JPH10260740A - パルス負荷用直流電源 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 負荷から発生するノイズにより誤動作が発生
しにくく、信頼度が高く、かつ低価格のパルス負荷用直
流電源を得る。 【解決手段】 直流電圧を制御するための電圧検出回路
２７を昇圧用変圧器１２の１次側の交流回路部に電圧検
出用変圧器２０を介して接続し、電圧検出回路２７の回
路構成を、電圧検出用変圧器２０が接続された接続点よ
り昇圧変圧器１２の２次側に接続される負荷側を見てな
る回路構成と同一とし、位相制御後の交流回路部の交流
電圧を検出することにより、直流電圧を検出するように
した。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、高電圧や大電流
のパルス負荷用途に使用されるパルス負荷用直流電源に
関し、特に急峻な高電圧、大電流パルスを用いるパルス
レ−ザに適用される直流電源の電圧及び電流制御のため
の直流電圧検出に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図８は、例えばコッパ−・ベーパ・レー
ザーズ・カム・オブ・エージ（COPPERVAPOR LASERS COM
E OF AGE）レーザ・フォーカス、１９８２年７月（LASE
R FOCUS JULY 1982）に記載された従来のパルス負荷用
直流電源である銅蒸気レーザ用パルス発生回路を示した
ものである。

【０００３】図において、１は数ｋＶから数十ｋＶ電圧
を有する高圧直流電源（パルス負荷用直流電源）、２は
高圧直流電源１に接続された充電用リアクトル、３は充
電用リアクトル２に接続された充電用ダイオード、４は
充電用リアクトル３のカソード側に接続された主コンデ
ンサ、７は主コンデンサ４に接続され、ガス放電によっ
て内部に収納した金属（例えば、銅）を加熱、気化させ
てレーザ出力を得る放電管である。５は放電管７に並列
に接続された充電用抵抗、６は一端が充電用ダイオード
３と主コンデンサ４の間に接続され、他端が電源に接続
されたサイラトロンスイッチである。

【０００４】以上の構成において、主コンデンサ４は、
充電用リアクトル２、充電用ダイオード３を通して高圧
直流電源１により充電される。この充電状態からサイラ
トロンスイッチ６を通して放電を行うと、主コンデンサ
４の電圧がパルス状に放電管７に印加され、放電管７中
にガス放電が生じる。放電管７のインピーダンスは充電
抵抗５の抵抗値より大幅に小さくなるため、サイラトロ
ンスイッチ６に流れる電流のほとんどが放電管７に流
れ、放電管７は励起されてレーザ発振を生じる。

【０００５】このときの放電時の放電電圧及び電流は、
数１００ｎｓの時間の間に数十ｋＶ及び数ｋＡにわたっ
て変化する。この急峻な高電圧、大電流は高周波ノイズ
となってコンデンサＣｄやア−ス回路（図示しない）の
インピ−ダンスを通して直流電源１の電圧検出器の出力
線に伝幡し、直流電源の図示しない電圧制御回路を誤動
作させる。このような誤動作を防止するため、電圧制御
回路にノイズ対策が要望されている。そして、従来はノ
イズによる不良動作を起こしながらも、運転継続する場
合があった。

【０００６】ところで、このような従来の直流電源１
は、出力電圧が数十キロボルト、出力電流が数アンペア
であるため、通常高電圧側（２次側）での電圧制御は、
適当な制御できる半導体素子（特に小電流素子）がない
ことと、素子の駆動回路に高電圧の絶縁が必要であるた
めに採用されず、電圧制御は図９に示されるように、低
圧側（１次側）で２次側の電力（電圧、電流）を制御す
る構成をもって行われている。この時、低圧側電圧は２
００Ｖ〜４００Ｖ程度が適用されることが多い。

【０００７】図９は従来のパルス負荷用直流電源を示す
回路図であり、図９において、１０は外部から入力した
単相交流電源（以下単に交流電源という）、１１ａ、１
１ｂは電力を制御するための交流スイッチ１１を構成す
るサイリスタ、１２は１次側で電圧制御した電圧を適当
に昇圧するための昇圧用変圧器、１３は昇圧用変圧器で
昇圧された電圧を整流する整流器、１４は整流器の直流
出力電流を平滑するための平滑用リアクトル、１５は直
流電圧を分圧して制御用信号レベルに変換する直流電圧
検出器、１６は直流出力電圧を平滑するための平滑用コ
ンデンサ、１７は直流電圧の目標値を与える設定器、１
８は直流電圧検出器１５の検出信号と設定器１７の設定
信号を用いてフィ−ドバック制御によりサイリスタ１１
ａ、ｂの通電タイミングを制御する（位相制御する）位
相制御器である。

【０００８】次に回路動作について説明する。図１０に
図９に示した直流電源の各部電圧・電流波形を示す。な
お、昇圧用変圧器１２の漏れリアクタンスは回路動作に
影響を与えない程小さいときの波形である。この回路構
成で直流電圧を制御する方法は、電圧フィードバック制
御を適用して図１０に示した遅れ位相制御角αを制御す
ることで達成できる。この方法は周知技術として広く知
られており、ここでの説明を省略する。なお、図１０に
おいて、ｖ０は交流電源１０の電圧、ｖ２は昇圧用変圧
器１２の２次側電圧、ｖｄは整流器１３の出力電圧、ｖ
ｄ０は平滑用コンデンサ１６の出力電圧、ｉｄは整流器
１３からの出力電流を示している。

【０００９】そして、この場合、直流電圧検出器１５の
検出信号は位相制御後の交流出力電圧の平均値を示し、
位相制御器１８は、設定信号と検出信号の偏差を最小に
するように遅れ位相制御角αを調整するよう動作する。
つまり、位相制御器１８は、設定器１７に設定された直
流電圧設定値より直流電圧検出器１５の検出信号が小さ
いときは、遅れ位相制御角αを小さくして直流出力電圧
を大きくし、直流電圧設定値より直流電圧検出器１５の
検出信号が大きいときは、遅れ位相制御角αを大きくし
て直流出力電圧を小さくするように構成されている。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】従来のパルス負荷用直
流電源は以上のように構成され、パルスレ−ザから発生
するノイズが高圧配線から検出回路、さらに制御器へと
伝播してサイリスタの誤点弧等の誤動作を発生させた
り、また、検出回路のア−ス電位から検出回路、さらに
制御器へと伝播して同様の支障を与える。このため、従
来のパルス負荷用直流電源は信頼性の低い電源となった
り、絶縁性の高い高価な検出回路が必要となりコスト高
となる等の問題点があった。

【００１１】この発明は、上述した問題点を解決するた
めになされたものであり、負荷から発生するノイズによ
る動作支障を軽減することができ、信頼性を向上させる
ことができるパルス負荷用直流電源を提供することを目
的とする。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上述した課題を解決する
ため、この発明は、パルス負荷に直流電力を供給する１
次、２次巻線を持つ変圧器回路を有し、２次側の交流電
圧を直流に整流して直流電圧を得る構成を有し、上記１
次側の交流電圧を位相制御して２次側の２次電圧を制御
するパルス負荷用直流電源において、検出された上記直
流電圧に基づいて上記直流電圧を制御するための電圧検
出回路を上記位相制御後の交流回路部に電気的に接続し
て設け、上記電圧検出回路の回路構成を、上記電圧検出
回路が接続された接続点より上記２次側に接続される負
荷側を見てなる回路構成と同一とし、上記位相制御後の
交流回路部の交流電圧を検出することにより、上記直流
電圧を検出するようにしたものである。

【００１３】また、この発明は、上記電圧検出回路を上
記１次側の上記位相制御後の交流回路部に接続したもの
である。

【００１４】また、この発明は、上記電圧検出回路を上
記２次側の交流回路部に接続したものである。

【００１５】また、この発明は、上記電圧検出回路を上
記変圧器回路の変圧器に設けられた３次巻線に接続した
ものである。

【００１６】また、この発明は、上記電圧検出回路を、
上記交流回路部に上記電圧検出回路を接続した点から上
記２次側の負荷までを見た回路の伝達関数を有する電子
回路にて構成したものである。

【００１７】また、この発明は、上記電圧検出回路を構
成する電気素子のインピーダンスを上記電圧検出回路を
接続した点での電圧換算インピーダンスと同一値とした
ものである。

【００１８】さらに、この発明は、上記直流電流を検出
するための手段を設け、上記直流電流に基づいて上記電
圧検出回路により検出された電圧から上記負荷までの電
圧降下を演算する演算手段を設け、上記電圧検出回路に
より検出された電圧から上記電圧降下を差し引きする補
正回路を備えたものである。

【００１９】また、この発明は、上記直流電流を検出す
るための手段を、上記１次側の交流回路部に設けられた
交流ＣＴと、上記交流ＣＴの出力側に設けられた整流器
とから構成したものである。

【００２０】

【発明の実施の形態】

実施の形態１．以下、この発明の実施の形態１を図につ
いて説明する。図１はパルスレ−ザに用いられるパルス
負荷用直流電源の制御構成を示している。図１におい
て、図９と同一符号は図９に示した対象と同一物を示し
ている。

【００２１】そして、図１において、１ａはパルス負荷
用直流電源、２０は昇圧用変圧器１２の１次側の交流ス
イッチ１１と昇圧用変圧器１２の間の交流回路部に接続
された電圧検出用変圧器、２１は電圧検出用変圧器２０
の制御回路側巻線電圧を整流する整流回路、２２は平滑
用リアクトルであり、この平滑用リアクトル２２は、交
流電源１０、交流スイッチを構成するサイリスタ１１
ａ，１１ｂ、昇圧用変圧器１２、整流器１３、平滑用リ
アクトル１４、平滑用コンデンサ１６等からなる主回路
１Ａで用いている平滑用リアクトル１４と同様に動作す
る（電圧レベルに合わせて等価的に平滑用リアクトル１
４のインダクタンス値を合わせている）。２３は主回路
１Ａで用いている平滑用コンデンサ１６と同様に動作す
る平滑用コンデンサ、２４はレーザ負荷の消費電力を直
流的に等価にしてなる抵抗である。

【００２２】なお、平滑用コンデンサ２３と抵抗２４は
並列に接続され、これらコンデンサ２３と抵抗２４から
なる並列回路に平滑用リアクトル２２、整流回路２１が
直列に接続されている。以上の構成において、変圧器２
０、整流回路２１、平滑用コンデンサ２３、抵抗２４は
電圧検出回路２７を構成している。

【００２３】次に回路動作について説明する。まず、実
施の形態１の回路では、変圧器２０より位相制御器１８
にかけての回路（以下、制御器側回路という）が直流電
圧側の回路、すなわち昇圧用変圧器１２の２次側と電気
的に完全に絶縁されている。従って、従来技術で述べた
様な、２次側から制御器側回路にかけてのノイズの伝播
経路が構成されず、従来技術で説明したノイズの支障を
受けることがないことが明白である。

【００２４】以下には、実施の形態１による直流電圧の
制御動作について説明する。図１において、交流電源１
０の出力電圧をサイリスタ１１ａ，１１ｂからなる交流
スイッチ（単相交流電圧調整回路）を介して昇圧用変圧
器１２で昇圧した後、ダイオ−ドからなる整流回路１３
で整流して直流電圧を得る構成は従来の動作と同一であ
る。従って、かかる理由から、電圧検出回路２７の電圧
検出信号が図９に説明した直流電圧検出回路１５と実質
的に同じ信号であれば、結果として従来の制御と同様な
回路動作を実現できる。

【００２５】図１の構成において、平滑用リアクトル２
２のインダクタンスＬｄ´、平滑用コンデンサ２３の静
電容量Ｃｄ´、抵抗２４の抵抗値Ｒｄ´は、それぞれ、
昇圧用変圧器１２の１次側電圧（低圧側）／２次側電圧
（高圧側）の比を勘案して１次側よりみた（１次電圧換
算した）平滑用リアクトル１４のインダクタンス値Ｌ
ｄ、平滑用コンデンサ１６の静電容量値Ｃｄ、レーザ負
荷での平均電力消費量（直流電源電圧印加したと仮定し
た時）に相当する抵抗分Ｒｄに等しい。

【００２６】すなわち、Ｌｄ＝Ｌｄ’、Ｃｄ＝Ｃｄ’、
Ｒｄ＝Ｒｄ’である。

【００２７】一方、電圧検出用変圧器２０の１次側電圧
（主回路１Ａ側）／２次側電圧（制御回路すなわち電圧
検出回路２７側）の比をＮとするとインピーダンスの大
きさは主回路１Ａと同じであるから、電圧検出用変圧器
２０の２次側でみると、電圧は昇圧用変圧器１２の１次
側電圧の１／Ｎの大きさとなり、電流の大きさも１／Ｎ
倍に低減される。

【００２８】結局、電圧・電流の大きさは、それぞれ１
／Ｎ倍されたものとなるものの、電圧検出用変圧器２０
の２次側の回路動作は、主回路動作と同じになり、検出
される直流電圧波形は従来技術と一致することになる。
また、検出回路での電力消費は主回路での（１／Ｎ）²
となり、検出回路で取り扱う電力は小さくできる。

【００２９】Ｎは通常５０以上の値とするので、この検
出回路での損失は、大きくても主回路電力の０．０４％
以下となる。また、直流電圧検出回路は、一次側に接続
されているので従来のように検出回路の絶縁性は高くな
くてよい。そして、このような電圧検出回路２７は、昇
圧用変圧器１２の１次側に接続されているので、従来の
ように電圧検出回路の絶縁性を高くする必要がなくな
る。

【００３０】実施の形態２．実施の形態１では、電圧検
出回路構成を主回路構成と等価的に同一にする形態を説
明したが、実施の形態２は同様のことを電子回路（オペ
アンプ等）にて構成した形態について説明する。

【００３１】図２は実施の形態２を示すブロック図であ
る。図２において、２０は電圧検出用変圧器、２７Ａは
電圧検出用変圧器２０の２次側に接続された電圧検出回
路、３１は電圧検出用変圧器２０の２次側出力に接続さ
れ、交流電圧を直流電圧に変換する整流回路、３２は整
流回路３１の出力側に接続され、図３に示す伝達関数を
模擬する伝達関数発生回路である。

【００３２】図３においては、容量Ｃｄのコンデンサ３
２ａと抵抗値Ｒｄの抵抗３２ｂが並列に接続され、この
並列回路に入力Ｖｉが加えられるインダクタンスＬｄの
リアクトル３２ｃが直列に接続され、出力Ｖｏをコンデ
ンサ３２ａと抵抗３２ｂからとるようにした回路が示さ
れている。

【００３３】図４は図３に示された回路を電子回路を用
いて構成した具体例を示す回路図である。実施の形態２
では、電圧検出回路においては電圧だけを検出すればよ
く、また実施の形態１の平滑用リアクトル２２が不要と
なるので、より省電力、低コスト化が可能になるという
効果がある。

【００３４】この場合、伝達関数は、実施の形態１の電
圧検出回路の構成を等価的に図３と想定することにより
（１）式となる。

【００３５】 Ｖｏ（ω）／Ｖｉ（ω）＝１／（Ｌｄ・Ｃｄ）／（ω²＋ω／（Ｒｄ・Ｃｄ） ＋１／（Ｌｄ・Ｃｄ）） （１）

【００３６】一方、図４のオペアンプを利用したアクテ
ィブフィルタ回路では、図４の抵抗３３ａ、３３ｂの抵
抗値Ｒ、コンデンサ３４ａ、３４ｂの容量値Ｃ、アンプ
３５のゲインをＫとすると、その伝達関数は（２）式と
なる。

【００３７】 Ｖｏ´（ω）／Ｖｉ´（ω）＝１／（Ｒ・Ｃ）²／（ω²＋ω（３−Ｋ） ／（Ｒ・Ｃ）＋１／（Ｒ・Ｃ）² ） （２）

【００３８】ここで、（１）式＝（２）式とすると実施
の形態１と等価になるので、そのときのＲ、Ｃ、Ｋを求
めると（３）式となる。

【００３９】 Ｒ＝√（Ｌｄ・Ｃｄ）／Ｃ Ｃ＝√（Ｌｄ・Ｃｄ）／Ｒ （３） Ｋ＝３−（１／Ｒ）√（Ｌｄ／Ｃｄ）＝３−Ｃ／Ｃｄ

【００４０】実施の形態３．実施の形態１、２では、電
圧検出回路を主回路１Ａの１次側に接続し、電圧を昇圧
用変圧器１２の１次側で検出する例を示したが、昇圧用
変圧器１２の漏れリアクタンスの電圧降下の影響がある
ときは、図５に示すように主回路１Ａの２次側で電圧検
出する電圧検出用変圧器２０ａを設ければよい。なお、
図５において、図１と同一符号は図１の対象と同じ対象
を示している。

【００４１】そして、実施の形態３によれば、昇圧用変
圧器１２の２次側に電圧検出回路２７を接続するように
したため、昇圧用変圧器１２の漏れリアクタンスでの電
圧降下等の影響を考える必要がなくなるという効果があ
る。

【００４２】実施の形態４．図６は実施の形態４を示す
回路図である。上述してきた実施の形態では、いずれも
主回路１Ａに電圧検出用変圧器２０、２０ａを設けてい
たが、図６のように昇圧用変圧器１２ａに検出用の３次
巻線１２ａ−３を設けてもよいことは明かである。な
お、図６において、１２ａ−１は１次巻線、１２ａ−２
は２次巻線である。

【００４３】実施の形態４によれば、回路素子である電
圧検出用変圧器を１つ減らすことができ回路構成が簡単
になるという効果がある。

【００４４】実施の形態５．図７は実施の形態５を示す
回路図である。実施の形態１乃至３では、主回路の１次
側で電圧検出を行う例を示したが、昇圧用変圧器１２の
漏れリアクタンスや配線等によるの電圧降下の発生が無
視できない場合がある。一方、実施の形態４で示したよ
うに主回路１Ａの２次側で電圧検出する場合は上記電圧
効果の影響は少くなるが、電源形状の大きさや経済性か
らこのような構成をとれない場合がある。

【００４５】そこで、実施の形態５では、電圧検出用変
圧器２０と交流スイッチ１１の間における、１次側の交
流回路部に交流ＣＴ４０を設けるとともに、この交流Ｃ
Ｔ４０により検出された交流電流を整流して直流電流を
得る整流器４１を設け、さらに、この直流電流より電圧
降下分を求める補正回路４２を設け、１次側で検出した
直流電圧から差し引き補正する機能を持った制御器４３
を設けた。

【００４６】なお直流変流器は、非絶縁型はノイズの問
題があり、絶縁型はホールＣＴや磁気飽和型のＣＴなど
高価なものしかない現況下において、直流電流検出用と
して図７に示す交流ＣＴ４０、整流器４１を用いること
により安価に電流検出を行うことができる。

【００４７】以上に説明してきた発明の実施の形態で
は、交流電源として単相回路の場合を示したが、３相交
流電圧調整回路を適用した回路でも同様に適用できるこ
とはいうまでもない。また、上述した実施の形態では、
主回路１Ａに電圧検出用変圧器を設けていたが制御回路
と主回路１次側との間に絶縁をとらなくてもよいとき
は、主回路の１次側電圧を直接制御回路側に入力しても
よい。このような構成によれば、回路構成がさらに簡単
になる。

【００４８】

【発明の効果】以上に説明したように、この発明に係る
パルス負荷用直流電源は、パルス負荷に直流電力を供給
する１次、２次巻線を持つ変圧器回路を有し、２次側の
交流電圧を直流に整流して直流電圧を得る構成を有し、
上記１次側の交流電圧を位相制御して２次側の２次電圧
を制御する直流電源において、検出された上記直流電圧
に基づいて上記直流電圧を制御するための電圧検出回路
を上記位相制御後の交流回路部に電気的に接続して設
け、上記電圧検出回路の回路構成を、上記電圧検出回路
が接続された接続点より上記２次側に接続される負荷側
を見てなる回路構成と同一とし、上記位相制御後の交流
回路部の交流電圧を検出することにより、上記直流電圧
を検出するようにしたため、負荷から発生するノイズに
よる動作支障を軽減することができ、高信頼度で安価に
なるという効果を奏する。

【００４９】また、この発明は、上記電圧検出回路を上
記１次側の上記位相制御後の交流回路部に接続したた
め、電圧検出回路の絶縁性を高くする必要がなく、ノイ
ズ影響を軽減することができるという効果を奏する。

【００５０】また、この発明は、上記電圧検出回路を上
記２次側の交流回路部に接続したため、変圧器の漏れリ
アクタンスによる電圧降下等の影響を除去することがで
きるという効果を奏する。

【００５１】また、この発明は、上記電圧検出回路を上
記変圧器回路の変圧器に設けられた３次巻線に接続した
ため、電圧検出器を接続するための回路素子である電圧
検出用変圧器を１つ減らすことができ回路構成が簡単に
なるという効果を奏する。

【００５２】また、この発明は、上記電圧検出回路を、
上記交流回路部に上記電圧検出回路を接続した点から上
記２次側の負荷まで見た回路の伝達関数を有する電子回
路により構成したため、電圧検出回路においては電圧だ
けを検出すればよく、より省電力化が可能になるという
効果を奏する。

【００５３】また、この発明は、上記電圧検出回路を構
成する電気素子のインピーダンスを上記電圧検出回路を
接続した点での電圧換算インピーダンスと同一値とした
ため、電圧検出回路での電力消費を小さくすることがで
きるという効果を奏する。

【００５４】さらに、この発明は、上記直流電流を検出
するための手段を設け、上記直流電流に基づいて上記電
圧検出回路により検出された電圧から上記負荷までの電
圧降下を演算する演算手段を設け、上記電圧検出回路に
より検出された電圧から上記電圧降下を差し引きする補
正回路を備えたため、変圧器の漏れリアクタンスや配線
等によるの電圧降下の影響を除去でき、さらに、２次側
で電圧検出する場合に比べ、電源の全体形状を小さくで
き、また経済性にも優れるという効果を奏する。

【００５５】また、この発明は、上記直流電流を検出す
るための手段を、上記１次側の交流回路部に設けられた
交流ＣＴと、上記交流ＣＴの出力側に設けられた整流器
とから構成したため、直流ＣＴ等により構成する場合に
比べ、安価にノイズ対策をとることができるという効果
を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の実施の形態１を示す回路図であ
る。

【図２】 この発明の実施の形態２を示すブロック図で
ある。

【図３】 実施の形態２の伝達関数を示す回路図であ
る。

【図４】 実施の形態２の伝達関数を実現するための電
子回路を示す回路図である。

【図５】 この発明の実施の形態３を示す回路図であ
る。

【図６】 この発明の実施の形態４を示す変圧器の回路
図である。

【図７】 この発明の実施の形態５を示す回路図であ
る。

【図８】 従来のパルス負荷用直流電源としての銅蒸気
レーザ用パルス発生回路を示す回路図である。

【図９】 従来のパルス負荷用直流電源の回路図であ
る。

【図１０】 従来のパルス負荷用直流電源の各部電圧・
電流波形を示している。

【符号の説明】

１ａ、１ｂ、１ｃ 直流電源、１Ａ 主回路、１１ 交
流スイッチ、１１ａ、１１ｂ サイリスタ、１０ 単相
交流電源、１２、１２ａ 昇圧用変圧器、１３整流器、
１４ 平滑用リアクトル、１６ 平滑用コンデンサ、１
７ 設定器、１８ 位相制御器、２０ 電圧検出用変圧
器、２１ 整流回路、２２ 平滑用リアクトル、２３
平滑用コンデンサ、２４ 抵抗、２７ 電圧検出回路、
２７Ａ電圧検出回路、３１ 整流回路、３２ 伝達関数
発生回路、４０ 交流ＣＴ、４１ 整流回路、４２ 補
正回路。

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 パルス負荷に直流電力を供給する１次、
   ２次巻線を持つ変圧器回路を有し、２次側の交流電圧を
   直流に整流して直流電圧を得る構成を有し、上記１次側
   の交流電圧を位相制御して２次側の２次電圧を制御する
   パルス負荷用直流電源において、 検出された上記直流電圧に基づいて上記直流電圧を制御
   するための電圧検出回路を上記位相制御後の交流回路部
   に電気的に接続して設け、上記電圧検出回路の回路構成
   を、上記電圧検出回路が接続された接続点より上記２次
   側に接続される負荷側を見てなる回路構成と同一とし、
   上記位相制御後の交流回路部の交流電圧を検出すること
   により、上記直流電圧を検出するようにしたことを特徴
   とするパルス負荷用直流電源。
2. 【請求項２】 上記電圧検出回路は上記１次側の上記位
   相制御後の交流回路部に接続されていることを特徴とす
   る請求項１に記載のパルス負荷用直流電源。
3. 【請求項３】 上記電圧検出回路は上記２次側の交流回
   路部に接続されていることを特徴とする請求項１に記載
   のパルス負荷用直流電源。
4. 【請求項４】 上記電圧検出回路は上記変圧器回路の変
   圧器に設けられた３次巻線に接続されていることを特徴
   とする請求項１に記載のパルス負荷用直流電源。
5. 【請求項５】 上記電圧検出回路は、上記交流回路部に
   上記電圧検出回路を接続した点から上記２次側の負荷ま
   でを見た回路の伝達関数を有する電子回路にて構成され
   ていることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれ
   かに記載のパルス負荷用直流電源。
6. 【請求項６】 上記電圧検出回路を構成する電気素子の
   インピーダンスを上記電圧検出回路を接続した点での電
   圧換算インピーダンスと同一値としたことを特徴とする
   請求項１乃至請求項４のいずれかに記載のパルス負荷用
   直流電源。
7. 【請求項７】 上記直流電流を検出するための手段を設
   け、上記直流電流に基づいて上記電圧検出回路により検
   出された電圧から上記負荷までの電圧降下を演算する演
   算手段を設け、上記電圧検出回路により検出された電圧
   から上記電圧降下を差し引きする補正回路を備えたこと
   を特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれかに記載の
   パルス負荷用直流電源。
8. 【請求項８】 上記直流電流を検出するための手段は、
   上記１次側の交流回路部に設けられた交流ＣＴと、上記
   交流ＣＴの出力側に設けられた整流器とから構成される
   ことを特徴とする請求項７に記載のパルス負荷用直流電
   源。