JP6571718B2 - 高周波電源 - Google Patents

Description

本発明は、プラズマ処理システムなどに用いられる高周波電源に関する。

プラズマ処理システムは、例えば、フッ素系のガスと半導体ウェハや液晶基板等の被加工物とをプラズマ処理装置のチャンバー内に封入し、そのチャンバー内の一対の電極に高周波電源から高周波電力を供給して放電させ、その放電によりガスのプラズマを発生させて被加工物に薄膜形成処理やエッチング処理を行うシステムである。

従来、プラズマ処理システム用の高周波電源として、出力する高周波電力の出力周波数よりも低周波のパルス変調制御信号により高周波電源の出力をパルス変調して出力する高周波電源が知られている。この高周波電源では、例えば、パルス変調制御信号のハイレベルの期間だけ高周波電力が出力され、ローレベルの期間は高周波電力が出力されないパルス状の高周波電力が出力される（例えば、特許文献１参照）。

また、高周波電力を出力する状態と出力しない状態で切り替えるオンオフ制御だけでなく、高周波電力の振幅を第１レベルと第１レベルより低い第２レベルに切り替える２レベル制御も知られている。２レベル制御を行う場合、アンプに供給する電圧を２つのレベルで切り替えることで、アンプから出力される電力を２つのレベルに切り替えて、パルス状の出力とすることが考えられる。

特開２０１３−１３５１５９号公報

しかしながら、アンプに供給する電圧の切り替えを高速に行うのは困難である。したがって、第１レベルと第２レベルとの切り替えの周波数（以下、パルス周波数という）を高くしたパルス状の高周波電力を出力するのは困難であった。また、アンプに供給する電圧を高速に変更することが困難なので、高周波電力を所望の波形で出力することも、困難であった。

本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであって、高周波電力を、高速に変化する所望の波形として出力することができる高周波電源を提供することを目的とする。

本発明に係る高周波電源は、相互の位相差が変更可能な複数の高周波を生成する高周波生成手段と、前記高周波生成手段に、直流電圧を供給する電圧供給手段と、前記高周波生成手段から出力される複数の高周波を、前記位相差に基づく所定の割合で合成して負荷に出力する高周波合成手段と、前記高周波生成手段に対して、前記位相差を変化させることで、前記高周波合成手段より出力される高周波電力を制御する出力制御手段とを備えた高周波電源であって、前記出力制御手段は、前記出力制御手段は、前記電圧供給手段から前記高周波生成手段に供給される直流電圧が一定値のときに、前記高周波生成手段に前記複数の高周波を生成させたままで、前記高周波合成手段より出力される高周波電力を所望の波形にするように、前記位相差を変化させることを特徴とする。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記出力制御手段は、前記位相差を第１の所定値または第２の所定値のいずれかに切り替える。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記位相差を前記第１の所定値とした場合の方が、前記位相差を前記第２の所定値とした場合より、前記所定の割合が大きくなる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記第１の所定値は０［deg］以上９０［deg］未満であり、前記第２の所定値は９０［deg］以上１８０［deg］以下ある。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記第１の所定値は０［deg］である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記第２の所定値は１８０［deg］である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記出力制御手段は、前記第１の所定値または前記第２の所定値を変化させることで、前記高周波電力のフィードバック制御を行う。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記高周波生成手段は、第１の高周波と第２の高周波とを生成し、前記出力制御手段は、前記第１の高周波に対する前記第２の高周波の位相差を第１の所定値と第２の所定値との間で切り替える。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記出力制御手段は、前記位相差を第１の所定値、第２の所定値および第３の所定値の間で切り替える。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記出力制御手段は、前記位相差を一次関数に応じて変化させる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記出力制御手段は、前記位相差を下記式に応じて変化させる。
θ＝２・ｃｏｓ^-1（√ｘ（ｔ））
ただし、θが前記位相差であり、ｘ（ｔ）は所望の波形を示す関数である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記出力制御手段は、前記位相差を第１の所定値と、所定の関数の値との間で切り替える。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記出力制御手段は、前記負荷への出力開始時に、前記位相差を、前記第１の所定値および第２の所定値とした場合の出力よりも大きい出力となる位相差とする。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記出力制御手段は、前記所定の割合をゼロにしない。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記高周波合成手段は、伝送トランスと電力消費用の抵抗を含むハイブリッド回路で構成され、前記複数の高周波に位相差がある場合、当該位相差に応じた電力を前記抵抗で熱消費し、残りの電力を出力する。

本発明によると、位相差を変化させることで、高周波合成手段が合成して出力する高周波電力の波形を変化させることができる。高周波生成手段が生成する複数の高周波の相互の位相差は、高速で変化させることができるので、高周波電力を高速に変化する所望の波形として出力することができる。

本発明に係る高周波電源の内部構成を示すブロック図である。 ＤＣ−ＤＣ変換部を構成するＤＣ−ＤＣコンバータの回路例を示す図である。 ＤＣ−ＲＦ変換部の回路例を示す図である。 ＲＦ合成部を構成するハイブリッドの回路例を示す図である。 位相差と、ＲＦ合成部での電力の合成割合との関係を示す図である。 ＲＦ合成部の回路例を示す図である。 高周波信号生成部の内部構成と高周波信号の生成方法を示す図である。 高周波信号生成部から出力される２つの高周波信号を示す図である。 ＲＦ合成部から出力される高周波電圧ｖ_PXの波形を示す図である。 ３個のＤＣ−ＲＦ変換部と２個のＲＦ合成部を設ける場合のブロック構成例を示す図である。 ３個のＤＣ−ＲＦ変換部と２個のＲＦ合成部を設ける場合の他のブロック構成例を示す図である。 ４個のＤＣ−ＲＦ変換部と３個のＲＦ合成部を設ける場合のブロック構成例を示す図である。 ４個のＤＣ−ＲＦ変換部と３個のＲＦ合成部を設ける場合の他のブロック構成例を示す図である。 ＲＦ合成部を３つ以上の入力電力を合成する回路で構成する場合の回路例を示す図である。 インピーダンス整合装置を備えたプラズマ処理システムの構成を示す図である。 ＲＦ合成部から出力される高周波電圧ｖ_PXの波形を示す図である。

以下、本発明の好ましい実施の形態を、添付図面を参照して具体的に説明する。特に、プラズマ処理システムに適用される高周波電源を例に説明する。

図１は、本発明に係る高周波電源の内部構成を示すブロック図である。

図１に示す高周波電源１は、振幅が第１レベルになるハイレベル期間と、振幅が第１レベルより低い第２レベルになるローレベル期間とを有するパルス状の高周波電力を出力する。高周波電源１は、２個のパワーアンプと両パワーアンプの出力電力を合成する電力合成回路とを備えている。電力合成回路は、入力された電力をすべて出力する状態から、すべて熱消費することで出力を０にする状態まで、入力される２つの電圧信号の位相差θに応じて合成割合を変化させることができる。高周波電源１は、２個のパワーアンプに入力される２つの高周波電圧ｖ_a，ｖ_bの位相差θを２つの値（第１の位相差θ１および第２の位相差θ２（＞θ１））で切り替えることにより、電力合成回路からの出力を、パルス状の高周波電力とする。すなわち、所定期間において位相差θを第１の位相差θ１とすることで、電力合成回路からの出力を第１レベルの電力とし（ハイレベル期間）、続く所定期間において位相差θを第２の位相差θ２とすることで、電力合成回路からの出力を第２レベルの電力とし（ローレベル期間）、これを繰り返すことで、パルス状の高周波電力を出力する。

高周波電源１は、ＡＣ−ＤＣ変換部２、ＤＣ−ＤＣ変換部３、ＤＣ−ＲＦ変換部４、ＲＦ合成部５、フィルタ回路６、電力検出部１０、ＰＷＭ信号生成部７、高周波信号生成部８、および、制御部９を備えている。ＤＣ−ＲＦ変換部４とＲＦ合成部５とを含む部分は、負荷に高周波電力を出力する高周波生成部Ｕを構成している。ＤＣ−ＲＦ変換部４は、同一構成の２つのＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂを備えている。第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａから出力される電力Ｐ_Aと第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂから出力される電力Ｐ_Bとは、ＲＦ合成部５で合成されて、高周波電源１の出力端に接続される負荷（プラズマ処理装置。図示省略）に出力される。

ＡＣ−ＤＣ変換部２は、商用電源からＤＣ−ＤＣ変換部３への入力電圧（直流電圧）Ｖ_ccを生成する回路ブロックである。ＡＣ−ＤＣ変換部２は、例えば、４個の半導体整流素子をブリッジ接続した整流回路で商用電源から入力される商用電圧を整流し、平滑回路で整流後のレベルを平滑化して直流電圧Ｖ_ccを生成する周知の電源回路で構成される。

ＤＣ−ＤＣ変換部３は、ＡＣ−ＤＣ変換部２から入力される直流電圧Ｖ_ccを任意の電圧値の直流電圧Ｖ_dcに変換して、ＤＣ−ＲＦ変換部４に出力する回路ブロックである。

ＤＣ−ＤＣ変換部３は、例えば、図２に示す、インバータに整流回路を組み合わせた周知のＤＣ−ＤＣコンバータで構成される。図２の回路例は、４個の半導体スイッチ素子Ｑ_Aをブリッジ接続したブリッジ回路からなるインバータ３０１にトランスＴ１を介して整流回路３０２を接続した回路である。整流回路３０２は、４個の半導体整流素子Ｄ_Aをブリッジ接続し、その一対の出力端に平滑用のコンデンサＣを並列に接続した回路である。整流回路３０２の一対の出力端は、ＤＣ−ＤＣ変換部３の出力端ａ，ａ'にそれぞれ接続されている。半導体スイッチ素子Ｑ_Aには、バイポーラトランジスタ、電界効果型トランジスタ、ＩＧＢＴ等が用いられ、半導体整流素子Ｄ_Aにはダイオードが用いられる。

ＤＣ−ＤＣ変換部３は、ＰＷＭ信号生成部７より入力されるＰＷＭ信号Ｓ_PWMに基づいて、インバータ３０１の４個の半導体スイッチ素子Ｑ_Aをオン状態とオフ状態とで切り替える。ＰＷＭ信号Ｓ_PWMのデューティ比（以下、ＰＷＭデューティ比という）に応じた直流電圧Ｖ_dcが、ＤＣ−ＤＣ変換部３から出力される。ＰＷＭデューティ比が大きいほど、直流電圧Ｖ_dcが大きくなる。

ＤＣ−ＲＦ変換部４は、ＤＣ−ＤＣ変換部３から入力される直流電力を予め設定された高周波電力に変換する回路ブロックである。高周波電力の出力周波数は、２．０ＭＨｚや１３．５６ＭＨｚなどのプラズマ処理用に規定された周波数である。ＤＣ−ＲＦ変換部４内には同一構成の２つのＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂが設けられている。

第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂは、図３に示すハーフ・ブリッジ型のＤ級アンプで構成される。同図に示すＤ級アンプは、一対の電源端子ｂ，ｂ'の間に２つの同一タイプの半導体スイッチ素子Ｑ_Bの直列回路を接続し、２つの半導体スイッチ素子Ｑ_Bの接続点ｎと出力端子ｃとの間に出力回路４０１を接続した構成である。出力回路４０１は、直流カット用のコンデンサと、コンデンサとリアクトルのＬ型回路とを縦属接続したフィルタ回路である。トランスＴ２は、一対の半導体スイッチ素子Ｑ_Bの駆動を行うドライブ回路を構成している。トランスＴ２は、一次巻線に高周波電圧ｖが入力され、一方の二次巻線（図３では上側の二次巻線）から高周波電圧ｖと同相の高周波電圧ｖ'を出力し、他方の二次巻線（図３では下側の二次巻線）から高周波電圧ｖと逆相の高周波電圧−ｖ'を出力する。高周波電圧ｖ'は一方の半導体スイッチ素子Ｑ_B（図３では上側の半導体スイッチ素子Ｑ_B）に入力され、高周波電圧−ｖ'は他方の半導体スイッチ素子Ｑ_B（図３では下側の半導体スイッチ素子Ｑ_B）に入力される。トランスＴ２の一次巻線に入力される高周波電圧ｖは、２．０ＭＨｚや１３．５６ＭＨｚなどのプラズマ処理用に規定された出力周波数ｆの正弦波電圧である。

第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａの電源端子ｂと電源端子ｂ'は、それぞれ第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂの電源端子ｂと電源端子ｂ'に接続され、電源端子ｂと電源端子ｂ'の間にＤＣ−ＤＣ変換部３の出力端子ａ，ａ'から出力される直流電圧Ｖ_dcが供給される。一対の半導体スイッチ素子Ｑ_BにはＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴが用いられるが、バイポーラトランジスタ等の他の種類のトランジスタを用いることができる。また、一対の半導体スイッチ素子Ｑ_BをＮチャネル型とＰチャネル型を組み合わせたコンプリメンタリ型にしてもよい。この場合は、トランスＴ２の二次巻線は一つでよく、高周波電圧ｖ'をそれぞれＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴとＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴのゲートに入力すればよい。

第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂの各トランスＴ２の一次巻線に入力される高周波電圧ｖ_a，ｖ_b（添え字のａ，ｂはそれぞれ第１ＤＣ−ＲＦ変換部４Ａと第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂに対応することを示す。以下、同じ。）は、高周波信号生成部８で生成される。高周波信号生成部８は、ｖ_a＝Ａ・sin(ω・ｔ＋φ_a)、ｖ_b＝Ａ・sin(ω・ｔ＋φ_b)で表わされる高周波電圧ｖ_a，ｖ_bを生成する。なお、角周波数ω＝２πｆであり、以下でも、出力周波数ｆの代わりに角周波数ωを用いる場合がある。高周波電圧ｖ_aの初期位相φ_aは０［deg］に固定されており、高周波電圧ｖ_bの初期位相φ_bは可変である。高周波信号生成部８は、制御部９から入力される位相差θ=φ_b−φ_aの情報に基づいて高周波電圧ｖ_bの初期位相φ_b（＝θ）を変化させる。位相差θの変化のさせ方については後述する。なお、初期位相φ_bを０［deg］に固定して、初期位相φ_aを可変としてもよいし、初期位相φ_a、φ_bとも可変としてもよい。例えば、初期位相φ_aを０［deg］から−９０［deg］まで変更可能とし、初期位相φ_bを０［deg］から９０［deg］まで変更可能として、位相差θ＝９０［deg］の場合はφ_a＝−４５［deg］、φ_b＝４５［deg］を設定するようにしてもよい。

第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａでは、高周波電圧ｖ_a＝Ａ・sin(ω・ｔ)がトランスＴ２の一次巻線に入力されると、トランスＴ２の一方の二次巻線から同相の高周波電圧ｖ_a'＝Ａ'・sin(ω・ｔ)が出力され、トランスＴ２の他方の二次巻線から逆相の高周波電圧−ｖ_a'＝−Ａ'・sin(ω・ｔ)が出力される。同相の高周波電圧ｖ_a'は、一方の半導体スイッチ素子Ｑ_B（図３では上側の半導体スイッチ素子Ｑ_B）に入力され、逆相の高周波電圧−ｖ_a'は、他方の半導体スイッチ素子Ｑ_B（図３では下側の半導体スイッチ素子Ｑ_B）に入力される。２つの半導体スイッチ素子Ｑ_Bは、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴであるから、一方の半導体スイッチ素子Ｑ_Bは、高周波電圧ｖ_a'のハイレベル期間にオン動作をし、他方の半導体スイッチ素子Ｑ_Bは、高周波電圧−ｖ_a'のハイレベル期間にオン動作をする。すなわち、２つの半導体スイッチ素子Ｑ_Bは、高周波電圧ｖ_a'の半周期毎に交互にオン・オフ動作を繰り返す。

２つの半導体スイッチ素子Ｑ_Bが交互にオン・オフ動作を繰り返すことによって、接続点ｎの電圧ｖ_nは、ｖ_a'＞０の期間に「Ｖ_dc」となり、ｖ_a'≦０の期間に接地レベルとなるように矩形波状に変化する。その矩形波が出力回路４０１で直流分とスイッチングノイズとを除去されて、出力端子ｃ，ｃ'から高周波電圧ｖ_aを増幅した高周波電圧ｖ_PA＝Ｖ・sin(ω・ｔ)として出力される。

第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂは、上述した第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａと同様の動作を行い、入力された高周波電圧ｖ_bを増幅した高周波電圧ｖ_PB＝Ｖ・sin(ω・ｔ＋θ)を出力する。

なお、本実施形態では、第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂをハーフ・ブリッジ型のアンプで構成しているが、フル・ブリッジ型やプッシュ・プル型のアンプで構成してもよい。また、スイッチングアンプに限定されず、リニアアンプを用いるようにしてもよい。

ＲＦ合成部５は、ＤＣ−ＲＦ変換部４から出力される２つの高周波電力Ｐ_A，Ｐ_Bを合成する回路ブロックである。ＲＦ合成部５は、例えば、図４に示す伝送トランスＴ３と抵抗Ｒとからなるハイブリッド回路によって構成される。ハイブリッド回路は、１つのサム・ポートＮ_Sと２つの入力ポートＮ_A，Ｎ_Bを有し、入力ポートＮ_Aに入力される交流電圧と入力ポートＮ_Bに入力される交流電圧に位相差があると、入力電力のうち位相差に応じた一部の電力を抵抗Ｒで熱消費し、残りの電力を出力する機能を有する。

図４に示すように、第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａから出力される高周波電圧ｖ_PAは、一方の入力ポートＮ_Aに入力され、第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂから出力される高周波電圧ｖ_PBは、他方の入力ポートＮ_Bに入力され、サム・ポートＮ_Sから高周波電圧ｖ_PXが出力される。

サム・ポートＮ_Sに接続される負荷のインピーダンスが「Ｒ_o／２」の場合（ＲＦ合成部５と負荷とがインピーダンス整合をしている場合）のサム・ポートＮ_Sから出力される高周波電流ｉ_PXと高周波電圧ｖ_PXは、高周波電圧ｖ_PA，ｖ_PBをそれぞれｖ_PA＝Ｖ・sin(ω・ｔ)、ｖ_PB＝Ｖ・sin(ω・ｔ＋θ)とすると、下記のようになる。

抵抗Ｒの両端の電圧ｖ_Rは、
ｖ_R＝ｖ_PA−ｖ_PB＝Ｖ・[sin(ω・ｔ)−sin(ω・ｔ＋θ)] …（１）
であり、入力ポートＮ_A，Ｎ_Bから伝送トランスＴ３に流れ込む電流ｉ_A，ｉ_Bと抵抗Ｒを流れる電流ｉ_Rは、
ｉ_A＝ｖ_PA／Ｒ_o＝Ｖ・sin(ω・ｔ)／Ｒ_o…（２）
ｉ_B＝ｖ_PB／Ｒ_o＝Ｖ・sin(ω・ｔ＋θ)／Ｒ_o…（３）
ｉ_R＝ｖ_R／（２・Ｒ_o）
＝Ｖ・[sin(ω・ｔ)−sin(ω・ｔ＋θ)]／（２・Ｒ_o）…（４）
である。

したがって、伝送トランスＴ３の一次巻線と二次巻線に流れる電流ｉ_LA，ｉ_LBは、
ｉ_LA＝ｉ_A−ｉ_R＝Ｖ・[sin(ω・ｔ)＋sin(ω・ｔ＋θ)]／（２・Ｒ_o）…（５）
ｉ_LB＝ｉ_B＋ｉ_R＝Ｖ・[sin(ω・ｔ)＋sin(ω・ｔ＋θ)]／（２・Ｒ_o）…（６）
で表わされ、サム・ポートＮ_Sから出力される高周波電流ｉ_PXと高周波電圧ｖ_PXは、
ｉ_PX＝ｉ_LA＋ｉ_LB＝Ｖ・[sin(ω・ｔ)＋sin(ω・ｔ＋θ)]／Ｒ_o…（７）
ｖ_PX＝ｉ_PX・（Ｒ_o／２）
＝Ｖ・[sin(ω・ｔ)＋sin(ω・ｔ＋θ)]／２
＝Ｖ・[sin｛(ω・ｔ＋θ／２)−θ／２｝＋sin｛(ω・ｔ＋θ／２)＋θ／２｝]／２
＝Ｖ・[sin(ω・ｔ＋θ／２)・cos(θ／２)−cos(ω・ｔ＋θ／２)・sin(θ／２)
＋sin(ω・ｔ＋θ／２)・cos(θ／２)＋cos(ω・ｔ＋θ／２)・sin(θ／２)]／２
＝Ｖ・cos(θ／２)・sin(ω・ｔ+θ／２)…（８）
となる。

出力ポートＮ_Sから出力される電力Ｐ_Xと抵抗Ｒで消費される電力Ｐ_Rを求めると、
Ｐ_X＝ｖ_PX ²／（Ｒ_o／２）＝２・ｖ_PX ²／Ｒ_o
＝Ｖ²・[sin(ω・ｔ)＋sin(ω・ｔ＋θ)]²／（２・Ｒ_o）
＝２・[Ｖ・cos(θ／２)]²・sin²(ω・ｔ＋θ/２)／Ｒ_o…（９）
Ｐ_R＝ｖ_R ²／（２・Ｒ_o）
＝Ｖ²・[sin(ω・ｔ)−sin(ω・ｔ＋θ)]²／（２・Ｒ_o）
＝Ｖ²・[sin｛(ω・ｔ＋θ／２)−θ／２｝
−sin｛(ω・ｔ＋θ／２)＋θ／２｝]²／（２・Ｒ_o）
＝Ｖ²・[sin(ω・ｔ＋θ／２)・cos(θ／２)−cos(ω・ｔ＋θ／２)・sin(θ／２)
−sin(ω・ｔ＋θ／２)・cos(θ／２)−cos(ω・ｔ＋θ／２)・sin(θ／２)]²／（２・Ｒ_o）
＝Ｖ²・[−２cos(ω・ｔ＋θ／２)・sin(θ／２)]²／（２・Ｒ_o）
＝２・[Ｖ・sin(θ／２)]²・cos²(ω・ｔ＋θ/２)／Ｒ_o…（１０）
となる。

入力ポートＮ_A，Ｎ_Bから入力される電力Ｐ_A，Ｐ_Bは、Ｐ_A＝Ｖ²・sin²(ω・ｔ)／Ｒ_o、Ｐ_B＝Ｖ²・sin²(ω・ｔ＋θ)／Ｒ_oであるから、ＲＦ合成部５に入力される電力Ｐ_inは、
Ｐ_in＝Ｐ_A＋Ｐ_B＝Ｖ²・[sin²(ω・ｔ)＋sin²(ω・ｔ＋θ)]／Ｒ_o
である。一方、ＲＦ合成部５から出力される電力Ｐ_Xと抵抗Ｒで熱消費される電力Ｐ_Rの合計電力Ｐ_sumは、
Ｐ_sum＝Ｐ_X＋Ｐ_R
＝Ｖ²・[sin(ω・ｔ)＋sin(ω・ｔ＋θ)]²／（２・Ｒ_o）
＋Ｖ²・[sin(ω・ｔ)−sin(ω・ｔ＋θ)]²／（２・Ｒ_o）
＝Ｖ²・[２sin²(ω・ｔ)＋２sin²(ω・ｔ＋θ)]／（２・Ｒ_o）
＝Ｖ²・[sin²(ω・ｔ)＋sin²(ω・ｔ＋θ)］／Ｒ_o
であるから、Ｐ_in＝Ｐ_sumである。

したがって、θ＝０［deg］であればＰ_R＝０となり、入力電力Ｐ_inがそのまま出力電力Ｐ_XとなってＲＦ合成部５から出力され、θ＝１８０［deg］であればＰ_X＝０となり、ＲＦ合成部５からの出力が０になる。そして、０［deg］＜θ＜１８０［deg］のときは、入力電力Ｐ_A，Ｐ_Bを位相差θに応じた所定の割合η(θ)で合成した合成電力が、出力電力Ｐ_XとしてＲＦ合成部５から出力される。

位相差θに応じた所定の割合η(θ)は、（９）式に示されるようにcos²(θ／２)であり、この特性は、図５の特性（イ）に示すようになる。電力の合成割合η(θ)は、位相差θが０［deg］）の場合に１００％であり、位相差θが大きくなるのに応じてcos²(θ／２)の特性で単調に小さくなり、位相差θが１８０［deg］の場合に０％になる。本実施形態では、位相差θを第１の位相差θ１（例えば２０［deg］）と第２の位相差θ２（例えば１６０［deg］）とで切り替えることで、合成割合が大きい状態η(θ１)と小さい状態η(θ２)とで切り替え、出力電力Ｐ_Xを、パルス状の高周波電力とする。なお、第１の位相差θ１を２０［deg］とし、第２の位相差θ２を１６０［deg］としているのは、後述するように第１の位相差θ１および第２の位相差θ２を変化させることで出力電力制御を行うため、第１の位相差θ１および第１の位相差θ２の変動幅を持たせるためである。なお、第１の位相差θ１は、例えば０［deg］から９０［deg］まで値とし、第２の位相差θ２は、例えば９０［deg］から１８０［deg］までの値としてもよい。

なお、本実施形態では、第１の位相差θ１および第２の位相差θ２を、０［deg］から１８０［deg］までの範囲の値として設定しているが、これに限られない。例えば、１８０［deg］から３６０［deg］までの範囲の値として設定してもよいし、０［deg］から−１８０［deg］までの範囲の値として設定してもよい。

なお、図５の特性（イ）は、サム・ポートＮ_Sに接続される負荷のインピーダンスが「Ｒ_o／２」の場合の例であるが、サム・ポートＮ_Sに接続される負荷のインピーダンスが「Ｒ_o／２」と異なる場合でも、位相差θを０［deg］から１８０［deg］の範囲で変化させることにより、ＲＦ合成部５から出力される電力Ｐ_Xの大きさを制御することができる。

ＲＦ合成部５に用いるハイブリッド回路は、図４に示した回路構成に限られない。例えば、図６に示す回路構成のハイブリッド回路をＲＦ合成部５に用いることもできる。図６に示すハイブリッド回路は、伝送トランスＴ３の一次巻線と二次巻線の両端をそれぞれコンデンサＣ'で接続した回路構成を有し、一次巻線の両端と二次巻線の両端の４つの端子が不平衡の入出力端子となっている。ＲＦ合成部５として用いる場合は、一次巻線の一方の端子ｐ１が合成電力の出力端子となり、一次巻線の他方の端子ｐ２と二次巻線の一方の端子ｐ３が入力端子となり、二次巻線の他方の端子ｐ４は熱消費用の抵抗Ｒを接続する端子となる。

図４に示す回路構成では位相差θが０［deg］の場合は抵抗Ｒでの消費電力Ｐ_Rがゼロになったが、図６に示す回路構成では、位相差θが９０［deg］の場合に抵抗Ｒでの消費電力Ｐ_Rがゼロになり、位相差θが９０［deg］からずれると、そのずれ分に応じた電力Ｐ_Rが抵抗Ｒで消費される。すなわち、図６に示す回路構成の場合は、電力合成の割合η(θ)が図４に示す回路構成に対して９０［deg］進むので、図５の特性（ロ）に示すように、cos²（θ／２＋π／２）＝sin²（θ／２）の特性になる。この場合、第１の位相差θ１および第２の位相差θ２を、−９０［deg］から９０［deg］までの範囲の値として設定すればよい。また、例えば、９０［deg］から２７０［deg］までの範囲の値として設定してもよい。

ＲＦ合成部５は、ハイブリッド回路と同様の機能を果たすものであれば、他の回路であってもよい。例えば、特開２００８−２８９２３号公報に記載の高周波電力合成器や実開平４−４８７１５号公報に記載の出力合成回路を用いることができる。

フィルタ回路６は、例えば、２つのコンデンサと１つのリアクトルのπ型回路で構成されるローパスフィルタ（ＬＰＦ）である。フィルタ回路６は、ＲＦ合成部５から出力される高周波電圧ｖ_PXおよび高周波電流ｉ_PXの高調波を除去して基本波成分を負荷側に出力する機能を果たす。なお、フィルタ回路６は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）であれば、コンデンサとリアクトルのπ型回路に限定されるものではない。

電力検出部１０は、高周波電源１が出力する例えば進行波電力Ｐ_fを検出するものである。電力検出部１０は、方向性結合器を含み、その方向性結合器から高周波電圧ｖ_outに含まれる進行波電圧ｖ_fと反射波電圧ｖ_rを検出する。そして、電力検出部１０は、進行波電圧ｖ_fを進行波電力Ｐ_fに変換して制御部９に出力する。また、反射波電圧ｖ_rを反射波電力Ｐ_rに変換して制御部９に出力することもできる。

ＰＷＭ信号生成部７は、ＤＣ−ＤＣ変換部３を駆動するためのＰＷＭ信号Ｓ_PWMを生成し、そのＰＷＭ信号Ｓ_PWMをＤＣ−ＤＣ変換部３に出力する。ＰＷＭ信号生成部７は、あらかじめ設定されたＰＷＭデューティ比に応じて、ＰＷＭ信号Ｓ_PWMを生成する。ＤＣ−ＤＣ変換部３から出力される直流電圧Ｖ_dcを大きくしたい場合は、大きなデューティ比が設定される。また、ＤＣ−ＤＣ変換部３から出力される直流電圧Ｖ_dcを小さくしたい場合は、小さなデューティ比が設定される。なお、上記のＰＷＭデューティ比は、後述するパルスのハイレベル期間の目標出力電力Ｐ_fs1に基づいて設定される。例えば、目標出力電力Ｐ_fs1とＰＷＭデューティ比との関係を示すテーブルや関係式を有しており、そのテーブルや関係式に基づいてＰＷＭデューティ比が設定される。そのため、目標出力電力Ｐ_fs1が変更されない限りＰＷＭデューティ比は一定であるので、ＤＣ−ＤＣ変換部３から出力される直流電圧Ｖ_dcも一定である。

高周波信号生成部８は、第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ内の半導体スイッチ素子Ｑ_Bの駆動を制御する高周波電圧ｖ_aと第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂ内の半導体スイッチ素子Ｑ_Bの駆動を制御する高周波電圧ｖ_bとを生成する。高周波信号生成部８は、制御部９から入力される振幅Ａ、出力周波数ｆ、位相差θに基づいて高周波電圧ｖ_a，ｖ_bを生成して、高周波電圧ｖ_aを第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａに出力し、高周波電圧ｖ_bを第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂに出力する。

高周波信号生成部８には、図７に示すように、正弦波の高周波電圧ｖ_aを発生する第１の高周波発生回路８ａと、制御部９から入力される位相差θを用いて高周波電圧ｖ_aに対して位相差θを有する正弦波の高周波電圧ｖ_bを発生する第２の高周波発生回路８ｂと、が含まれる。第１の高周波発生回路８ａおよび第２の高周波発生回路８ｂは、ダイレクト・ディジタル・シンセサイザーで構成される。

第１の高周波発生回路８ａには、高周波電圧ｖ_aの振幅Ａ、出力周波数ｆおよび初期位相φ_a（＝０［deg］）の情報が制御部９から入力される。出力周波数ｆは、上述したようにプラズマ処理システムに規定された２．０ＭＨｚ、１３．５６ＭＨｚ等の周波数である。初期位相φ_aは任意の値に設定可能であるが、本実施形態では、０［deg］に設定されている。第２の高周波発生回路８ｂにも高周波電圧ｖ_bの振幅Ａ、出力周波数ｆおよび初期位相φ_bの情報が入力されるが、θ＝φ_b−φ_a、φ_a＝０［deg］より、制御部９から出力される位相値θが初期位相φ_bの情報として入力される。φ_a≠０［deg］に設定した場合は、制御部９から出力される位相差θに初期位相φ_aを加算した値（θ＋φ_a）が初期位相φ_bの情報として入力される。振幅Ａおよび出力周波数ｆの情報は、第１の高周波発生回路８ａに入力される振幅Ａおよび出力周波数ｆの情報と同一である。なお、振幅Ａおよび出力周波数ｆを変更しない場合は、第１の高周波発生回路８ａおよび第２の高周波発生回路８ｂに、あらかじめ設定しておいても良い。

第１の高周波発生回路８ａは、振幅Ａ、出力周波数ｆおよび初期位相φ_aの情報を用いてＡ・sin(２πｆ・ｔ)＝Ａ・sin(ω・ｔ)で表わされる高周波電圧ｖ_a（ディジタル信号。図８のｖ_a参照）を発生する。同様に、第２の高周波発生回路８ｂは、振幅Ａ、出力周波数ｆおよび制御指令値θの情報を用いてＡ・sin(２πｆ・ｔ＋θ) ＝Ａ・sin(ω・ｔ+θ)で表わされる高周波電圧ｖ_b（ディジタル信号。図８のｖ_b参照）を発生する。

制御部９は、高周波電源１が出力する進行波電力Ｐ_fと、第１，第２の高周波発生回路８ａ，８ｂで生成される２つの高周波電圧ｖ_a，ｖ_bの位相差θを制御する回路ブロックである。制御部９は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）およびＲＡＭ（Random Access Memory）を備えるマイクロコンピュータによって構成される。ＣＰＵがＲＯＭに記憶された所定の制御プログラムを実行することにより、高周波電源１が出力する進行波電力Ｐ_f、および、２つの高周波電圧ｖ_a，ｖ_bの位相差θ等が制御される。

制御部９は、ユーザによる入力装置（図示省略）からの入力、または、予め設定されたプログラムによる自動入力によって、パルス状の高周波電力のパルス周波数、および、パルス状の高周波電力の第１レベルと第２レベルとのデューティ比（以下、パルスデューティ比という）を入力される。例えば、パルス周波数としては、高周波電圧ｖ_a，ｖ_bよりも周波数の低い（周期の長い）所定の周波数（例えば１０ｋＨｚ）が設定され、パルスデューティ比としては例えば５０％が設定される。制御部９は、パルス周波数およびパルスデューティ比に基づいて、パルス状の高周波電力のパルス波形を指令するための出力制御信号を生成する。そして、制御部９は、出力制御信号のハイレベル期間に位相差θを第１の位相差θ１とし、ローレベル期間に位相差θを第２の位相差θ２とするように切り替える。

出力制御信号のハイレベル期間に位相差θが第１の位相差θ１になるので、高周波信号生成部８から出力される高周波電圧ｖ_a，ｖ_bの位相差θが第１の位相差θ１になり、第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａから出力される高周波電圧ｖ_PAと第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂから出力される高周波電圧ｖ_PBとの位相差θも第１の位相差θ１になる。そして、第１の位相差θ１に応じて合成された出力電力Ｐ_XがＲＦ合成部５から出力される。本実施形態では、第１の位相差θ１を２０［deg］としているので、ハイレベル期間の出力電力Ｐ
_Xは、第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａより出力される電力Ｐ_Aと第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂより出力される電力Ｐ_Bとを合わせた電力Ｐ_inの約９５％になる（電力Ｐ_inの約５％がＲＦ合成部５で熱消費される）。

また、出力制御信号のローレベル期間に位相差θが第２の位相差θ２になるので、高周波信号生成部８から出力される高周波電圧ｖ_a，ｖ_bの位相差θが第２の位相差θ２になり、第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａから出力される高周波電圧ｖ_PAと第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂから出力される高周波電圧ｖ_PBとの位相差θも第２の位相差θ２になる。そして、第２の位相差θ２に応じて合成された出力電力Ｐ_XがＲＦ合成部５から出力される。本実施形態では、第２の位相差θ２を１６０［deg］としているので、ローレベル期間の出力電力Ｐ_Xは、電力Ｐ_inの約５％になる（電力Ｐ_inの約９５％がＲＦ合成部５で熱消費される）。

これにより、ＲＦ合成部５から出力される出力電力Ｐ_Xが、電力Ｐ_inの約９５％であるハイレベル期間と、電力Ｐ_inの約５％であるローレベル期間とを有するパルス状の高周波電力になる。

図９は、ＲＦ合成部５から出力される高周波電圧ｖ_PXの波形を示す図である。高周波電圧ｖ_PXは、位相差θが第１の位相差θ１のときに、振幅が大きいハイレベルになり、位相差θが第２の位相差θ２のときに、振幅が小さいローレベルになる。したがって、ＲＦ合成部５から出力される高周波電力Ｐ_Xは、パルス状の高周波電力になる。

また、制御部９は、高周波電源１から負荷に出力される高周波電力（進行波電力Ｐ_f）を、制御目標に制御する、フィードバック制御を行う。制御目標として、ハイレベル期間の目標出力電力Ｐ_fs1とローレベル期間の目標出力電力Ｐ_fs2とが設定される。ユーザは、目標出力電力Ｐ_fs1およびＰ_fs2を、入力装置（図示省略）を操作して手動で入力したり、予め設定したプログラムにより自動で入力させたりすることができる。

制御部９は、出力制御信号のハイレベル期間の間、電力検出部１０から入力される進行波電力Ｐ_fの検出値と目標出力電力Ｐ_fs1の偏差ΔＰ１（＝Ｐ_fs1−Ｐ_f）を演算し、その偏差ΔＰ１に基づいて当該偏差ΔＰ１をゼロにするための制御指令値を生成する。そして、制御部９は、制御指令値に基づいて第１の位相差θ１を変化させることで、進行波電力Ｐ_fを制御する。これにより、進行波電力Ｐ_fが目標出力電力Ｐ_fs1になるように、フィードバック制御される。また、制御部９は、出力制御信号のローレベル期間の間、電力検出部１０から入力される進行波電力Ｐ_fの検出値と目標出力電力Ｐ_fs2の偏差ΔＰ２（＝Ｐ_fs2−Ｐ_f）を演算し、その偏差ΔＰ２に基づいて当該偏差ΔＰ２をゼロにするための制御指令値を生成する。そして、制御部９は、制御指令値に基づいて第２の位相差θ２を変化させることで、進行波電力Ｐ_fを制御する。これにより、進行波電力Ｐ_fが目標出力電力Ｐ_fs2になるように、フィードバック制御される。

なお、第１の位相差θ１および第２の位相差θ２を変化させることで進行波電力Ｐ_fを制御するのではなく、ＤＣ−ＤＣ変換部３が出力する直流電圧Ｖ_dcを変化させることで、進行波電力Ｐ_fを制御するようにしてもよい。この場合、制御部９が生成した制御指令値をＰＷＭ信号生成部７に出力し、ＰＷＭ信号生成部７が、制御指令値と生成したキャリア信号とから、三角波比較法によりＰＷＭ信号Ｓ_PWMを生成すればよい。また、制御部９が、高周波信号生成部８に出力する振幅Ａを制御指令値に基づいて変化させることで、出力電力制御を行うようにしてもよい。

以上のように、本実施形態に係る高周波電源１によれば、ＤＣ−ＲＦ変換部４に第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａと第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂを設けるとともに、第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂの高周波電力Ｐ_A，Ｐ_Bを合成するＲＦ合成部５を設け、第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂに入力される高周波電圧ｖ_a，ｖ_bの位相差θを第１の位相差θ１と第２の位相差θ２とで切り替えるようにした。これにより、ＲＦ合成部５から出力される出力電力Ｐ_Xは、位相差θが第１の位相差θ１のときには電力Ｐ_inの約９５％になり、位相差θが第２の位相差θ２のときには電力Ｐ_inの約５％になって、ハイレベル期間とローレベル期間とを有するパルス状の高周波電力になる。位相差θの切り替えは高速に行うことができるので、第１レベルと第２レベルとの切り替えのパルス周波数を高くしたパルス状の高周波電力を出力することができる。

また、本実施形態に係る高周波電源１によれば、ＤＣ−ＤＣ変換部３が出力する直流電圧Ｖ_dcが一定（目標出力電力Ｐ_fs1が一定の場合）のままで、パルス状の高周波電力を出力することができる。したがって、直流電圧Ｖ_dcが変化することで生じるオーバーシュートやアンダーシュートが発生しない。

なお、本実施形態では、進行波電力Ｐ_fを、制御目標に制御する場合を例にして説明しているがこれに限られない。例えば、負荷に供給される高周波電力（進行波電力Ｐ_f−反射波電力Ｐ_r）を、制御目標に制御するようにしてもよい。

上記実施形態では、ＤＣ−ＲＦ変換部４として同一構成の第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａと第２のＤＣ―ＲＦ変換部４Ｂとを設け、両ＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂの出力電力Ｐ_A，Ｐ_BをＲＦ合成部５で合成する構成としていたが、３個以上のＤＣ−ＲＦ変換部を設け、各ＤＣ−ＲＦ変換部の出力電力を合成する構成にしてもよい。

図１０，図１１は、高周波生成部Ｕ'に同一構成の３個のＤＣ−ＲＦ変換部を設ける場合のＤＣ−ＲＦ変換部４'とＲＦ合成部５'の回路構成を示す図である。ＤＣ−ＲＦ変換部４'には第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂと同一構成の第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃが追加され、ＲＦ合成部５'にはＲＦ合成部５と同一構成の第１のＲＦ合成部５Ａと第２のＲＦ合成部５Ｂが設けられている。

図１０，図１１の回路構成は、図１に示すＤＣ−ＲＦ変換部４とＲＦ合成部５に第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃと第２のＲＦ合成部５Ｂを追加し、ＲＦ合成部５Ａの出力電力と第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃの出力電力を第２のＲＦ合成部５Ｂで合成する構成と見ることができる。

同一構成の３個のＤＣ−ＲＦ変換部を設ける場合、ＤＣ−ＲＦ変換部４'内の第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂの出力電圧ｖ_PA，ｖ_PBを位相差θ＝０で駆動し、第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃの出力電圧ｖ_PCを出力電圧ｖ_PA，ｖ_PBに対して位相差θを設けて駆動するように制御する第１の方法と、第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂの出力電圧ｖ_PBを第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａの出力電圧ｖ_PAに対して位相差θを設けて駆動し、第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃの出力電圧ｖ_PCを第１のＲＦ合成部５Ａの出力電圧ｖ_PXに対して位相差ψを設けて駆動するように制御する第２の方法とが考えられる。

図１０は、第１の方法の場合のＤＣ−ＲＦ変換部４'とＲＦ合成部５'の回路構成を示し、図１１は、第２の方法の場合のＤＣ−ＲＦ変換部４'とＲＦ合成部５'の回路構成を示している。

図１０に示す第１の方法では、第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂと第１のＲＦ合成部５Ａの部分を等価な１つのＤＣ−ＲＦ変換部に置き換えることができるので、高周波生成部Ｕ'は、上述した高周波生成部Ｕ（図１参照）と実質的に同じとなる。すなわち、第１のＲＦ合成部５Ａは第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａの出力電力Ｐ_Aと第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂの出力電力Ｐ_Bをそのまま合成する機能を果たし、第２のＲＦ合成部５Ｂが負荷への出力電力Ｐ_Zを位相差θに応じて調整する機能を果たす。

第１，第２，第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂ，４Ｃに入力する高周波信号ｖ₁，ｖ₂，ｖ₃の波形をｖ₁＝Ａ₁・sin(ω・t＋φ₁)、ｖ₂＝Ａ₂・sin(ω・t＋φ₂)、ｖ₃＝Ａ₃・sin(ω・t＋φ₃)とすると、図１０に示す第１の方法では、第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂに、例えば、ｖ_a＝Ａ・sin(ω・t)（Ａ₁＝Ａ₂＝Ａ、φ₁＝φ₂＝０）の高周波信号が入力される。

ＲＦ合成部５Ａ，５Ｂの入力ポートと出力ポートが整合しているとすると、第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂの出力電圧ｖ_PA，ｖ_PBは、ｖ_PA＝ｖ_PB＝Ｖ・sin(ω・t)で表されるから、第１のＲＦ合成部５Ａの出力電圧ｖ_PXは、（８）式より、
ｖ_PX＝Ｖ・sin(ω・t)
で表される。したがって、第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃにｖ_b＝Ａ・sin(ω・t＋θ)（Ａ₃＝Ａ、φ₃＝θ）の高周波信号を入力し、第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃからｖ_PC＝Ｖ・sin(ω・t＋θ)を出力させると、第２のＲＦ合成部５Ｂから、
ｖ_PZ＝Ｖ・cos(θ／２)・sin(ω・ｔ＋θ／２)
の出力電圧ｖ_PZが出力される。

第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂの出力電力Ｐ_A，Ｐ_Bは第１のＲＦ合成部５Ａで熱消費されることなく合成されるから、第１のＲＦ合成部５Ａから（Ｐ_A＋Ｐ_B）の電力Ｐ_Xが出力されるが、第２のＲＦ合成部５Ｂではその出力電力Ｐ_Xと第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃの出力電力Ｐ_Cが（９）式に示す合成式により合成され、
Ｐ_Z＝２・[Ｖ・cos(θ／２)]²・sin²(ω・ｔ＋θ／２)／Ｒ_o
で表される電力Ｐ_Zが出力される。

したがって、図１０に示す第１の方法では、位相差θを第１の位相差θ１と第２の位相差θ２とで切り替えることによって、第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂの出力電力Ｐ_A，Ｐ_Bの合計電力Ｐ_X＝（Ｐ_A＋Ｐ_B）と第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃの出力電力Ｐ_Cとの合成量を切り替え、電力Ｐ_Zをパルス状の高周波電力として出力することができる。

一方、図１１に示す第２の方法は、第１のＲＦ合成部５Ａと第２のＲＦ合成部５Ｂの両方で負荷への出力電力Ｐ_Zが調整される。第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂにそれぞれｖ_a＝Ａ・sin(ω・t)（φ₁＝０）とｖ_b＝Ａ・sin(ω・t＋θ)（φ₂＝θ）の高周波信号を入力し、第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂからそれぞれ出力電圧ｖ_PA＝Ｖ・sin(ω・t)、ｖ_PB＝Ｖ・sin(ω・t＋θ)が出力されるとすると、第１のＲＦ合成部５Ａの出力電圧ｖ_PXは、（８）式より
ｖ_PX＝Ｖ・cos(θ／2)・sin(ω・t＋θ／２)
で表される。

第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃに位相差θに応じて振幅Ａ₃およびφ₃を調整したｖ_c＝Ａ・cos(θ/2)・sin(ω・t＋θ／２＋ψ)（Ａ₃＝Ａ・cos(θ/2)、φ₃＝θ／２＋ψ）の高周波信号を入力し、第３のＤＣ−ＲＦ変換部４ＣからＶ・cos(θ/2)・sin(ω・t＋θ／２＋ψ)の出力電圧ｖ_PCを出力させるように制御すれば、第２のＲＦ合成部５Ｂから
ｖ_PZ＝Ｖ・cos(θ／２)・cos(ψ／２)・sin(ω・t＋θ／２＋ψ／２)
で表される出力電圧ｖ_PZが出力され、
Ｐ_Z＝２・[Ｖ・cos(θ／２)・cos(ψ／２)]²・sin²(ω・t＋θ／２＋ψ／２)／Ｒ_o
で表される出力電力Ｐ_Zが出力される。

したがって、図１１に示す第２の方法では、位相差ψを固定して、位相差θを第１の位相差θ１と第２の位相差θ２とで切り替えることによっても、逆に、位相差θを固定して、位相差ψをψ１とψ２とで切り替えることによっても、電力Ｐ_Zをパルス状の高周波電力として出力することができる。すなわち、位相差θを第１の位相差θ１と第２の位相差θ２とで切り替えることによって、第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａの出力電力Ｐ_Aと第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂの出力電力Ｐ_Bとの合成量を切り替えることで、電力Ｐ_Zをパルス状の高周波電力として出力することができる。また、位相差ψをψ１とψ２とで切り替えることによって、第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂの出力電力Ｐ_A，Ｐ_Bの合成電力Ｐ_Xと第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃの出力電力Ｐ_Cとの合成量を切り替え、電力Ｐ_Zをパルス状の高周波電力として出力することもできる。

図１２，図１３は、高周波生成部Ｕ"に同一構成の４個のＤＣ−ＲＦ変換部を設ける場合のＤＣ−ＲＦ変換部４"とＲＦ合成部５"の回路構成を示す図である。ＤＣ−ＲＦ変換部４"には第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂと同一構成の第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃと第４のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｄが追加され、ＲＦ合成部５"にはＲＦ合成部５と同一構成の第１のＲＦ合成部５Ａと第２のＲＦ合成部５Ｂと第３のＲＦ合成部５Ｃが設けられている。

ＲＦ合成部５"内の第１のＲＦ合成部５Ａは、ＤＣ−ＲＦ変換部４"内の第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａの出力電力Ｐ_Aと第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂの出力電力Ｐ_Bを合成し、第２のＲＦ合成部５Ｂは、ＤＣ−ＲＦ変換部４"内の第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃの出力電力Ｐ_Cと第４のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｄの出力電力Ｐ_Dを合成する。また、ＲＦ合成部５"内の第３のＲＦ合成部５Ｃは、第１のＲＦ合成部５Ａの出力電力Ｐ_Xと第２のＲＦ合成部５Ｂの出力電力Ｐ_Yを合成する。

同一構成の４個のＤＣ−ＲＦ変換部を設ける場合でも２つの方法が考えられる。第１の方法は、第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａの出力電圧ｖ_PAと第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂの出力電圧ｖ_PBとの間に位相差θを設けるとともに、第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃの出力電圧ｖ_PCと第４のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｄの出力電圧ｖ_PDとの間に位相差θを設けて駆動する方法である。第１の方法は、図１に示すＤＣ−ＲＦ変換部４とＲＦ合成部５の構成を２つ設け、両構成から出力される２つの電力を第３のＲＦ合成部５Ｃで合成する方法に相当する。

図１２は、第１の方法の場合のＤＣ−ＲＦ変換部４"とＲＦ合成部５"の回路構成を示している。第１ないし第４のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂ，４Ｃ，４Ｄに入力する高周波信号ｖ₁，ｖ₂，ｖ₃，ｖ₄の波形をｖ₁＝Ａ₁・sin(ω・t＋φ₁)、ｖ₂＝Ａ₂・sin(ω・t＋φ₂)、ｖ₃＝Ａ₃・sin(ω・t＋φ₃)、ｖ₄＝Ａ₄・sin(ω・t＋φ₄) とすると、図１２に示す第１の方法では、ｖ₁＝ｖ_a＝Ａ・sin(ω・t)（Ａ₁＝Ａ，φ₁＝０）、ｖ₂＝ｖ_b＝Ａ・sin(ω・t＋θ)（Ａ₂＝Ａ，φ₂＝θ）、ｖ₃＝ｖ_a＝Ａ・sin(ω・t)（Ａ₃＝Ａ，φ₃＝０）、ｖ₄＝ｖ_b＝Ａ・sin(ω・t＋θ)（Ａ₄＝Ａ，φ₄＝θ）となる。

図１２に示す回路構成では、第１のＲＦ合成部５Ａで第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａの出力電力Ｐ_Aと第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂの出力電力Ｐ_Bとが位相差θに基づく所定の割合で合成され、第２のＲＦ合成部５Ｂで第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃの出力電力Ｐ_Cと第４のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｄの出力電力Ｐ_Dとが位相差θに基づく所定の割合で合成される。

ＲＦ合成部５Ａ，５Ｂ，５Ｃの入力ポートが整合しているとすると、第１のＲＦ合成部５Ａの出力電力Ｐ_Xと第２のＲＦ合成部５Ｂの出力電力Ｐ_Yは、（９）式より
Ｐ_X＝Ｐ_Y＝２・Ｖ²・cos²(θ／２)・sin²(ω・ｔ＋θ／２)／Ｒ_o
で表される。そして、第３のＲＦ合成部５Ｃでは出力電力Ｐ_Xと出力電力Ｐ_Yが熱消費されることなく合成されるから、第３のＲＦ合成部５Ｃからは、
Ｐ_Z＝Ｐ_X＋Ｐ_Y＝４・Ｖ²・cos²(θ／２)・sin²(ω・ｔ＋θ／２)／Ｒ_o
の出力電力Ｐ_Zが負荷に出力される。

したがって、図１２に示す第１の方法では、位相差θを第１の位相差θ１と第２の位相差θ２とで切り替えることによって、第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａの出力電力Ｐ_Aと第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂの出力電力Ｐ_Bとの合成量を切り替えることで電力Ｐ_Xをパルス状の高周波電力として出力し、第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃの出力電力Ｐ_Cと第４のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｄの出力電力Ｐ_Dとの合成量を切り替えることで電力Ｐ_Yをパルス状の高周波電力として出力する。そして、電力Ｐ_Xと電力Ｐ_Yとが第３のＲＦ合成部５Ｃで合成されて、出力電力Ｐ_Zもパルス状の高周波電力となる。

第２の方法は、第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａの出力電圧ｖ_PAと第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂの出力電圧ｖ_PBを同一の位相で制御し、第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃの出力電圧ｖ_PCと第４のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｄの出力電圧ｖ_PDを同一の位相で制御し、第１のＲＦ合成部５Ａの出力電圧ｖ_PXと第２のＲＦ合成部５Ｂの出力電圧ｖ_PYとの間に位相差θを設ける方法である。

図１３は、第２の方法の場合のＤＣ−ＲＦ変換部４"とＲＦ合成部５"の回路構成を示している。図１３に示す回路構成では、第１のＲＦ合成部５Ａで第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａの出力電力Ｐ_Aと第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂの出力電力Ｐ_Bとがそのまま合成され、第２のＲＦ合成部５Ｂで第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃの出力電力Ｐ_Cと第４のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｄの出力電力Ｐ_Dとがそのまま合成される。そして、第３のＲＦ合成部５Ｃで第１のＲＦ合成部５Ａの出力電力Ｐ_Xと第２のＲＦ合成部５Ｂの出力電力Ｐ_Yとが位相差θに基づく所定の割合で合成される。

例えば、第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂに入力する高周波信号ｖ₁，ｖ₂の波形をｖ₁＝ｖ₂＝ｖ_a＝Ａ・sin(ω・t)（Ａ₁＝Ａ₂＝Ａ，φ₁＝φ₂＝０）とすると、第１のＲＦ合成部５Ａの出力電圧ｖ_PXは、（８）式より、
ｖ_PX＝Ｖ・sin(ω・t)
で表される。また、第３，第４のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃ，４Ｄに入力する高周波信号ｖ₃，ｖ₄の波形をｖ₃＝ｖ₄＝ｖ_b＝Ａ・sin(ω・t＋θ)（Ａ₃＝Ａ₄＝Ａ，φ₃＝φ₄＝θ）とすると、第２のＲＦ合成部５Ｂの出力電圧ｖ_PYは、（８）式より、
ｖ_PY＝Ｖ・sin(ω・t＋θ)
で表される。

したがって、第３のＲＦ合成部５Ｃからは、（８）式より、
ｖ_PZ＝Ｖ・cos(θ／２)・sin(ω・ｔ＋θ／２)]
の出力電圧ｖ_PZが出力され、（９）式より、
Ｐ_Z＝２・[Ｖ・cos(θ／２)]²・sin²(ω・ｔ＋θ／２)／Ｒ_o
の出力電力ｖ_PZが負荷に出力される。

したがって、図１３に示す第２の方法では、位相差θを第１の位相差θ１と第２の位相差θ２とで切り替えることによって、第１のＲＦ合成部５Ａの出力電力Ｐ_X（＝Ｐ_A＋Ｐ_B）と第２のＲＦ合成部５Ｂの出力電力Ｐ_Y（＝Ｐ_C＋Ｐ_D）との合成量を切り替え、電力Ｐ_Zをパルス状の高周波電力として出力することができる。

図１に示した実施形態では、第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａの出力電圧ｖ_PAの初期位相φ_aを固定し、第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂの出力電圧ｖ_PBの初期位相φ_bを変化させることによって位相差θ＝φ_b−φ_aを変化させるようにしたが、初期位相φ_bを固定し、初期位相φ_aを変化させることによって位相差θ＝φ_b−φ_aを変化させるようにしてもよい。また、初期位相φ_a，φ_bの両方を変化させることによって位相差θ＝φ_b−φ_aを変化させるようにしてもよい。

上記実施形態では、ＲＦ合成部５が２つのＲＦ電力を合成する回路構成の場合について説明したが、ＲＦ合成部５を３つ以上のＲＦ電力を合成する回路で構成してもよい。３つ以上のＲＦ電力を合成する回路としては、例えば、図１４に示す回路を用いることができる。

例えば、図１４（ｂ）の電力合成回路を用いて３つのＲＦ電力を合成する場合、入力端子１，２，３にそれぞれ入力される入力電圧ｖ_a，ｖ_b，ｖ_cをｖ_a＝Ａ・sin(ω・t＋φ_a)、ｖ_b＝Ｂ・sin(ω・t＋φ_b)、ｖ_c＝Ｃ・sin(ω・t＋φ_c)、実効値をＶ_arms，Ｖ_brms，Ｖ_crmsとすると、電力合成回路には、入力電力Ｐ_a＝Ｖ_arms ²／Ｒ、Ｐ_b＝Ｖ_brms ²／Ｒ、Ｐ_c＝Ｖ_crms ²／Ｒが入力される。ｖ_a＝ｖ_b＝ｖ_cでなければ、回路内の３個の抵抗Ｒには差分電圧ｖ_ab＝ｖ_a−ｖ_b、ｖ_bc＝ｖ_b−ｖ_c、ｖ_ca＝ｖ_c−ｖ_aがそれぞれ生じるので、差分電圧ｖ_ab、ｖ_bc、ｖ_caの実効値をＶ_abrms、Ｖ_bcrms、Ｖ_carmsとすると、３つの抵抗ＲでそれぞれＰ_ab＝Ｖ_abrms ²／Ｒ、Ｐ_bc＝Ｖ_bcrms ²／Ｒ、Ｐ_ca＝Ｖ_carms ²／Ｒの電力が熱消費される。

したがって、入力電圧ｖ_a，ｖ_b，ｖ_cの間で相互に位相差θ_ab，θ_bc，θ_caを設けることにより、電力合成回路から入力電力Ｐ_in＝Ｐ_a＋Ｐ_b＋Ｐ_cの一部の電力（Ｐ_ab＋Ｐ_bc＋Ｐ_ca）を熱消費させ、残りの電力Ｐ_in−（Ｐ_ab＋Ｐ_bc＋Ｐ_ca）を負荷に出力させることができる。４つ以上のＲＦ電力を入力する場合についても同様である。

上記実施形態では、高周波電源１に負荷としてプラズマ処理装置を接続したプラズマ処理システムを例に高周波電源１の出力制御を説明したが、本発明は、図１５に示すように、高周波電源１とプラズマ処理装置１１との間にインピーダンス整合装置１２を設けた場合にも適用することができる。

インピーダンス整合装置１２を設ける場合は、プラズマ処理装置８のインピーダンス（負荷インピーダンス）が変動してもインピーダンス整合装置１２によって高周波電源１とプラズマ処理装置１２とのインピーダンス整合が行われるが、インピーダンス整合装置１２がインピーダンス整合処理をしている過渡的な期間は不整合状態であるから、インピーダンス整合装置１２を備えたプラズマ処理システムでも本発明に係る高周波電源１の出力制御方法は、有効である。

上記実施形態は、複数の高周波電力を合成する高周波生成部Ｕを備え、位相差θを第１の位相差θ１と第２の位相差θ２とで切り替えることで、例えばハイレベル期間とローレベル期間とを有するパルス状の高周波電力を出力することを要旨とするから、プラズマ処理システム用の高周波電源に限定されるものではない。

上記実施形態では、負荷に出力される高周波電圧ｖ_outの波形を正弦波形としたが、台形波やデッドタイムを有する矩形波でもよい。

上記実施形態では、制御部９が高周波信号生成部８に出力する位相差θを２つの値θ１およびθ２で切り替えることにより、高周波電力の振幅を第１レベルと第２レベルとで切り替える、パルス状の高周波電力を出力する場合について説明したが、これに限られない。例えば、高周波電力の振幅を３つ以上のレベルで切り替えるようにしてもよい。

図１６（ａ）は、ＲＦ合成部５から出力される高周波電圧ｖ_PXの振幅を３つのレベルで切り替えた場合の波形を示している。制御部９が高周波信号生成部８に出力する位相差θを、第１の位相差θ１（例えば２０［deg］）、第２の位相差θ２（例えば９０［deg］）および第３の位相差θ３（例えば１６０［deg］）の３つの値で切り替えるようにすることで、ＲＦ合成部５から出力される高周波電圧ｖ_PXの波形は、図１６（ａ）に示す波形のように、３つのレベルで変化する。したがって、ＲＦ合成部５から出力される高周波電力Ｐ_Xは、振幅が３つのレベルで切り替えられる。

また、位相差θを複数の固定値の間で切り替えるのではなく、時間ｔに応じて変化する所定の関数の値としてもよい。

例えば、位相差θを時間ｔの一次関数θ＝ａ・ｔ＋ｂ（ａ、ｂは定数）とすると、ＲＦ合成部５での合成割合η(θ)が図５に示す特性（イ）となるので、ＲＦ合成部５から出力される高周波電圧ｖ_PXの波形は、図１６（ｂ）に示す波形のように、正弦波状に変化する。したがって、ＲＦ合成部５から出力される高周波電力Ｐ_Xは、正弦波状に変化する。

また、高周波電力Ｐ_Xを所望の波形状に変化させたい場合は、高周波電圧ｖ_PXの波形が所望の波形状になるように、位相差θを変化させればよい。すなわち、上記のように、合成割合η(θ)は（ｃｏｓ²(θ／２)）であるので、所望の合成割合ηのときの位相差θは、下記（１１）式で表すことができる。
θ＝２・ｃｏｓ^-1（√η） …（１１）

そのため、例えば、高周波電圧ｖ_PXの波形を図１６（ｃ）に示す波形（三角波状の波形）とする場合には、図１６（ｃ）に示す波形に対応する合成割合ηになるように位相差θを時間ｔに応じて変化させればよい。つまり、上記（１１）式において、合成割合ηを、図１６（ｃ）に示す波形を表す関数ｘ（ｔ）とすればよい。この概念を応用すれば、自由に合成割合ηを設定することができる。例えば、図１６（ｄ）に示す波形のように、三角波状の波形と一定のレベルの波形とを組み合わせてもよいし、図１６（ｅ）に示す波形のように、正弦波状の波形と一定のレベルの波形とを組み合わせてもよい。

なお、図１６（ｂ）〜（ｅ）においては、ＲＦ合成部５での合成割合η(θ)がゼロになるときがあり、出力がゼロになることがある。出力がゼロになることを望まないのであれば、位相差θが１８０［deg］にならないように、位相差θの算出式を調整すればよい。

また、高周波電圧ｖ_PXの波形を、図９に示す波形において、プラズマ着火時にオーバーシュートを設けた波形（図１６（ｆ）参照）とすることもできる。このような波形にするためには、位相差θを第１の位相差θ１（例えば２０［deg］）とする第１の期間ｔ１と、位相差θを第２の位相差θ２（例えば１６０［deg］）とする第２の期間ｔ２とを繰り返す波形において、プラズマ着火時に、第１の期間ｔ１の前にオーバーシュートを設けるための第３の期間ｔ３を設け、当該第３の期間ｔ３では、位相差θを例えば下記（１２）式とすればよい。なお、Ｔは第３の期間ｔ３の長さである。これにより、プラズマ着火時（第３の期間ｔ３の開始時：ｔ＝０）に位相差θ＝０で合成割合ηが最大で、第３の期間ｔ３の間に位相差θが増加して合成割合ηが減少し、第３の期間ｔ３の終了時（ｔ＝Ｔ）に、位相差θ＝θ１となるようにすることができる。なお、第３の期間ｔ３の間、位相差θを「０」とするようにしてもよい。高周波電圧ｖ_PXの波形を、図１６（ｆ）に示すオーバーシュートが含まれるような波形とすることにより、プラズマが未着火の場合に負荷に出力される高周波電圧ｖｏｕｔが高くなるので、プラズマの着火性を良くすることができる。
θ＝（θ１／Ｔ）・ｔ …（１２）

図１６に記載した各波形、および、（１２）式などの算出式は一例であり、位相差θを適切に設定することで、ＲＦ合成部５から出力される高周波電圧ｖ_PXの波形を様々な波形とすることができ、ＲＦ合成部５から出力される高周波電力Ｐ_Xの波形を所望の波形にすることができる。

本発明に係る高周波電源は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る高周波電源の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

１ 高周波電源
２ ＡＣ−ＤＣ変換部
３ ＤＣ−ＤＣ変換部
４，４'，４" ＤＣ−ＲＦ変換部（高周波生成手段）
４Ａ 第１のＤＣ−ＲＦ変換部（高周波生成手段）
４Ｂ 第２のＤＣ−ＲＦ変換部（高周波生成手段）
４Ｃ 第３のＤＣ−ＲＦ変換部（高周波生成手段）
４Ｄ 第４のＤＣ−ＲＦ変換部（高周波生成手段）
４０１ ローパスフィルタ
５，５'，５" ＲＦ合成部（高周波合成手段）
５Ａ 第１のＲＦ合成部（高周波合成手段）
５Ｂ 第２のＲＦ合成部（高周波合成手段）
５Ｃ 第３のＲＦ合成部（高周波合成手段）
６ フィルタ回路
７ ＰＷＭ信号生成部
８ 高周波信号生成部（高周波生成手段）
８ａ 第１の高周波発生回路
８ｂ 第２の高周波発生回路
９ 制御部（出力制御手段）
１０ 電力検出部
１１ プラズマ処理装置
１２ インピーダンス整合装置
Ｕ，Ｕ'，Ｕ" 高周波生成部

Claims (9)

1. 相互の位相差が変更可能な複数の高周波を生成する高周波生成手段と、
   前記高周波生成手段に、直流電圧を供給する電圧供給手段と、
   前記高周波生成手段から出力される複数の高周波を、前記位相差に基づく所定の割合で合成して負荷に出力する高周波合成手段と、
   前記高周波生成手段に対して、前記位相差を変化させることで、前記高周波合成手段より出力される高周波電力を制御する出力制御手段と、
   を備えた高周波電源であって、
   前記出力制御手段は、
   前記電圧供給手段から前記高周波生成手段に供給される直流電圧が一定値のときに、前記高周波生成手段に前記複数の高周波を生成させたままで、前記高周波合成手段より出力される高周波電力を所望の波形にするように、前記位相差を第１の所定値または第２の所定値のいずれかに切り替える、
   ことを特徴とする高周波電源。
2. 前記位相差を前記第１の所定値とした場合の方が、前記位相差を前記第２の所定値とした場合より、前記所定の割合が大きくなる、
   請求項１に記載の高周波電源。
3. 前記第１の所定値は０［deg］以上９０［deg］未満であり、
   前記第２の所定値は９０［deg］以上１８０［deg］以下ある、
   請求項２に記載の高周波電源。
4. 前記出力制御手段は、前記第１の所定値または前記第２の所定値を変化させることで、前記高周波電力のフィードバック制御を行う、
   請求項１ないし３のいずれかに記載の高周波電源。
5. 前記高周波生成手段は、第１の高周波と第２の高周波とを生成し、
   前記出力制御手段は、前記第１の高周波に対する前記第２の高周波の位相差を前記第１の所定値または前記第２の所定値のいずれかに切り替える、
   請求項１ないし４のいずれかに記載の高周波電源。
6. 前記出力制御手段は、前記負荷への出力開始時に、前記位相差を、前記第１の所定値および第２の所定値とした場合の出力よりも大きい出力となる位相差とする、
   請求項１に記載の高周波電源。
7. 相互の位相差が変更可能な複数の高周波を生成する高周波生成手段と、
   前記高周波生成手段に、直流電圧を供給する電圧供給手段と、
   前記高周波生成手段から出力される複数の高周波を、前記位相差に基づく所定の割合で合成して負荷に出力する高周波合成手段と、
   前記高周波生成手段に対して、前記位相差を変化させることで、前記高周波合成手段より出力される高周波電力を制御する出力制御手段と、
   を備えた高周波電源であって、
   前記出力制御手段は、
   前記電圧供給手段から前記高周波生成手段に供給される直流電圧が一定値のときに、前記高周波生成手段に前記複数の高周波を生成させたままで、前記高周波合成手段より出力される高周波電力を所望の波形にするように、前記位相差を第１の所定値、第２の所定値および第３の所定値のいずれかに切り替える、
   ことを特徴とする高周波電源。
8. 前記出力制御手段は、前記所定の割合をゼロにしない、
   請求項１〜３、６〜７のいずれかに記載の高周波電源。
9. 前記高周波合成手段は、
   伝送トランスと電力消費用の抵抗を含むハイブリッド回路で構成され、前記複数の高周波に位相差がある場合、当該位相差に応じた電力を前記抵抗で熱消費し、残りの電力を出力する、
   請求項１ないし８のいずれかに記載の高周波電源。

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