TWI705736B - 高頻電源 - Google Patents

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Abstract

提供可將高頻電力輸出為快速變化的所期望的波形 的高頻電源。

高頻電源1包括2個DC-RF轉換部4A、4B 與合成兩DC-RF轉換部4A、4B的輸出的RF合成部5。DC-RF轉換部4A、4B分別放大從高頻訊號生成部8輸入的高頻電壓va、vb以輸出高頻電壓vPA、vPB。RF合成部5用對應於高頻電壓vPA、vPB之相位差θ的比率輸出高頻電壓vPX。控制部9在θ1與θ2間切換相位差θ。藉此，從RF合成部5輸出的輸出電力PX成為具有高位準期間與低位準期間的脈衝狀之高頻電力。由於相位差θ的切換可高速進行，可輸出第1位準與第2位準之切換的頻率提高的脈衝狀之高頻電力。

Description

高頻電源
本發明係關於用於電漿處理系統等的高頻電源。
電漿處理系統為例如將氟系氣體與半導體晶圓或液晶基板等的被加工物封入至電漿處理裝置的腔室(chamber)內，從高頻電源供給高頻電力至此腔室內的一對電極以放電，藉由此放電產生氣體的電漿以在被加工物進行薄膜形成處理或蝕刻處理的系統。
到目前為止，電漿處理系統用的高頻電源已知有藉由比輸出高頻電力的輸出頻率低頻的脈衝調變控制訊號對高頻電源的輸出進行脈衝調變而輸出的高頻電源。此高頻電源，舉例而言，僅在脈衝調變控制訊號的高位準期間輸出高頻電力，在低位準期間不輸出高頻電力，以輸出脈衝狀的高頻電力(例如，參照專利文獻1)。
另外，並非僅有在輸出高頻電力的狀態與不輸出的狀態間切換的開關控制，已知還有將高頻電力的振幅切換至第1位準與比第1位準低之第2位準的2位準控制。在進行2位準控制的情況下，藉由在2個位準間切換供給至放大器之電壓，將從放大器輸出的電力切換至2個位準，可理解為脈衝狀的輸出。
【先前技術文獻】 【專利文獻】
專利文獻1 日本特開2013-135159號公報
儘管如此，快速地進行供給至放大器之電壓的切換是困難的。因此，輸出提高第1位準與第2位準切換之頻率(以下稱為脈衝頻率)的脈衝狀高頻電力是困難的。另外，由於快速變更供給至放大器之電壓是困難的，將高頻電力以所期望的波形輸出也是困難的。
本發明，鑒於上述問題，目的在於提供可將高頻電力輸出為快速變化的所期望的波形的高頻電源。
根據本發明的高頻電源，包括：高頻生成手段，生成可變更互相之相位差的複數個高頻；高頻合成手段，用根據上述相位差之預定的比率合成從上述高頻生成手段輸出的複數個高頻，以輸出至負載；以及輸出控制手段，藉由對上述高頻生成手段變化上述相位差，控制從上述高頻合成手段輸出的高頻電力；其特徵為：上述輸出控制手段，變化上述相位差，以使從上述高頻合成手段輸出的高頻電力為所期望的波形。
在本發明的較佳實施型態中，上述輸出控制手段，在第1預定值與第2預定值間切換上述相位差。
在本發明的較佳實施型態中，上述相位差為上述第1預定值之情況者，相較於上述相位差為上述第2預定值之 情況者，上述預定的比率增大。
在本發明的較佳實施型態中，上述第1預定值為0[deg]以上90[deg]未滿，上述第2預定值為90[deg]以上180[deg]以下。
在本發明的較佳實施型態中，上述第1預定值為0[deg]。
在本發明的較佳實施型態中，上述第2預定值為180[deg]。
在本發明的較佳實施型態中，上述輸出控制手段，藉由變化上述第1預定值或上述第2預定值，進行上述高頻電力的回授控制。
在本發明的較佳實施型態中，上述高頻生成手段，生成第1高頻與第2高頻；上述輸出控制手段，在第1預定值與第2預定值間切換相對於上述第1高頻之上述第2高頻的相位差。
在本發明的較佳實施型態中，上述輸出控制手段在第1預定值、第2預定值以及第3預定值間切換上述相位差。
在本發明的較佳實施型態中，上述輸出控制手段，對應於一次函數變化上述相位差。
在本發明的較佳實施型態中，上述輸出控制手段，對應於下列式子變化上述相位差：θ=2．cos-1(√x(t))，其中，θ為上述相位差，x(t)為表示所期望的波形的函數。
在本發明的較佳實施型態中，上述輸出控制手 段，在第1預定值與預定的函數的值間切換上述相位差。
在本發明的較佳實施型態中，上述輸出控制手段，在至上述負載的輸出開始時，使上述相位差成為其輸出比上述第1預定值以及第2預定值之情況的輸出大的相位差。
在本發明的較佳實施型態中，上述輸出控制手段，不使上述預定的比率為零。
在本發明的較佳實施型態中，上述高頻合成手段，由包括傳輸變壓器與電力消耗用之電阻的混合電路構成，在上述複數個高頻有相位差的情況下，對應於該相位差的電力係在上述電阻熱消耗，並輸出剩餘的電力。
根據本發明，藉由變化相位差，可變化高頻合成手段所合成輸出的高頻電力的波形。高頻生成手段所生成的複數個高頻相互的相位差，由於可快速變化，可將高頻電力輸出為快速變化的所期望的波形。
1:高頻電源
2:AC-DC轉換部
3‧‧‧DC-DC轉換部
301‧‧‧反相器
302‧‧‧整流電路
4、4’、4”‧‧‧DC-RF轉換部(高頻生成手段)
4A‧‧‧第1 DC-RF轉換部(高頻生成手段)
4B‧‧‧第2 DC-RF轉換部(高頻生成手段)
4C‧‧‧第3 DC-RF轉換部(高頻生成手段)
4D‧‧‧第4 DC-RF轉換部(高頻生成手段)
401‧‧‧低通濾波器
5、5’、5”‧‧‧RF合成部(高頻合成手段)
5A‧‧‧第1 RF合成部(高頻合成手段)
5B‧‧‧第2 RF合成部(高頻合成手段)
5C‧‧‧第3 RF合成部(高頻合成手段)
6‧‧‧濾波電路
7‧‧‧PWM訊號生成部
8‧‧‧高頻訊號生成部
8a‧‧‧第1高頻產生電路
8b‧‧‧第2高頻產生電路
9‧‧‧控制部
10‧‧‧電力檢出部
11‧‧‧電漿處理裝置
12‧‧‧阻抗匹配裝置
A‧‧‧振幅
C、C’‧‧‧電容
DA‧‧‧半導體整流元件
f‧‧‧頻率
QA、QB‧‧‧半導體開關元件
R、R1、R2、...、RM‧‧‧電阻
T1、T2‧‧‧變壓器
T3‧‧‧傳輸變壓器
U、U’、U”‧‧‧高頻生成部
Z0、Z01、Z02、...、Z0M‧‧‧阻抗
θ‧‧‧相位差
第1圖係表示根據本發明之高頻電源的內部構成的示意圖。
第2圖係表示構成DC-DC轉換部的DC-DC轉換器的電路例的圖。
第3圖係表示DC-RF轉換部的電路例的圖。
第4圖係表示構成RF合成部的混合的電路例的圖。
第5圖係表示相位差與RF合成部的電力合成比率之間的 關係的圖。
第6圖係表示RF合成部的電路例的圖。
第7圖係表示高頻訊號生成部的內部構成與高頻訊號的生成方法的圖。
第8圖係表示從高頻訊號生成部輸出的2個高頻訊號的圖。
第9圖係表示從RF合成部輸出的高頻電壓vPX的波形的圖。
第10圖係表示在設置3個DC-RF轉換部與2個RF合成部的情況下的示意構成例的圖。
第11圖係表示在設置3個DC-RF轉換部與2個RF合成部的情況下的其他示意構成例的圖。
第12圖係表示在設置4個DC-RF轉換部與3個RF合成部的情況下的示意構成例的圖。
第13圖係表示在設置4個DC-RF轉換部與3個RF合成部的情況下的其他示意構成例的圖。
第14圖係表示在以合成3個以上之輸入電力的電路構成RF合成部的情況下的電路例的圖。
第15圖係表示包括阻抗匹配裝置的電漿處理系統的構成的圖。
第16圖係表示從RF合成部輸出的高頻電壓vPX的波形的圖。
以下，參照所附圖式具體說明本發明的較佳實施 型態。特別是，以適用於電漿處理系統的高頻電源為例說明。
第1圖係表示根據本發明之高頻電源的內部構成的示意圖。
第1圖所示的高頻電源1，輸出具有振幅成為第1位準的高位準期間與振幅成為比第1位準低之第2位準的低位準期間的脈衝狀高頻電力。高頻電源1包括2個功率放大器與合成兩功率放大器之輸出電力的電力合成電路。電力合成電路，從全部輸出所輸入之電力的狀態，到全部熱消耗以使輸出為0的狀態，可對應所輸入之2個電壓訊號的相位差θ變化合成比率。高頻電源1，藉由在2個值(第1相位差θ1以及第2相位差θ2(>θ1))間切換輸入至2個功率放大器之2個高頻電壓va、vb的相位差θ，使電力合成電路的輸出成為脈衝狀的高頻電力。意即，藉由在預定期間使相位差θ為第1相位差θ1，使電力合成電路的輸出為第1位準的電力(高位準期間)，接著藉由在預定期間使相位差θ為第2相位差θ2，使電力合成電路的輸出為第2位準的電力(低位準期間)，重複此以輸出脈衝狀的高頻電力。
高頻電源1包括AC-DC轉換部2、DC-DC轉換部3、DC-RF轉換部4、RF合成部5、濾波電路6、電力檢出部10、PWM訊號生成部7、高頻訊號生成部8以及控制部9。包含DC-RF轉換部4與RF合成部5的部分，係構成輸出高頻電力至負載的高頻生成部U。DC-RF轉換部4包括相同構成的2個DC-RF轉換部4A、4B。第1 DC-RF轉換部4A所輸出的電力PA與第2 DC-RF轉換部4B所輸出的電力PB，由RF合成部 5合成，輸出至連接高頻電源1之輸出端的負載(電漿處理裝置。圖示省略)。
AC-DC轉換部2，係為生成從商用電源至DC-DC轉換部3的輸入電壓(直流電壓)Vcc的電路方塊。AC-DC轉換部2，舉例而言，用橋接4個半導體整流元件之整流電路整流從商用電源輸入的商用電壓，並由用平流電路使整流後之位準平流化以生成直流電壓Vcc的周知的電源電路構成。
DC-DC轉換部3，係為將從AC-DC轉換部2輸入之直流電壓Vcc轉換為任意電壓值的直流電壓Vdc，以輸出至DC-RF轉換部4的電路方塊。
DC-DC轉換部3，舉例而言，如第2圖所示，由將整流電路組合至反相器的眾知的DC-DC轉換器構成。第2圖的電路例，係為將整流電路302透過變壓器T1連接至由橋接4個半導體開關元件QA之橋式電路組成的反相器301的電路。整流電路302，係為橋接4個半導體整流元件DA，且其一對輸出端與平流用之電容C並聯連接的電路。整流電路302的一對輸出端係分別連接至DC-DC轉換部3的輸出端a、a’。半導體開關元件QA係使用雙極性電晶體、場效電晶體、IGBT等，半導體整流元件DA係使用二極體。
DC-DC轉換部3，根據從PWM訊號生成部7輸入之PWM訊號SPWM，在開啟(on)狀態與關閉(off)狀態間切換反相器301的4個半導體開關元件QA。對應PWM訊號SPWM之工作比(以下稱為PWM工作比)的直流電壓Vdc係從DC-DC轉換部3輸出。若PWM工作比變大，則直流電壓Vdc變大。
DC-RF轉換部4，係為轉換從DC-DC轉換部3輸入之直流電力為預設之高頻電力的電路方塊。高頻電力的輸出頻率為2.0MHz或13.56MHz等的電漿處理用所規定的頻率。DC-RF轉換部4內設置相同構成的2個DC-RF轉換部4A、4B。
第1、第2 DC-RF轉換部4A、4B係由第3圖所示的半橋接型的D級放大器構成。同圖所示的D級放大器，係由將2個相同類型的半導體開關元件QB的串聯電路連接至一對電源端子b、b’之間，並將輸出電路401連接至2個半導體開關元件QB的連接點n與輸出端子c之間所構成。輸出電路401，係為級聯連接直流阻切(cut)用之電容、電容與反應器之L型電路的濾波電路。變壓器T2，構成進行一對半導體開關元件QB之驅動的驅動電路。變壓器T2，於初級繞組輸入高頻電壓v，從一次級繞組(第3圖中上側的次級繞組)輸出與高頻電壓v同相的高頻電壓v’，並從另一次級繞組(第3圖中下側的次級繞組)輸出與高頻電壓v反相的高頻電壓-v’。高頻電壓v’係輸入至一半導體開關元件QB(第3圖中上側的半導體開關元件QB)，高頻電壓-v’係輸入至另一半導體開關元件QB(第3圖中下側的半導體開關元件QB)。變壓器T2的輸入至初級繞組的電壓v為2.0MHz或13.56MHz等的電漿處理用所規定的輸出頻率f的正弦電壓。
第1 DC-RF轉換部4A的電源端子b與電源端子b’分別連接至第2 DC-RF轉換部4B的電源端子b與電源端子b’，從DC-DC轉換部3之輸出端子a、a’輸出的直流電壓Vdc供給至電源端子b與電源端子b’之間。雖然一對半導體開關元 件QB係使用N通道型的MOSFET，但可使用雙極性電晶體等的其他種類的電晶體。另外，一對半導體開關元件QB也可以是組合N通道型與P通道型的互補型。在此情況下，變壓器T2的次級繞組可為一個，高頻電壓v’可分別輸入至N通道型的MOSFET與P通道型的MOSFET的閘極。
輸入至第1、第2 DC-RF轉換部4A、4B的各變壓器T2的初級繞組的高頻電壓va、vb(增加的字a、b表示分別對應至第1 DC-RF轉換部4A與第2 DC-RF轉換部4B。以下相同。)係由高頻訊號生成部8生成。高頻訊號生成部8生成以va=A．sin(ω．t+Φa)、vb=A．sin(ω．t+Φb)表示的高頻電壓va、vb。另外，角頻率ω=2πf，以下同樣有使用角頻率ω代替輸出頻率f的情況。高頻電壓va的起始相位Φa固定為0[deg]，高頻電壓vb的起始相位Φb為可變的。高頻訊號生成部8根據從控制部9輸入的相位差θ=Φb-Φa的資訊變化高頻電壓vb的起始相位Φb(=θ)。相位差θ如何變化將於後述。另外，也可以起始相位Φb固定為0[deg]而起始相位Φa為可變的，也可以起始相位Φa、Φb皆為可變的。舉例而言，起始相位Φa可從0[deg]到-90[deg]為止變更，起始相位Φb可從0[deg]到90[deg]為止變更，在相位差θ=90[deg]的情況下，可設定為Φa=-45[deg]、Φb=45[deg]。
在第1 DC-RF轉換部4A中，當高頻電壓va=A．sin(ω．t)輸入至變壓器T2的初級繞組時，從變壓器T2的一次級繞組輸出同相的高頻電壓va’=A’．sin(ω．t)，從變壓器T2的另一次級繞組輸出反相的高頻電壓-va’=-A’．sin(ω．t)。同 相的高頻電壓va’係輸入至一半導體開關元件QB(第3圖中上側的半導體開關元件QB)，反相的高頻電壓-va’係輸入至另一半導體開關元件QB(第3圖中下側的半導體開關元件QB)。由於2個半導體開關元件QB為N通道型MOSFET，一半導體開關元件QB在高頻電壓va’的高位準期間為開啟動作，另一半導體開關元件QB在高頻電壓-va’的高位準期間為開啟動作。意即，2個半導體開關元件QB每高頻電壓va’的半週期交替地重複開啟/關閉動作。
藉由2個半導體開關元件QB交替地重複開啟/關閉動作，連接點n的電壓vn變化為在va’>0的期間為「Vdc」而在va’≦0的期間為接地位準的矩形波狀。此矩形波在輸出電路401除去直流成分與開關雜訊，成為放大高頻電壓va而得之vPA=V．sin(ω．t)以從輸出端子c、c’輸出。
第2 DC-RF轉換部4B進行與上述第1 DC-RF轉換部4A相同的動作，輸出放大所輸入之高頻電壓va而得之vPB=V．sin(ω．t+θ)。
此外，在本實施型態中，雖然第1、第2 DC-RF轉換部4A、4B由半橋接型的放大器構成，但也可以由全橋接型或推挽型的放大器構成。另外，不限定於開關放大器，也可用線性放大器。
RF合成部5，係為合成從DC-RF轉換部4輸出之2個高頻電力PA、PB的電路方塊。RF合成部5，舉例而言，由第4圖所示的傳輸變壓器T3與電阻R所組成之混合(hybrid)電路構成。混合電路具有1個總和埠NS與2個輸入埠NA、NB， 並具有當輸入至輸入埠NA的交流電壓與輸入至輸入埠NB的交流電壓之間有相位差時，對應輸入電力的相位差將一部分的電力在電阻R熱消耗而輸出剩下的電力的功能。
如第4圖所示，從第1 DC-RF轉換部4A輸出的高頻電壓vPA輸入至一輸入埠NA，從第2 DC-RF轉換部4B輸出的高頻電壓vPB輸入至另一輸入埠NB，從總和埠NS輸出高頻電壓vPX。
若連接至總和埠NS的負載的阻抗為「Ro/2」(RF合成部5與負載係阻抗匹配的情況下)，從總和埠NS輸出的高頻電流iPX與高頻電壓vPX，當高頻電壓vPA、vPB分別為vPA=V．sin(ω．t)、vPB=V．sin(ω．t+θ)時，成為如下所述。
阻抗R兩端的電壓VR為vR=vPA-vPB=V．[sin(ω．t)-sin(ω．t+θ)]...(1)
從輸入埠NA、NB流入傳輸變壓器T3的電流iA、iB與流經電阻R的電流iR為iA=vPA/Ro=V．sin(ω．t)/Ro...(2)
iB=vPB/Ro=V．sin(ω．t+θ)/Ro...(3)
iR=vR/(2．Ro)=V．[sin(ω．t)-sin(ω．t+θ)]/(2．Ro)...(4)。
因此，流經傳輸變壓器T3的初級繞組與次級繞組的電流iLA、iLB如下所表示：iLA=iA-iR=V．[sin(ω．t)+sin(ω．t+θ)]/(2．Ro)...(5)
iLB=iB+iR=V．[sin(ω．t)+sin(ω．t+θ)]/(2．Ro)...(6)
從總和埠NS輸出的高頻電流iPX與高頻電壓vPX為iPX=iLA+iLB=V．[sin(ω．t)+sin(ω．t+θ)]/Ro...(7)
vPX=iPX．(Ro/2)=V．[sin(ω．t)+sin(ω．t+θ)]/2=V．[sin{(ω．t+θ/2)-θ/2}+sin{(ω．t+θ/2)+θ/2}]/2=V．[sin(ω．t+θ/2)．cos(θ/2)-cos(ω．t+θ/2)．sin(θ/2)+sin(ω．t+θ/2)．cos(θ/2)+cos(ω．t+θ/2)．sin(θ/2)]/2=V．cos(θ/2)．sin(ω．t+θ/2)...(8)。
當求得從輸出埠NS輸出的電力PX與電阻R所消耗的電力PR時，PX=vPX 2/(Ro/2)=2．vPX 2/Ro=V2．[sin(ω．t)+sin(ω．t+θ)]2/(2．Ro)=2．[V．cos(θ/2)]2．sin2(ω．t+θ/2)/Ro...(9)
PR=vR 2/(2．Ro)=V2．[sin(ω．t)-sin(ω．t+θ)]2/(2．Ro)=V2．[sin{(ω．t+θ/2)-θ/2}-sin{(ω．t+θ/2)+θ/2}]2/(2．Ro)=V2．[sin(ω．t+θ/2)．cos(θ/2)-cos(ω．t+θ/2)．sin(θ/2)-sin(ω．t+θ/2)．cos(θ/2)-cos(ω．t+θ/2)．sin(θ/2)]2/(2．Ro)=V2．[-2．cos(ω．t+θ/2)．sin(θ/2)]2/(2．Ro)=2．[V．sin(θ/2)]2．cos2(ω．t+θ/2)/Ro...(10)。
從輸入埠NA、NB輸入的電力PA、PB，由於是PA=V2．sin2(ω．t)/Ro、PB=V2．sin2(ω．t+θ)/Ro，因此輸入至RF生成部5的電力Pin為Pin=PA+PB=V2．[sin2(ω．t)+sin2(ω．t+θ)]/Ro。
另一方面，由於從RF生成部5輸出的電力PX與電阻R所 消耗的電力PR的總和電力Psum為Psum=PX+PR=V2．[sin(ω．t)+sin(ω．t+θ)]2/(2．Ro)+V2．[sin(ω．t)-sin(ω．t+θ)]2/(2．Ro)=V2．[2sin2(ω．t)+2sin2(ω．t+θ)]/(2．Ro)=V2．[sin2(ω．t)+sin2(ω．t+θ)]/Ro，因此Pin=Psum。
因此，若θ=0[deg]則PR=0，輸入電力Pin如同成為輸出電力PX而從RF生成部5輸出，若θ=180[deg]則PX=0，RF生成部5輸出的電力變為0。然後，當0[deg]<θ<180[deg]時，以對應於相位差θ的預定比率η(θ)合成輸入電力PA、PB而得的合成電力係作為輸出電力PX從RF生成部5輸出。
對應於相位差θ的預定比率η(θ)為如(9)式所表示的cos2(θ/2)，其特性如第5圖的特性(a)所示。電力的合成比率η(θ)在相位差θ為0[deg]時是100%，隨著相位差θ變大而依cos2(θ/2)特性單調地變小，並在相位差θ為180[deg]時變成0%。在本實施型態中，在第1相位差θ1(例如20[deg])與第2相位差θ2(例如160[deg])間切換相位差θ，以在合成比率大的狀態η(θ1)與合成比率小的狀態η(θ2)間切換，使輸出電力PX成為脈衝狀的高頻電力。另外，第1相位差θ1設為20[deg]且第2相位差θ2設為160[deg]，如後所述藉由變化第1相位差θ1以及第2相位差θ2而進行輸出電力控制，以具有第1相位差θ1以及第2相位差θ2的變動幅度。另外，第1相位差θ1可設為例如從0[deg]至90[deg]為止的值，第2相位差θ2可設 為例如從90[deg]至180[deg]為止的值。
另外，在本實施型態中，雖然將第1相位差θ1以及第2相位差θ2設定為從0[deg]至180[deg]為止之範圍的值，但並不限於此。舉例而言，可設定為從180[deg]至360[deg]為止之範圍的值，也可設定為從0[deg]至-180[deg]為止之範圍的值。
另外，第5圖的特性(a)，雖然是連接至總和埠NS的負載的阻抗為「Ro/2」之情況的例子，但在連接至總和埠NS的負載的阻抗不同於「Ro/2」之情況中，藉由在從0[deg]至180[deg]的範圍中變化相位差θ，可控制從RF合成部5輸出的電力PX的大小。
用於RF合成部5的混合電路不限於第4圖所示的電路構成。舉例而言，也可將第6圖所示之電路構成的混合電路用於RF合成部5。第6圖所示之混合電路，具有傳輸變壓器T3的初級繞組與次級繞組的兩端分別以電容C’連接的電路構成，初級繞組兩端與次級繞組兩端的4個端子成為不平衡的輸出入端子。在用作RF合成部5的情況中，初級繞組其中一端子p1為合成電力的輸出端子，初級繞組另一端子p2與次級繞組其中一端子p3為合成電力的輸入端子，次級繞組的另一端子P4為連接至熱消耗用之阻抗R的端子。
第4圖所示的電路構成中相位差θ為0[deg]時電阻R的消耗電力PR為0，第6圖所示的電路構成中相位差θ為90[deg]時電阻R的消耗電力為0，當相位差θ從90[deg]位移時，對應此位移份量的電力PR在電阻R消耗。意即，在第 6圖所示的電路構成的情況下，由於電力合成的比率η(θ)相對於第4圖所示的電路構成推進了90[deg]，如第5圖的特性(b)所示，變成cos2(θ/2+π/2)=sin2(θ/2)的特性。在此情況下，第1相位差θ1以及第2相位差θ2可設定為從-90[deg]至90[deg]為止之範圍的值。另外，舉例而言，也可設定為從90[deg]至270[deg]為止之範圍的值。
RF合成部5，若實現與混合電路相同的功能，可以是其他電路。舉例而言，可使用特開2008-28923號公報所記載的高頻電力合成器或實開平4-48715號公報所記載的輸出合成電路。
濾波電路6，例如，為由2個電容與1個反應器之π型電路所構成的低通濾波器(LPF)。濾波電路6除去從RF合成部5輸出的高頻電壓vPX以及高頻電流iPX的高次諧波以實現輸出基本波成分於負載側的功能。另外，濾波電路6，若為低通濾波器(LPF)，並不限定為電容與反應器之π型電路。
電力檢出部10係檢出高頻電源1輸出的例如進行波電力Pf。電力檢出部10包括定向耦合器，從此定向耦合器檢出高頻電壓vout所包含的進行波電壓vf與反射波電壓vr。然後，電力檢出部10將進行波電壓vf轉換為進行波電力Pf並輸出至控制部9。另外，也可將反射波電壓vr轉換為反射波電力Pr並輸出至控制部9。
PWM訊號生成部7生成用於驅動DC-DC轉換部3的PWM訊號SPWM，並將此PWM訊號SPWM輸出至DC-DC轉換部3。PWM訊號生成部7對應於預先設定的PWM工作比生 成PWM訊號SPWM。在增大從DC-DC轉換部3輸出的直流電壓Vdc的情況下，設定大的PWM工作比。並且，在減小從DC-DC轉換部3輸出的直流電壓Vdc的情況下，設定小的PWM工作比。另外，上述PWM工作比係根據將於後述的脈衝高位準期間的目標輸出電力Pfs1而設定。例如，有表示目標輸出電力Pfs1與PWM工作比之間的關係的表格或關係式，並根據此表格或關係式設定PWM工作比。因此，由於除非目標輸出電力Pfs1變化否則PWM工作比為一定，從DC-DC轉換部3輸出的直流電壓Vdc也為一定。
高頻訊號生成部8生成控制第1 DC-RF轉換部4A內之半導體開關元件QB的驅動的高頻電壓va與第2 DC-RF轉換部4B內之半導體開關元件QB的驅動的高頻電壓vb。高頻訊號生成部8根據從控制部9輸入的振幅A、輸出頻率f、相位差θ生成高頻電壓va、vb，將高頻電壓va輸出至第1 DC-RF轉換部4A並將高頻電壓vb輸出至第2 DC-RF轉換部4B。
高頻訊號生成部8，如第7圖所示，包括產生正弦波之高頻電壓va的第1高頻產生電路8a，以及產生使用從控制部9輸入之相位差θ以相對於高頻電壓va具有相位差θ的正弦波之高頻電壓vb的第2高頻產生電路8b。第1高頻產生電路8a與第2高頻產生電路8b由直接數位合成器(direct digital synthesizer)構成。
高頻電壓va的振幅A、輸出頻率f以及起始相位Φa(=0[deg])的資訊從控制部9輸入至第1高頻產生電路8a。輸出頻率f為上述規定至電漿處理系統的2.0MHz、13.56MHz等 頻率。雖然起始相位Φa可設定為任一值，但在本實施型態中，設定為0[deg]。高頻電壓vb的振幅A、輸出頻率f以及起始相位Φb的資訊也輸入至第2高頻產生電路8b，由於θ=Φb-Φa、Φa=0[deg]，從控制部9輸出的相位值θ係作為起始相位Φb的資訊輸入。在設定為Φa≠0[deg]的情況下，從控制部9輸出的相位差θ加上起始相位Φa的值(θ+Φa)係作為起始相位Φb的資訊輸入。振幅A以及輸出頻率f的資訊，係與輸入至第1高頻產生電路8a的振幅A以及輸出頻率f的資訊相同。另外，在不變更振幅A以及輸出頻率f的情況下，可預先設定至第1高頻產生電路8a以及第2高頻產生電路8b。
第1高頻產生電路8a，使用振幅A、輸出頻率f以及起始相位Φa的資訊產生A．sin(2πf．t)=A．sin(ω．t)所表示的高頻電壓va(數位訊號。參照第8圖的va)。同樣地，第2高頻產生電路8b，使用振幅A、輸出頻率f以及控制指示值θ的資訊產生A．sin(2πf．t+θ)=A．sin(ω．t+θ)所表示的高頻電壓vb(數位訊號。參照第8圖的vb)。
控制部9為控制高頻電源1輸出的進行波電力Pf與第1、第2高頻產生電路8a、8b所生成的2個高頻電壓va、vb的相位差θ的電路方塊。控制部9由包括CPU(Central Processing Unit)、ROM(Read Only Memory)以及RAM(Random Access Memory)的微電腦構成。藉由CPU執行儲存於ROM的預定的控制程式，控制高頻電源1輸出的進行波電力Pf以及2個高頻電壓va、vb的相位差θ等。
控制部9，根據使用者從輸入裝置(圖示省略)的輸 入或預先設定的程式的自動輸入，輸入脈衝狀高頻電力的脈衝頻率以及脈衝狀高頻電力的第1位準與第2位準的工作比(以下稱為脈衝工作比)。舉例而言，作為脈衝頻率，係設定為比高頻電壓va、vb頻率低(週期長)的預定頻率(例如10kHz)，而作為脈衝工作比，係設定為例如50%。控制部9根據脈衝頻率以及脈衝工作比生成用於指示脈衝狀高頻電力的脈衝波形的輸出控制訊號。然後，控制部9切換以在輸出控制訊號的高位準期間使相位差θ為第1相位差θ1且在低位準期間使相位差θ為第2相位差θ2。
由於在輸出控制訊號的高位準期間相位差θ為第1相位差θ1，從高頻訊號生成部8輸出的高頻電壓va、vb的相位差θ為第1相位差θ1，從第1 DC-RF轉換部4A輸出的高頻電壓vPA與從第2 DC-RF轉換部4B輸出的高頻電壓vPB間的相位差θ同樣為第1相位差θ1。然後，對應於第1相位差θ1合成的輸出電力PX從RF合成部5輸出。在本實施型態中，由於第1相位差θ1設為20[deg]，高位準期間的輸出電力PX，為第1 DC-RF轉換部4A輸出的電力PA以及第2 DC-RF轉換部4B輸出的電力PB的合計電力Pin的約95%(電力Pin的約5%係在RF合成部5熱消耗)。
另外，由於在輸出控制訊號的低位準期間相位差θ為第2相位差θ2，從高頻訊號生成部8輸出的高頻電壓va、vb的相位差θ為第2相位差θ2，從第1 DC-RF轉換部4A輸出的高頻電壓vPA與從第2 DC-RF轉換部4B輸出的高頻電壓vPB間的相位差θ同樣為第2相位差θ2。然後，對應於第2相位差 θ2合成的輸出電力PX從RF合成部5輸出。在本實施型態中，由於第2相位差θ2設為160[deg]，低位準期間的輸出電力PX，為電力Pin的約5%(電力Pin的約95%係在RF合成部5熱消耗)。
藉此，從RF合成部5輸出的電力PX，成為具有電力Pin的約95%的高位準期間以及電力Pin的約5%的低位準期間的脈衝狀高頻電力。
第9圖係表示從RF合成部5輸出的高頻電壓vPX的波形的圖。高頻電壓vPX，在相位差θ為第1相位差θ1時，振幅為大的高位準，在相位差θ為第2相位差θ2時，振幅為小低位準。因此，從RF合成部5輸出的高頻電力PX為脈衝狀的高頻電力。
另外，控制部9將從高頻電源1輸出至負載的高頻電力(進行波電力Pf)控制成控制目標，進行回授控制。作為控制目標，設定高位準期間的目標輸出電力Pfs1與低位準期間的目標輸出電力Pfs2。使用者藉由操作輸入裝置(圖示省略)手動輸入目標輸出電力Pfs1以及Pfs2，也可藉由預先設定的程式自動輸入。
控制部9，在輸出控制訊號的高位準期間之時，運算從電力檢出部10輸入之進行波電力Pf的檢出值與目標輸出電力Pfs1的偏差ΔP1(=Pfs1-Pf)，並根據此偏差ΔP1生成用於歸零該偏差ΔP1的控制指示值。然後，控制部9，藉由根據控制指示值改變第1相位差θ1，控制進行波電力Pf。藉此，為了使進行波電力Pf成為目標輸出電力Pfs1，進行回授控制。另外，控制部9，在輸出控制訊號的低位準期間之時，運算從電 力檢出部10輸入之進行波電力Pf的檢出值與目標輸出電力Pfs2的偏差ΔP2(=Pfs2-Pf)，並根據此偏差ΔP2生成用於歸零該偏差ΔP2的控制指示值。然後，控制部9，藉由根據控制指示值改變第2相位差θ2，控制進行波電力Pf。藉此，為了使進行波電力Pf成為目標輸出電力Pfs2，進行回授控制。
另外，除了藉由變化第1相位差θ1以及第2相位差θ2以控制進行波電力Pf，也可藉由變化DC-DC轉換部3輸出的直流電壓Vdc以控制進行波電力Pf。在此情況下，將控制部9生成的控制指示值輸出至PWM訊號生成部7，PWM訊號生成部7，從控制指令值與生成的載波訊號，可透過三角波比較法生成PWM訊號SPWM。另外，控制部9，藉由根據控制指示值變化輸出至高頻訊號生成部8的振幅A，可進行輸出電力控制。
如上所述，根據本實施型態的高頻電源1，在DC-RF轉換部4中設置第1 DC-RF轉換部4A與第2 DC-RF轉換部4B的同時，設置合成第1、第2 DC-RF轉換部4A、4B的高頻電力PA、PB的RF合成部5，在第1相位差θ1與第2相位差θ2間切換輸入至第1、第2 DC-RF轉換部4A、4B的高頻電壓va、vb的相位差θ。藉此，從RF合成部5輸出的輸出電力PX，在相位差θ為第1相位差θ1時變成電力Pin的約95%，而在相位差θ為第2相位差θ2時變成電力Pin的約5%，以成為具有高位準期間與低位準期間的脈衝狀高頻電力。由於相位差θ的切換可以高速進行，因此可輸出第1位準與第2位準切換的脈衝頻率提高的脈衝狀高頻電力。
另外，根據本實施型態的高頻電源1，如同DC-DC轉換部3輸出之直流電壓Vdc為一定(目標輸出電力Pfs1為一定的情況)，可輸出脈衝狀高頻電力。因此，不會發生直流電壓Vdc變化下所生的過衝(overshoot)或欠量(undershoot)。
另外，在本實施型態中，雖以控制進行波電力Pf成控制目標的情況為例進行說明，但並不限於此。舉例而言，也可控制供給至負載的高頻電力(進行波電力Pf-反射波電力Pr)成控制目標。
在上述實施型態中，其構成雖為，作為DC-RF轉換部4係設置相同構成的第1 DC-RF轉換部4A與第2 DC-RF轉換部4B，且由RF合成部5合成兩DC-RF轉換部4A、4B的輸出電力PA、PB，但也可以構成為，設置3個以上的DC-RF轉換部，並合成各DC-RF轉換部的輸出電力。
第10圖、第11圖係表示在高頻生成部U’設置相同構成的3個DC-RF轉換部的情況下DC-RF轉換部4’與RF合成部5’的電路構成的圖。DC-RF轉換部4’中追加與第1、第2 DC-RF轉換部4A、4B相同構成的第3 DC-RF轉換部4C，RF合成部5’中設置與RF合成部5相同構成的第1 RF合成部5A與第2 RF合成部5B。
第10圖、第11圖的電路構成，可看到其構成為，在第1圖所示的DC-RF轉換部4與RF合成部5中追加第3 DC-RF轉換部4C與第2 RF合成部5B，並由第2 RF合成部5B合成RF合成部5A的輸出電力與第3 DC-RF轉換部4C的輸出電力。
在設置相同構成的3個DC-RF轉換部的情況下，考慮控制為以相位差θ=0驅動DC-RF轉換部4’內的第1、第2 DC-RF轉換部4A、4B的輸出電壓vPA、vPB並且相對於輸出電壓vPA、vPB設定相位差θ以藉此驅動第3 DC-RF轉換部4C的輸出電壓vPC的第1方法，以及，控制為相對於第1 DC-RF轉換部4A的輸出電壓vPA設定相位差θ以藉此驅動第2 DC-RF轉換部4B的輸出電壓vPB並且相對於第1 RF合成部5A的輸出電壓vPX設定相位差Φ以藉此驅動第3DC-RF轉換部4C的輸出電壓vPC的第2方法。
第10圖係表示第1方法的情況下DC-RF轉換部4’與RF合成部5’的電路構成，而第11圖係表示第2方法的情況下DC-RF轉換部4’與RF合成部5’的電路構成。
第10圖所示的第1方法中，由於可將第1、第2 DC-RF轉換部4A、4B與第1 RF合成部5A的部分替換為等效的1個DC-RF轉換部，高頻生成部U’，與上述高頻生成部U(參照第1圖)實質相同。意即，第1 RF合成部5A實現如同合成第1 DC-RF轉換部4A的輸出電力PA與第2 DC-RF轉換部4B的輸出電力PB的功能，且第2 RF合成部5B實現對應相位差θ調整至負載的輸出電力PZ的功能。
當輸入至第1、第2、第3 DC-RF轉換部4A、4B、4C的高頻訊號v1、v2、v3的波形為v1=A1．sin(ω．t+Φ1)、v2=A2．sin(ω．t+Φ2)、v3=A3．sin(ω．t+Φ3)時，在第10圖所示的第1方法中，例如，va=A．sin(ω．t)(A1=A2=A，Φ1=Φ2=0)的高頻訊號係輸入至第1、第2 DC-RF轉換部4A、4B。
當RF合成部5A、5B的輸入埠與輸出埠匹配時，由於第1、第2 DC-RF轉換部4A、4B的輸出電壓vPA、vPB以vPA=vPB=V．sin(ω．t)表示，第1 RF合成部5A的輸出電壓vPX，從第(8)式，係以vPX=V．sin(ω．t)
表示。因此，vb=A．sin(ω．t+θ)(A3=A，Φ3=θ)的高頻訊號係輸入至第3 DC-RF轉換部4C，當從第3 DC-RF轉換部4C輸出vPC=V．sin(ω．t+θ)時，從第2 RF合成部5B輸出vPZ=V．cos(θ/2)．sin(ω．t+θ/2)
的輸出電壓vPZ。
第1、第2 DC-RF轉換部4A、4B的輸出電力PA、PB係由第1 RF合成部5A無熱消耗地合成，從第1 RF合成部5A輸出(PA+PB)的電力PX，而第2 RF合成部5B根據第(9)式所示的合成式合成此輸出電力PX與第3 DC-RF轉換部4C的輸出電力PC，輸出以PZ=2．[V．cos(θ/2)]2．sin2(ω．t+θ/2)/Ro
表示的電力PZ。
因此，在第10圖所示的第1方法中，藉由在第1相位差θ1與第2相位差θ2間切換相位差θ，切換第1、第2 DC-RF轉換部4A、4B的輸出電力PA、PB的合計電力PX=(PA+PB)與第3 DC-RF轉換部4C的輸出電力PC的合成量，可將電力PZ輸出為脈衝狀之高頻電力。
另一方面，第11圖所示的第2方法，由第1 RF合成部5A與第2 RF合成部5B兩者調整至負載的輸出電力 PZ。va=A．sin(ω．t)(Φ1=0)與vb=A．sin(ω．t+θ)(Φ2=θ)的高頻訊號分別輸入至第1、第2 DC-RF轉換部4A、4B，當從第1、第2 DC-RF轉換部4A、4B分別輸出vPA=V．sin(ω．t)、vPB=V．sin(ω．t+θ)時，第1 RF合成部5A的輸出電壓vPX，從第(8)式，係以vPX=V．cos(θ/2)．sin(ω．t+θ/2)
表示。
對應於相位差θ調整振幅A3以及Φ3的vc=A．cos(θ/2)．sin(ω．t+θ/2+Φ)(A3=A．cos(θ/2)，Φ3=θ/2+Φ)的高頻訊號係輸入至第3DC-RF轉換部4C，若控制為從第3DC-RF轉換部4C輸出V．cos(θ/2)．sin(ω．t+θ/2+Φ)的輸出電壓vPC，則從第2 RF合成部5B輸出以vPZ=V．cos(θ/2)．cos(Φ/2)．sin(ω．t+θ/2+Φ/2)
表示的輸出電壓vPZ，並輸出以PZ=2．[V．cos(θ/2)．cos(Φ/2)]2．sin2(ω．t+θ/2+Φ/2)/Ro
表示的輸出電力PZ。
因此，在第11圖所示的第2方法中，藉由固定相位差Φ並在第1相位差θ1與第2相位差θ2間切換相位差θ，或相反地，藉由固定相位差θ並在Φ1與Φ2間切換相位差Φ，皆可將電力PZ輸出為脈衝狀之高頻電力。意即，藉由在第1相位差θ1與第2相位差θ2間切換相位差θ，切換第1 DC-RF轉換部4A的輸出電力PA與第2 DC-RF轉換部4B的輸出電力PB的合成量，而可將電力PZ輸出為脈衝狀之高頻電力。另外，藉由在Φ1與Φ2間切換相位差Φ，切換第1、第2 DC-RF轉換 部4A、4B的輸出電力PA、PB的合成電力PX與第3 DC-RF轉換部4C的輸出電力PC的合成量，而可將電力PZ輸出為脈衝狀之高頻電力。
第12圖、第13圖係表示在高頻生成部U”設置相同構成的4個DC-RF轉換部的情況下DC-RF轉換部4”與RF合成部5”的電路構成的圖。DC-RF轉換部4”中追加與第1、第2 DC-RF轉換部4A、4B相同構成的第3 DC-RF轉換部4C與第4 DC-RF轉換部4D，RF合成部5”中設置與RF合成部5相同構成的第1 RF合成部5A與第2 RF合成部5B與第3 RF合成部5C。
RF合成部5”內的第1 RF合成部5A合成DC-RF轉換部4”內的第1 DC-RF轉換部4A的輸出電力PA與第2 DC-RF轉換部4B的輸出電力PB，第2 RF合成部5B合成DC-RF轉換部4”內的第3 DC-RF轉換部4C的輸出電力PC與第4 DC-RF轉換部4D的輸出電力PD。另外，第3 RF合成部5C合成第1 RF合成部5A的輸出電力PX與第2 RF合成部5B的輸出電力PY。
在設置相同構成的4個DC-RF轉換部的情況下也考慮2個方法。第1方法為，設定相位差θ至第1 DC-RF轉換部4A的輸出電壓vPA與第2 DC-RF轉換部4B的輸出電壓vPB之間同時設定相位差θ至第3 DC-RF轉換部4C的輸出電壓vPC與第4 DC-RF轉換部4D的輸出電壓vPD之間以驅動的方法。第1方法，相當於設置2個第1圖所示的DC-RF轉換部4與RF合成部5的構成，並由第3 RF合成部5C合成從兩構成輸 出的2個電力的方法。
第12圖係表示第1方法的情況下DC-RF轉換部4”與RF合成部5”的電路構成。當輸入至第1至第4 DC-RF轉換部4A、4B、4C、4D的高頻訊號v1、v2、v3、v4的波形為v1=A1．sin(ω．t+Φ1)、v2=A2．sin(ω．t+Φ2)、v3=A3．sin(ω．t+Φ3)、v4=A4．sin(ω．t+Φ4)時，在第12圖所示的第1方法中，變成v1=va=A．sin(ω．t)(A1=A，Φ1=0)、v2=vb=A．sin(ω．t+θ)(A2=A，Φ2=θ)、v3=va=A．sin(ω．t)(A3=A，Φ3=0)、v4=vb=A．sin(ω．t+θ)(A4=A，Φ4=θ)。
在第12圖所示的電路構成中，由第1 RF合成部5A以根據相位差θ的預定比率合成第1 DC-RF轉換部4A的輸出電力PA與第2 DC-RF轉換部4B的輸出電力PB，由第2 RF合成部5B以根據相位差θ的預定比率合成第3 DC-RF轉換部4C的輸出電力PC與第4 DC-RF轉換部4D的輸出電力PD。
當RF合成部5A、5B、5C的輸入埠匹配時，第1 RF合成部5A的輸出電力PX與第2 RF合成部5B的輸出電力PY，從第(9)式，係以PX=PY=2．V2．cos2(θ/2)．sin2(ω．t+θ/2)/Ro
表示。然後，由於第3 RF合成部5C無熱消耗地合成輸出電力PX與輸出電力PY，從第3 RF合成部5C輸出PZ=PX+PY=4．V2．cos2(θ/2)．sin2(ω．t+θ/2)/Ro
的輸出電力PZ至負載。
因此，在第12圖所示的第1方法中，藉由在第1相位差θ1與第2相位差θ2間切換相位差θ，切換第1 DC-RF 轉換部4A的輸出電力PA與第2 DC-RF轉換部4B的輸出電力PB的合成量而可將電力PX輸出為脈衝狀之高頻電力，並切換第3 DC-RF轉換部4C的輸出電力PC與第4 DC-RF轉換部4D的輸出電力PD的合成量而可將電力PY輸出為脈衝狀之高頻電力。然後，由第3 RF合成部5C合成電力PX與電力PY，輸出電力PZ同樣成為脈衝狀之高頻電力。
第2方法為，以相同相位控制第1 DC-RF轉換部4A的輸出電壓vPA與第2 DC-RF轉換部4B的輸出電壓vPB，以相同相位控制第3 DC-RF轉換部4C的輸出電壓vPC與第4 DC-RF轉換部4D的輸出電壓vPD，並將相位差θ設定至第1 RF合成部5A的輸出電壓vPX與第2 RF合成部5B的輸出電壓vPY之間的方法。
第13圖係表示第2方法的情況下DC-RF轉換部4”與RF合成部5”的電路構成。在第13圖所示的電路構成中，由第1 RF合成部5A如同合成第1 DC-RF轉換部4A的輸出電力PA與第2 DC-RF轉換部4B的輸出電力PB，並由第2 RF合成部5B如同合成第3 DC-RF轉換部4C的輸出電力PC與第4 DC-RF轉換部4D的輸出電力PD。然後，由第3 RF合成部5C以根據相位差θ的預定比率合成第1 RF合成部5A的輸出電力PX與第2 RF合成部5B的輸出電力PY。
舉例而言，當輸入至第1、第2 DC-RF轉換部4A、4B的高頻訊號v1、v2的波形為v1=v2=va=A．sin(ω．t)(A1=A2=A，Φ1=Φ2=0)時，第1 RF合成部5A的輸出電壓vPX，從第(8)式，係以 vPX=V．sin(ω．t)
表示。另外，當輸入至第3、第4 DC-RF轉換部4C、4D的高頻訊號v3、v4的波形為v3=v4=vb=A．sin(ω．t+θ)(A3=A4=A，Φ3=Φ4=θ)時，第2 RF合成部5B的輸出電壓vPY，從第(8)式，係以vPY=V．sin(ω．t+θ)表示。
因此，第3 RF合成部5C，從第(8)式，輸出vPZ=V．cos(θ/2)．sin(ω．t+θ/2)
的輸出電壓vPZ，從第(9)式，輸出PZ=2．[V．cos(θ/2)]2．sin2(ω．t+θ/2)/Ro
的輸出電力vPZ至負載。
因此，在第13圖所示的第2方法中，藉由在第1相位差θ1與第2相位差θ2間切換相位差θ，切換第1 RF合成部5A的輸出電力PX(=PA+PB)與第2 RF合成部5B的輸出電力PY(=PC+PD)的合成量，而可將電力PZ輸出為脈衝狀之高頻電力。
在第1圖所示的實施型態中，雖然是藉由固定第1 DC-RF轉換部4A的輸出電壓vPA的起始相位Φa並改變第2 DC-RF轉換部4B的輸出電壓vPB的起始相位Φb以改變相位差θ=Φb-Φa，但也可以藉由固定起始相位Φb而改變起始相位Φa以改變相位差θ=Φb-Φa。另外，也可以藉由改變起始相位Φa、Φb兩者以改變相位差θ=Φb-Φa。
在上述實施型態中，雖然說明RF合成部5由合成2個RF電力之電路構成的情況，但RF合成部5也可由合成3 個以上RF電力之電路構成。作為3個以上RF電力之電路，舉例而言，可使用第14圖所示的電路。
舉例而言，在用第14(b)圖的電力合成電路合成3個RF電力的情況下，分別輸入至輸入端子1、2、3的輸入電壓va、vb、vc為va=A．sin(ω．t+Φa)、vb=B．sin(ω．t+Φb)、vc=C．sin(ω．t+Φc)，均方根值為Varms、Vbrms、Vcrms，輸入電力Pa=Varms 2/R、Pb=Vbrms 2/R、Pc=Vcrms 2/R係輸入至電力合成電路。除非va=vb=vc，由於電路內的3個電阻R分別出現差分電壓vab=va-vb、vbc=vb-vc、vca=vc-va，當差分電壓vab、vbc、vca的均方根值為vabrms、vbcrms、vcarms時，3個電阻R分別熱消耗Pab=Vabrms 2/R、Pbc=Vbcrms 2/R、Pca=Vcarms 2/R的電力。
因此，藉由在輸入電壓va、vb、vc之間互相設定相位差θab、θbc、θca，從電力合成電路熱消耗輸入電力Pin=Pa+Pb+Pc的一部分電力(Pab+Pbc+Pca)，而可將剩餘的電力Pin-(Pab+Pbc+Pca)輸出至負載。輸入4個以上之RF電力的情況也是相同。
在上述實施型態中，雖然以作為負載之電漿處理裝置連接至高頻電源1為例說明高頻電源1的輸出控制，本發明，如第15圖所示，也可適用於在高頻電源1與電漿處理裝置11之間設置阻抗匹配裝置12的情況。
在設置阻抗匹配裝置12的情況下，即使電漿處理裝置11的阻抗(負載阻抗)改變，藉由阻抗匹配裝置12進行高頻電源1與電漿處理裝置11的阻抗匹配，由於阻抗匹配裝置12正進行阻抗匹配處理的過渡期間為不匹配狀態，在包括阻抗 匹配裝置12的電漿處理系統中根據本發明的高頻電源1的輸出控制方法仍為有效。
在上述實施型態中，包括合成複數個高頻電力的高頻生成部U，其要旨為，藉由在第1相位差θ1與第2相位差θ2間切換相位差θ，輸出例如具有高位準期間與低位準期間的脈衝狀之高頻電力，因此並不限定於電漿處理系統用的高頻電源。
在上述實施型態中，雖然輸出至負載的高頻電壓vout的波形為正弦波形，但也可以是梯形波或具有空檔時間(dead time)的矩形波。
在上述實施型態中，雖然說明控制部9在2個值θ1以及θ2間切換輸出至高頻訊號生成部8的相位差θ，以在第1位準與第2位準間切換高頻電力的振幅，輸出脈衝狀之高頻電力的情況，但並不限於此。舉例而言，也可以在3個以上的位準間切換高頻電力的振幅。
第16(a)圖表示在3個位準間切換從RF合成部5輸出的高頻電壓vPX的振幅的情況下的波形。藉由控制部9在第1相位差θ1(例如20[deg])、第2相位差θ2(例如90[deg])以及第3相位差θ3(例如160[deg])的3個值間切換輸出至高頻訊號生成部8的相位差θ，從RF合成部5輸出的高頻電壓vPX的波形，如第16(a)圖所示的波形，在3個位準間變化。因此，從RF合成部5輸出的高頻電力PX在3個位準間切換。
另外，除了在複數個固定值間切換相位差θ，也可以是對應時間t變化的預定的函數的值。
舉例而言，當相位差θ成為時間t的一次函數θ=a．t+b(a、b為常數)時，由於RF合成部5的合成比率η(θ)為第5圖所示的特性(a)，從RF合成部5輸出的高頻電壓vPX的波形，如第16(b)圖所示的波形，變化為正弦波狀。因此，從RF合成部5輸出的高頻電力PX變化為正弦波狀。
另外，在高頻電力PX沒有變化成所期望的波形狀的情況下，為了使高頻電壓vPX的波形成為所期望的波形，可改變相位差θ。意即，如上所述，由於合成比率η(θ)為(cos2(θ/2))，預期的合成比率η時的相位差θ，可以下列第(11)式表示。
θ=2．cos-1(√η)...(11)
因此，舉例而言，在高頻電壓vPX的波形為第16(c)圖所示的波形(三角波狀的波形)的情況下，為了成為對應於第16(c)圖所示的波形的合成比率η，可對應時間t改變相位差θ。換句話說，在上述第(11)式中，合成比率η可為表示第16(c)圖所示之波形的函數x(t)。若應用此概念，可自由地設定合成比率η。舉例而言，為了第16(d)圖所示的波形，可組合三角波狀的波形與一定位階之波形，而為了第16(e)圖所示的波形，可組合正弦波狀的波形與一定位階之波形。
另外，在第16(b)~(e)圖中，有RF合成部5的合成比率η(θ)歸零的時候，而有輸出歸零。若不希望輸出歸零，為了使相位差θ不成為180[deg]，可調整相位差θ的算出式。
另外，在第9圖所示的波形中，高頻電壓vPX的波形也可成為在電漿點燃時設定過衝的波形(參照第16(f)圖)。為 了成為此種波形，在重複相位差θ為第1相位差θ1(例如20[deg])之第1期間t1與相位差θ為第2相位差θ2(例如160[deg])之第2期間t2的波形中，在電漿點燃時，於第1期間t1之前設置用於設定過衝的第3期間t3，在此第3期間t3中，相位差θ可變成例如下列第(12)式。另外，T為第3期間t3的長度。藉此，在電漿點燃時(第3期間t3開始時：t=0)相位差θ=0而合成比率η為最大，在第3期間t3之間隨著相位差θ增加合成比率η減少，在第3期間t3結束時(t=T)可變成相位差θ=θ1。另外，在第3期間t3之間，相位差θ也可變成「0」。藉由使高頻電壓vPX的波形成為第16(f)圖所示的包括過衝的波形，由於當電漿點燃時輸出至負載的高頻電壓vout增高，可改善電漿的點燃性。
θ=(θ1/T)．t...(12)
第16圖記載的各波形，以及，第(12)式等的算出式為一例，藉由適當設定相位差θ，從RF合成部5輸出的高頻電壓vPX的波形可成為各種波形，RF合成部5輸出的高頻電力PX的波形可成為所希望的波形。
根據本發明之高頻電源，並不限定於上述實施型態。根據本發明之高頻電源的各部具體構成係自由變更各種設計。
1‧‧‧高頻電源
2‧‧‧AC-DC轉換部
3‧‧‧DC-DC轉換部
4‧‧‧DC-RF轉換部(高頻生成手段)
4A‧‧‧第1DC-RF轉換部(高頻生成手段)
4B‧‧‧第2DC-RF轉換部(高頻生成手段)
5‧‧‧RF合成部(高頻合成手段)
6‧‧‧濾波電路
7‧‧‧PWM訊號生成部
8‧‧‧高頻訊號生成部
9‧‧‧控制部
10‧‧‧電力檢出部
A‧‧‧振幅
f‧‧‧頻率
U‧‧‧高頻生成部
θ‧‧‧相位差

Claims (15)

  1. 一種高頻電源，包括：高頻生成手段，生成可變更互相之相位差的複數個高頻，上述高頻生成手段包括：複數個高頻訊號生成手段，輸出可變更互相之相位差的高頻訊號；以及複數個DC-RF轉換部，使用直流電壓，放大上述高頻訊號生成手段生成的高頻訊號，以輸出作為可變更互相之相位差的高頻電壓；電壓供給手段，將直流電壓供給至構成上述複數個DC-RF轉換部的各DC-RF轉換部；高頻合成手段，用根據上述相位差之預定的比率合成從上述複數個DC-RF轉換部輸出的複數個高頻，以輸出至負載；以及輸出控制手段，藉由對構成上述複數個高頻訊號生成手段的各高頻訊號生成手段，給予包含關於相位差的資訊，使得各高頻訊號生成手段對應的各DC-RF轉換部輸出的高頻電壓的互相之相位差產生變化，控制從上述高頻合成手段輸出的高頻電力；其特徵為：上述電壓供給手段，將具有比0還大的電壓值之直流電壓供給至上述各DC-RF轉換部，使得構成上述複數個DC-RF轉換部的各DC-RF轉換部，各自維持生成高頻電壓的狀態；上述複數個高頻訊號生成手段，在上述電壓供給手段將直流電壓供給至各DC-RF轉換部的期間，輸出上述高頻訊號，藉使上述高頻電壓從上述複數個DC-RF轉換部輸出； 上述輸出控制手段，可執行：(a)一定控制，不變更上述複數個DC-RF轉換部的互相之相位差，使得上述高頻合成手段輸出之高頻電力的電力值為一定值；(b)增加控制，變更上述複數個DC-RF轉換部的互相之相位差，使得上述高頻合成手段輸出之高頻電力的電力值增加；(c)減少控制，變更上述複數個DC-RF轉換部的互相之相位差，使得上述高頻合成手段輸出之高頻電力的電力值減少；藉由任意組合上述各控制，將上述高頻合成手段輸出的高頻電力，控制為0以上的所期望的電力值。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之高頻電源，其中，上述輸出控制手段，在第1預定值與第2預定值間切換上述相位差。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之高頻電源，其中，上述相位差為上述第1預定值之情況者，相較於上述相位差為上述第2預定值之情況者，上述預定的比率增大。
  4. 如申請專利範圍第3項所述之高頻電源，其中，上述第1預定值為0[deg]以上90[deg]未滿，上述第2預定值為90[deg]以上180[deg]以下。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之高頻電源，其中，上述第1預定值為0[deg]。
  6. 如申請專利範圍第4或5項所述之高頻電源，其中，上述第2預定值為180[deg]。
  7. 如申請專利範圍第2至4項中任一項所述之高頻電源，其中，上述輸出控制手段，藉由變化上述第1預定值或上述 第2預定值，進行上述高頻電力的回授控制。
  8. 如申請專利範圍第2至5項中任一項所述之高頻電源，其中，上述高頻生成手段，生成第1高頻與第2高頻；上述輸出控制手段，在第1預定值與第2預定值間切換相對於上述第1高頻之上述第2高頻的相位差。
  9. 如申請專利範圍第1項所述之高頻電源，其中，上述輸出控制手段在第1預定值、第2預定值以及第3預定值間切換上述相位差。
  10. 如申請專利範圍第1項所述之高頻電源，其中，上述輸出控制手段，對應於一次函數變化上述相位差。
  11. 如申請專利範圍第1項所述之高頻電源，其中，上述輸出控制手段，對應於下列式子變化上述相位差：θ=2．cos-1(√x(t))，其中，θ為上述相位差，x(t)為表示所期望的波形的函數。
  12. 如申請專利範圍第1項所述之高頻電源，其中，上述輸出控制手段，在第1預定值與預定的函數的值間切換上述相位差。
  13. 如申請專利範圍第2項所述之高頻電源，其中，上述輸出控制手段，在至上述負載的輸出開始時，使上述相位差成為其輸出比上述第1預定值以及第2預定值之情況的輸出大的相位差。
  14. 如申請專利範圍第1至5、9至13項中任一項所述之高頻電源，其中，上述輸出控制手段，不使上述預定的比率為 零。
  15. 如申請專利範圍第1至5、9至13項中任一項所述之高頻電源，其中，上述高頻合成手段，由包括傳輸變壓器與電力消耗用之電阻的混合電路構成，在上述複數個高頻有相位差的情況下，對應於該相位差的電力係在上述電阻熱消耗，並輸出剩餘的電力。
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