路２０５は、Ｌｆｄ ＋ ｌｊｔ ｌ叱ｃｔ
＋ ｌＬｐを入力し、α軸成分９ｇ−軸成分をそれぞ
れ加算し、ｄ軸補償指令ｉｅ１ｍｆ軸補償指令ｉ、、と
して１電流指令値演算回路２１１へ田方する。 電流指令値演算回路２１１は、ｄ軸補償指令Ｊｔ軸補償
指令１．、およびα相電圧Ｖα、β相電圧Ｖβを受け、
つぎの（２４） 、 （２５）式および（１）式に従り
＊、＊ て二相補償電流指令信号ｉ（ａ、 ｘｆβ を得、さら
に二相〜三相変換を行い、三相の電流指令信号、＊、水
、＊ ’ｆｕ ＊凰ｆｖ＊ ｌｆｗ を生成して電流制御回
路２１２へ出力する。 電流制御回路２１２は、三相の電流指令信号ｉｆｕ＊凰
ｆｖ ｗ ’ｆｗ と交流フィルタ電流ｊＦｕ ｅ
＠Ｆｖ ｅ ’ＦＷとを比較し１例えば（ｉｆｕ≧０）
でかつ（ｉＦｕ≦’ｆｕ＊）なるときにＰＷＭ変換器５
のスイッチング素子Ｓ４をオンし、（’ｆｕ≧Ｏ）でか
つ（ｉｒｕ ＞ ｔｆｕ＊）なるときにスイッチング素
子Ｓ４をオフし、また＊ （ｉｆｕ＜Ｏ）でかつ（ｉｒｕ≦ｉｆｕ ）なるとき、
スイ、チング素子Ｓ１をオフするようなスイッチング信
号Ｖａを生成してＰＷＭ変換器５に送る。 このようなスイッチング信号によってＰＷＭ変換器５の
各スイッチング素子亀〜ＳＧがオンオフされ、各相の電
流瞬時値が制御されるものとなること明らかである。 なお、ここではＰＷＭ変換器５の各相電圧ｖｃｕｅｖＣ
Ｙ ＊ ＶＣＷを検出して進相電流の制御を行うものと
したが、交流フィルタ定数が既知である場合には、三相
電圧Ｖｕｌ Ｉ Ｖｖｌ ＊ Ｖｗｌを検出して基本波
進相電流を制御することも可能である・また、三相電圧
Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖ、、の電圧変動が小さく、交流フィルタ
の経年変化を無視できる場合には、基本波進相電流指令
値１［ｊ ＋ ｌａｔ を・基本波分設定回路２１０
の一定値のＬｎｔｔ −ｉｆ１、、とじて与えることも
できる。 〔発明の効果〕 以上説明したように本発明によれば、特に交流フィルタ
の高調波抑制効果を高めるためＰＷＭ変換器をつぎの如
くに効用させるものである。 すなわち、第一に、電源電流検出方式においては、ＰＷ
Ｍ変換器は高調波電圧源として動作させ、出力する高調
波電圧によって電源電流の高調波成分を阻止し、電源電
流を交流フィルタの基本波進相電流と負荷の基本波電流
だけとする。よって、交流フィルタに流れる基本波進相
電流を考慮しなくてもＰＷＭ変換器には基本波電圧が生
じなく、制御回路を簡単化できる。 第二に、負荷電流検出方式においては、ＰＷＭ変換器は
電流源として動作させ、高調波電流および交流フィルタ
の基本波進相電流を注入することによって、負荷の高調
波電流を打ち消し、ＰＷＭ変換器に基本波電圧がかから
ないように交流フィルタの基本波電流の制御を行い、電
源電流は交流フィルタの基本波進相電流と負荷の基本波
電流だけにし得る。 そのため、かような高調波抑制装置の補償特性は系統イ
ンピーダンスと交流フィルタ間の反共振を抑制し、上位
系統からの高調波電流の流入を阻止し得る。 かくの如くに、交流フィルタの高調波抑制効果を高める
作用のあるＰＷＭ変換器には基本波電圧がかからず、負
荷の高調波電流と交流フィルタの進相電流しか流れず、
ＰＷＭ変換器の容量および損失を小さくでき、総合的な
高調波抑制効果の優れた超安価な装置を提供できる。
＊ ＊ 力し、ゲインに倍して電圧指令信号■ｕ、■ｖ＊ ■１を生成して電圧制御回路１０６へ出力する。 電圧制御回路１０６は、三角波発生回路１０５より出力
される三角波キャリア電圧Ｓと電圧指令信号＊＊＊ ■ｕ、ｖｖ、ｖｗ を入力し、例えば（電圧指令信＊ 号ｖｕ≧三角波キャリア電圧Ｓ）であれば、スイ、チン
グ素子Ｓ１をオン、ＳＩをオフさせ、（電圧指＊ 令信号ｖｕ〈三角波キャリア電圧Ｓ）であればスイッチ
ング素子Ｓ１をオフｗｓ８をオンさせ、また＊ （電圧指令信号ｖｖ ≧三角波キャリア電圧Ｓ）であれ
ば、スイッチング素子Ｓｓをオンｓｓ２をオフするよう
なトリガ信号Ｖ、を生成するものである。これより、ト
リガ信号Ｖ、によってスイッチング素子Ｓ、〜Ｓ＠がオ
ン、オフされ、ＰＷＭ変換器５の各相の電圧瞬時値が制
御されるものとなる。 このようなＰＷＭ変換器５は高調波電圧だけを発生して
いるため、負荷２の高調波電流を打ち消す高調波電流お
よび交流フィルタ３の基本波進相電流が流れるが、ＰＷ
Ｍ変換器５には基本波電圧がかからない。 、＊ 、＊ 、＊ なお、ここでは電流指令値ｔｕ、 ｌｖ、 ｔｗを演算
するのに（３）式で示す変換行列およびその逆変換行列
を用いたが、例えば昭和閏年に電気学会発行「半導体電
力変換研究会資料Ｊ ８ＰＯ８３−３６に掲載されたｒ
ＰＷＭ制御電力変換器による瞬時無効を用いる方法によ
ってもよい。また、高速フーリエ変換を用いる方法によ
っても同様に電流指令値’ｕ” ｅ ＩｖＩ、 ’ｗ＊
を演算できることは明らかである。 さらに、ＰＷＭ変換器５を用いて電圧瞬時値の制御を行
うものとしたが、３台の単相のＰＷＭ変換器により、そ
れぞれ変圧器を介して電圧瞬時値制御を同様に行える。 さらにまた、電圧指令信号と三角波キャリア電圧を比較
したが、（Ｙ−Ｙ）変圧器の電圧検出値と電圧指令信号
を比較し、ＰＷＭ変換器５のスイ。 チ指令を生成しても同様に行うことができる。 つぎに、第３図は本発明が適用された負荷電流検出形の
他の例を説明するため示したもので、これを第１図およ
び第３図を用いて説明する。 さて、第１図の主構成部においては、ＰＷＭ変換器５は
高調波電流および交流フィルタの基本波進相電流を注入
することによって、負荷２の高調波電流を打ち消し、電
源電流を基本波電流だけとする。 このようにＰＷＭ変換器５を電流源として動作させるこ
とにより、交流フィルタの問題点である反共振や上位系
統からの高調波電流の流入を抑制することができる。 そのため、ここでは三相〜二相変換すなわち（ｄ−ｔ）
変換を導入してなるものである。これをつぎに示す。 まず、（１） 、 （３）式ないしつぎの（１３）式を
用いて三相の系統電圧ｖｕｔ ｖｖｅ ＶＷ ｓ負荷電
流ｔ１、ｕ Ｉ ’ＬＶ ’ｉＬｗを二相の電圧Ｖａ
、 Ｖ／およびｆｉｇ 、 ｉＬ７に変換する。 これらｄ軸負荷電流ｉＬｄおよびｔ軸負荷電流ｉＬ、。 は、つぎの（１５） 、 （１６）式によりそれぞれ直
流分ＮＬｄ 、 ｉ と交流分ＩＬｊ 、 ｌＬｙに
分解される。 ｚｆ ｉ１ｊ＝ｆ１．ｄ＋ｊＬｊ ”・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・（１５）ｉＬ、＝＋Ｌｔ＋
１１．ｐ ・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・（１６）ここで、二相の負荷電流ｉＬ（
ｇ＊１１βの基本波分はに変換され、これら直流分と交
流分は、一般にバイパスフィルタを通して分離すること
ができる。 また、（１７）式を用いてＰＷＭ変換器電圧”Ｃｕ 。 ｖＣＶ ＠ ＶＣｙを二相の電圧ｖｃば、 ＶＣ／に変
換する。 さらに、（１８）式により（’−ｔ）電圧に変換する。 さらに、（１４）式により（！−ｔ）電流に変換する。 これらｄ軸変換器電圧ｖｃｄおよびｔ軸変換器電圧ｖｃ
、はつぎの（１９）、（２０）式により、それぞれ直流
Ｖｃｇ ＝ ＶＣ＊ ＋ Ｖｃｇ −−−−−−−−
−−−−−−−−−−−−−−−−（１９）ｖＣ，＝
ｖＣ，＋ ｖＣ，−−−−−−−−−−−−−−−−−
−−−−−−−（２０）ここで二相の変換電圧ｖＣα、
ｖｃβの基本波分は直の（２２） 、 （２３）式によ
り二相の進相電流の基本渡分変換され、これら直流分と
交流分は、一般にローパスフィルタを通して分離するこ
とができる。 系統電圧を■、交流フィルタインピーダンスをｚｆとす
ると、ＰＷＭ変換器には交流フィルタの進相電流ｉｆ１
が（２１）式により流れる。 ■ ｉｎ ＝□ ・・・・・・・・・・・・・・・・引用
・・・旧・・（２１）ｚｆ りのインピーダンスＺｆによって変化するが、それ程大
きく変化する値でないため、概略の電流値を設定するこ
とができる。すなわち、定格の系統電圧および交流フィ
ルタインピーダンスの設計値より三相進相電流’ｆｌｕ
ｓ ’ｆｌｙ＋ ｉｆｌｗを求め、つぎかような技術思
想に基づく制御装置として、その−例が第３図の如きで
ある。 第３図において、αβ電圧演算回路２０１は系統電圧ｖ
ｕ、ｖＹ、ｖｗより（１）式に基づいてα相電圧Ｖα、
β相電圧■βをそれぞれ出力する。ｄｇ、電流演算回路
２０２はα相電圧Ｖα、β相電圧Ｖβおよび負荷電流Ｅ
Ｌｕ ｅ ＩＬＶ ｅ ｌＬｗを入力して（１３）、
（１４）式に従ってｄ軸負荷電流ｉＬｊ ｅ を軸負荷
電流ｊ１、ｇ、を演算し、これらをバイパスフィルタ２
０３へ出力する。 バイパスフィルタ２０３はこれから直流分を除去し、負
荷電流の高調渡分としてｄ軸負荷電流交流分２０４へ出
力する。符号反転回路２０４は１１．ｄ ｍ Ｉ Ｌ？
を入力し、それらの符号を反転してｄ軸負荷電流、
＊ 補償指令１Ｌｃｉｅｒ軸負荷電流補償指令ＩＬ、を第２
加算回路２０５へ出力する。よって、これらの補償指令
により、負荷電流の高調波成分が打ち消される。 ｄｌ電圧演算回路２０６はＰＷＭ変換器５の両端の電圧
ｖｃｕ ｓ ＶＣＶ ｅ ＶＣＷとｄ相電圧Ｖａ 、
／相電圧Ｖβを入力し、（１７） 、 （１８）式に従
りてｄ軸変換器電圧Ｖｃｄｅｔ軸変換器電圧ｖｃ？を演
算し、これらをローパスフィルタ２０７へ出力する。ロ
ーパスフィルタ２０７はｄ軸変換器電圧Ｖｃｊ ｍ を
軸変換器電圧ｖｃｔから交流分を除去し、変換器電圧の
基本渡分としてｄ軸変換器電圧直流分ｖｃｄｅ）軸変換
器電圧直流分ｖｃｔを比例積分回路２０Ｂへ出力する。 比例側積分回路２０８はＶｃｄ ＊ ｖｃｆの比例積分
値をｄ軸微小進相分１ｉｆｔｔ、ｐ軸微小進相分ｊ ｔ
（ｔとして第１加算回路２０９へ出力する。 基本波分設定回路２１０は、（２２） 、 （２３）式
に基づきＰＷＭ変換器５に流れる概略進相分の二相に変
換された値、すなわちｄ軸通相分１ｆｌｌＬＰ軸進相分
１ｆｆ）を第１加算回路２０９へ出力する。第１加算回
路２０９はｔｆｌｄ１ｇｆｌｔ＊ ’ｊｆｄ 、’ｆｔ
を入力し、α軸成分、を軸成分をそれぞれ加算し、ｄ軸
道相電流補償指令１ｆｅｌ＊を軸道相電流補償指令ｉｆ
−として第２加算回路２０５へ出力する。これらの補償
指令により、ＰＷＭ変換器５に基本波電圧がかからない
ようにへすなわち系統電圧が交流フィルタに全てかかる
ように交流フィルタの基本波電流の制御が行われる。こ
こで、α軸通相分Ｌｆｌｔｌ＊ｆ−相分ｔｆｌ）は交流
フィルタに流れる基本波進相電流の概略値を与えること
で、α輔微小進相分１ｉｆｔｔ、を軸微小進相分７１
（ｔの負担を減らし、過渡応答を改善している。 、＊ 、＊ 、＊ 。 第２加算回路２０５は、Ｌｆｄ ＋ ｌｊｔ ｌ叱ｃｔ
＋ ｌＬｐを入力し、α軸成分９ｇ−軸成分をそれぞ
れ加算し、ｄ軸補償指令ｉｅ１ｍｆ軸補償指令ｉ、、と
して１電流指令値演算回路２１１へ田方する。 電流指令値演算回路２１１は、ｄ軸補償指令Ｊｔ軸補償
指令１．、およびα相電圧Ｖα、β相電圧Ｖβを受け、
つぎの（２４） 、 （２５）式および（１）式に従り
＊、＊ て二相補償電流指令信号ｉ（ａ、 ｘｆβ を得、さら
に二相〜三相変換を行い、三相の電流指令信号、＊、水
、＊ ’ｆｕ ＊凰ｆｖ＊ ｌｆｗ を生成して電流制御回
路２１２へ出力する。 電流制御回路２１２は、三相の電流指令信号ｉｆｕ＊凰
ｆｖ ｗ ’ｆｗ と交流フィルタ電流ｊＦｕ ｅ
＠Ｆｖ ｅ ’ＦＷとを比較し１例えば（ｉｆｕ≧０）
でかつ（ｉＦｕ≦’ｆｕ＊）なるときにＰＷＭ変換器５
のスイッチング素子Ｓ４をオンし、（’ｆｕ≧Ｏ）でか
つ（ｉｒｕ ＞ ｔｆｕ＊）なるときにスイッチング素
子Ｓ４をオフし、また＊ （ｉｆｕ＜Ｏ）でかつ（ｉｒｕ≦ｉｆｕ ）なるとき、
スイ、チング素子Ｓ１をオフするようなスイッチング信
号Ｖａを生成してＰＷＭ変換器５に送る。 このようなスイッチング信号によってＰＷＭ変換器５の
各スイッチング素子亀〜ＳＧがオンオフされ、各相の電
流瞬時値が制御されるものとなること明らかである。 なお、ここではＰＷＭ変換器５の各相電圧ｖｃｕｅｖＣ
Ｙ ＊ ＶＣＷを検出して進相電流の制御を行うものと
したが、交流フィルタ定数が既知である場合には、三相
電圧Ｖｕｌ Ｉ Ｖｖｌ ＊ Ｖｗｌを検出して基本波
進相電流を制御することも可能である・また、三相電圧
Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖ、、の電圧変動が小さく、交流フィルタ
の経年変化を無視できる場合には、基本波進相電流指令
値１［ｊ ＋ ｌａｔ を・基本波分設定回路２１０
の一定値のＬｎｔｔ −ｉｆ１、、とじて与えることも
できる。 〔発明の効果〕 以上説明したように本発明によれば、特に交流フィルタ
の高調波抑制効果を高めるためＰＷＭ変換器をつぎの如
くに効用させるものである。 すなわち、第一に、電源電流検出方式においては、ＰＷ
Ｍ変換器は高調波電圧源として動作させ、出力する高調
波電圧によって電源電流の高調波成分を阻止し、電源電
流を交流フィルタの基本波進相電流と負荷の基本波電流
だけとする。よって、交流フィルタに流れる基本波進相
電流を考慮しなくてもＰＷＭ変換器には基本波電圧が生
じなく、制御回路を簡単化できる。 第二に、負荷電流検出方式においては、ＰＷＭ変換器は
電流源として動作させ、高調波電流および交流フィルタ
の基本波進相電流を注入することによって、負荷の高調
波電流を打ち消し、ＰＷＭ変換器に基本波電圧がかから
ないように交流フィルタの基本波電流の制御を行い、電
源電流は交流フィルタの基本波進相電流と負荷の基本波
電流だけにし得る。 そのため、かような高調波抑制装置の補償特性は系統イ
ンピーダンスと交流フィルタ間の反共振を抑制し、上位
系統からの高調波電流の流入を阻止し得る。 かくの如くに、交流フィルタの高調波抑制効果を高める
作用のあるＰＷＭ変換器には基本波電圧がかからず、負
荷の高調波電流と交流フィルタの進相電流しか流れず、
ＰＷＭ変換器の容量および損失を小さくでき、総合的な
高調波抑制効果の優れた超安価な装置を提供できる。
第１図および第２図は本発明が適用された電源電流検出
形の一実施例の要部構成を示す系統図、第３図は本発明
が適用された負荷電流検出形の他の例を説明するため示
した系統図、第４図および第５図は従来の交流フィルタ
を具えた三相交流系統例およびアクティブフィルタを具
えた一般的な三相交流系統例を示す単線系統図である。 １・・・・・・三相交流系統電源、２・・・・・・負荷
、３・・・・・・交流フィルタ、４・・・・・・交流リ
アクトル、５・・・・・・三相パルス変調方式電力変換
器（ＰＷＭ変換器）、６・・・・・・直流コンデンサ、
７・・・・・・変圧器、８・・・・・・コンデンサ、９
・・・・・・単相ダイオード整流回路。 躬２ 図 し慕 慶 図
形の一実施例の要部構成を示す系統図、第３図は本発明
が適用された負荷電流検出形の他の例を説明するため示
した系統図、第４図および第５図は従来の交流フィルタ
を具えた三相交流系統例およびアクティブフィルタを具
えた一般的な三相交流系統例を示す単線系統図である。 １・・・・・・三相交流系統電源、２・・・・・・負荷
、３・・・・・・交流フィルタ、４・・・・・・交流リ
アクトル、５・・・・・・三相パルス変調方式電力変換
器（ＰＷＭ変換器）、６・・・・・・直流コンデンサ、
７・・・・・・変圧器、８・・・・・・コンデンサ、９
・・・・・・単相ダイオード整流回路。 躬２ 図 し慕 慶 図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、電源系統に負荷設備と並列に接続される高調波抑制
装置であって、電源と負荷の接続点に一端が接続された
同調フィルタ、該同調フィルタと高次フィルタで構成さ
れる交流フィルタと、該交流フィルタの他端に直列に接
続されるパルス幅変調方式電力変換器とを具えるととも
に、電源系統の高調波成分を抑制するように前記パルス
幅変調方式電力変換器を制御することを特徴とする交流
フィルタとパルス幅変調方式電力変換器を直列接続した
高調波抑制装置。 ２、前記パルス幅変調方式電力変換器を、交流側の各相
に直列に挿入された交流リアクトルおよび直流側に直流
コンデンサを有する三相電圧形パルス幅変調方式電力変
換器となすとともに、前記交流フィルタの他端に一次側
が接続され前記交流リアクトルの入力端と二次側が接続
された三相変圧器と、前記三相電圧形パルス幅変調方式
電力変換器が電源系統の高調波電流成分と逆位相の電圧
を発生するよう制御する制御装置とを具えたことを特徴
とする請求項第１項記載の交流フィルタとパルス幅変調
方式電力変換器を直列接続した高調波抑制装置。 ３、前記パルス幅変調方式電力変換器を、交流側の各相
に直列に挿入された交流リアクトルおよび直流側に直流
コンデンサを有する三相電圧形パルス幅変調方式電力変
換器となすとともに、前記交流フィルタの他端に一次側
が接続され前記交流リアクトルの入力端と二次側が接続
された三相変圧器と、また前記三相電圧形パルス幅変調
方式電力変換器を制御するため、負荷電流を検出して高
調波電流を得る手段と、電力変換器電圧を検出して微小
基本波電流を得る手段と、前記交流フィルタの定数より
該交流フィルタに流れる基本波進相電流概算値を設定す
る手段と、前記高調波電流と微小基本波電流と基本波進
相電流概算値より電流指令信号を得る手段と、該電流指
令信号と電力変換器電流を比較して三相電圧形パルス幅
変調方式電力変換器を構成するスイッチング素子のスイ
ッチ指令を生成する手段とを具えたことを特徴とする請
求項第１項記載の交流フィルタとパルス幅変調方式電力
変換器を直列接続した高調波抑制装置。 ４、前記制御装置に、電源系統の電源電流を検出して高
調波電流を演算する手段と、該高調波電流を入力してゲ
イン（ｋ）倍した電圧指令信号を出力する手段と、該電
圧指令信号と三角波キャリア信号とを比較して前記三相
電圧形パルス幅変調方式電力変換器を構成するスイッチ
ング素子のスイッチ指令を生成する手段とを具えたこと
を特徴とする請求項第２項記載の交流フィルタとパルス
幅変調方式電力変換器を直列接続した高調波抑制装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63275658A JP2663385B2 (ja) | 1988-09-21 | 1988-10-31 | 交流フイルタとパルス幅変調方式電力変換器を直列接続した高調波抑制装置 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63-237438 | 1988-09-21 | ||
| JP23743888 | 1988-09-21 | ||
| JP63275658A JP2663385B2 (ja) | 1988-09-21 | 1988-10-31 | 交流フイルタとパルス幅変調方式電力変換器を直列接続した高調波抑制装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02179226A true JPH02179226A (ja) | 1990-07-12 |
| JP2663385B2 JP2663385B2 (ja) | 1997-10-15 |
Family
ID=26533201
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63275658A Expired - Fee Related JP2663385B2 (ja) | 1988-09-21 | 1988-10-31 | 交流フイルタとパルス幅変調方式電力変換器を直列接続した高調波抑制装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2663385B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04289734A (ja) * | 1991-03-15 | 1992-10-14 | Mitsubishi Electric Corp | インバータ装置 |
| CN104135006A (zh) * | 2014-08-25 | 2014-11-05 | 秦皇岛有源理工科技开发有限公司 | 基于滞环比较的有源电力滤波器控制器 |
| CN112534669A (zh) * | 2018-06-20 | 2021-03-19 | 西门子歌美飒可再生能源公司 | 使用有源滤波器抑制振荡 |
-
1988
- 1988-10-31 JP JP63275658A patent/JP2663385B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04289734A (ja) * | 1991-03-15 | 1992-10-14 | Mitsubishi Electric Corp | インバータ装置 |
| JP3133772B2 (ja) * | 1991-03-15 | 2001-02-13 | 三菱電機株式会社 | インバータ装置 |
| CN104135006A (zh) * | 2014-08-25 | 2014-11-05 | 秦皇岛有源理工科技开发有限公司 | 基于滞环比较的有源电力滤波器控制器 |
| CN112534669A (zh) * | 2018-06-20 | 2021-03-19 | 西门子歌美飒可再生能源公司 | 使用有源滤波器抑制振荡 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2663385B2 (ja) | 1997-10-15 |
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