TW201340578A - 用於工業用介電質阻障放電產生器之應用之多功能零電壓開關諧振變流器 - Google Patents

Abstract

一種用於介電質阻障放電系統之電源系統，例如用於產生臭氧的電源系統，其可包含全橋式變流器級以及輸出用於供電介電質阻障放電電池堆之訊號的並聯諧振槽。使用脈衝寬度調變(PWM)與頻率調變(FM)之結合來控制變流器級以使從滿負載至輕負載的所有負載條件都能軟切換。電流控制迴路誤差放大器補償器能夠提供有效週期調整訊號至產生用於變流器級之切換訊號的相移PWM控制器晶片。回授訊號係亦用於調整PWM控制器晶片之時脈頻率時間常數以提供FM。在一實施例中，回授訊號係為連接在電流控制迴路誤差放大器補償器之輸出的反相放大器之輸出。

Description

用於工業用介電質阻障放電產生器之應用之多功能零電壓開關諧振變流器

本發明係關於一種多功能零電壓開關諧振變流器，特別係一種用於工業用介電質阻障放電產生器之應用之多功能零電壓開關諧振變流器。

臭氧被用於許多工業與半導體處理應用，包含例如，清潔半導體晶圓以及半導體處理設備之處理室；製造半導體晶圓上之絕緣薄膜；以及淨化水、食物與其他消費性或工業產品。

用於產生臭氧的技術包含將高純度氧氣曝露至使用高電壓交流電源所創造出的放電之介電質阻障放電。放電將氧氣分子分解成其原子狀態，讓氧氣再結合成臭氧(O₃)與氧氣(O₂)之混合物。為此技術，臭氧濃度與臭氧產生系統之輸出功率成比例。雖然增加輸出功率可增加臭氧濃度，但是對成效與可靠性之期望常與空間限制所提供之制約因素相反。

在此所述一種用於臭氧產生器與其他介電質阻障放電系統的電源系統與電源控制技術。

根據一些實施例，提供一種電源系統，其具有使用並聯諧振拓撲結構(parallel resonant topology)來代替傳統硬切換拓撲結構(hard switching topology)的雙諧振變流器功率級(dual resonant inverter power stage)；以及結合之脈衝寬度調變(PWM)與頻率調變(FM)的控制機制以達成在任何操作下，甚至在輕負載下，都有優秀的動態範圍與穩定性。

根據一實施例之電源系統，包含提供訊號給諧振槽以及最终供應高電壓交流訊號至一或多個介電質阻障放電電池之變壓器的變流器級；以及提供切換訊號給變流器級的回授控制電路。變流器級可為全橋式，其經由回授控制電路以相移零電壓開關(ZVS)以及PWM結合FM控制操作。

根據本發明的態樣，電源系統與電源控制技術能夠使輸出功率增加並提供從低於用於產生臭氧所需的輸出功率到全功率的操作的能力。在一實施例中，在20kHz至40kHz之範圍內操作的系統之輸出功率係從5kW增加至10kW，並提供能於電源系統之最高輸出之約1%升到全功率(注意﹕5kW系統之最高輸出之5%臭氧濃度為約250W輸出功率)下操作的能力。在特定的實施例中，兩個電源驅動器，每一電源驅動器能夠有5kW輸出功率，係用於達成10kW輸出功率。

在本發明的再一態樣中，本電源系統與電源控制技術係在不增加先前系統的尺寸下完成的。在一實施例中，相比於傳統非諧振電源轉換器，本電源系統可納入較小空間。

此摘要係提供以在下面段落進一步詳細描述之簡化形式介绍觀念之節選。此摘要非旨在識別本專利申請範圍標的之關鍵特性或必要特性，也非旨在限制本專利申請範圍標的之範圍。

105．．．電感

110．．．臭氧電池堆

111．．．電容

112．．．電阻

121、122、123、124．．．開關

200．．．電池

201．．．交流電源

202．．．放電

203．．．第一介電質阻障薄膜

204．．．間隙

205．．．第二電極

211．．．電容

212．．．電阻

213．．．電壓箝

214．．．電容

310．．．臭氧電池堆

311．．．電容

312．．．阻抗

313．．．電壓鉗

320．．．功率級

321、322、323、324．．．IGBT

325．．．諧振電感

330．．．諧振槽

331．．．阻隔電容

340．．．高電壓升壓變壓器

341．．．磁化電感

410．．．功率級

420．．．負載

430．．．PWM+FM控制電路

501．．．前置放大器增益模塊

502．．．電流迴路補償器增益模塊

503．．．電流迴路補償增益模塊

504．．．FM增益模塊

505．．．諧振槽與負載增益模塊

506．．．回授增益模塊

508a、508b．．．直流輸入源

601．．．電流感測器

602．．．誤差放大補償器

603．．．PWM控制器

604．．．閘極驅動器

605．．．反相放大器

701．．．前置放大器增益模塊

702．．．補償器增益模塊

704．．．FM增益模塊

706．．．回授增益模塊

804．．．FM增益模塊

806．．．回授增益模塊

808a、808b．．．二直流輸入源

904．．．FM增益模塊

A、B、C、D．．．控制訊號

Lr．．．諧振電感

Co、Cd0、Cd1．．．電容

Do．．．電壓鉗

Ro．．．電阻

Xfm．．．高電壓升壓變壓器

Cb．．．阻隔電容

Lm．．．磁化電感

第1A圖係為一根據本發明的實施例之介電質阻障放電器之功率級的基本圖。
第1B圖係顯示根據本發明的實施例之功率級之一組軟切換方案圖表與結果輸出之圖。
第2A圖係臭氧電池堆(ozone cell stack)之等效電性模型。
第2B圖係表示用於產生臭氧之介電質阻障放電電池，而高電壓交流電源訊號可藉由本發明實施例之電源系統供應。
第3圖係為根據本發明的實施例之具有諧振變流器功率級之單一電源驅動器(single power train)之示意圖。
第4圖係為根據本發明的實施例之介電質阻障放電電源系統之方塊圖。
第5A圖與第5B圖顯示根據本發明的第一實施例之PWM與FM電流迴路控制機制(第5A圖)以及具有電源迴路之系統級(system level control scheme)控制機制(第5B圖)的基本方塊圖。
第6A圖與第6B圖顯示根據本發明某些實施例之第5A圖所示之PWM與FM電流迴路控制機制之示意圖。
第7圖顯示根據本發明的第二實施例之PWM與FM電流迴路控制機制之基本方塊圖。
第8圖顯示根據本發明的第三實施例之PWM與FM電流迴路控制機制之基本方塊圖。
第9圖顯示根據本發明的第四實施例之PWM與FM電流迴路控制機制之基本方塊圖。
第10圖係為一根據本發明的實施例之具有PWM與FM控制的ZVS諧振變流器電流迴路之模擬示意圖。
第11A圖至第11D圖顯示在輕負載條件下標的(subject)ZVS諧振變流器之實施例之模擬圖和示波器波形。
第12A圖至第12D圖顯示在滿負載條件下標的ZVS諧振變流器之實施例之模擬圖和示波器波形圖。

在此係揭露能改進包含臭氧產生器的介電質阻障放電器之控制與功率輸出的技術與電路。

根據本發明的實施例，提供能夠使輸出功率增加並提供從低於用於產生臭氧所需的輸出功率到全功率的操作的能力之電源系統與電源控制技術。根據目標發明之特定實施，提供20kHz至40kHz範圍之頻率與控制10kW至約10kW的1%的輸出功率之電源系統。在特定實施例中，各能夠有5kW輸出功率支兩個電源驅動器，用於達成10kW輸出功率。

第1A圖係為繪示根據本發明的實施例之介電質阻障放電器之功率級的基本圖。在第1A圖所示的功率級中，四個開關121、122、123與124配置為全橋(full bridge)以透過用諧振電感Lr105與臭氧電池堆110表示的並聯諧振槽網路(parallel resonant tank network)將進入的直流匯流排電壓輸入(Vbus)轉換成正弦波形。開關(121、122、123與124)能夠是任何合適的開關，可包含但不限於雙極性接面電晶體(BJTs)；絕緣閘雙極性電晶體(insulated gate bipolar transistors，IGBTs)；以及包含金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFETs)與高電子移動率電晶體(HEMTs)的場效電晶體(FETs)。

諧振槽(由電感105單獨提供或其結合負載110之電容111而提供)接收來自全橋電源的AC電壓並以受控制振幅的高電壓正弦波型態的諧振(或大致上諧振)交流電壓提供給介電質阻障放電電池110。可包含變壓器(圖中未顯示)以提升訊號至所需的位準。藉由將Vout表示為Vout/N，變壓器之效果可包含在簡化模型中，其中N係變壓器匝數比。

介電質阻障放電器之電池(或負載)110能藉並聯的電容111與電阻112模型化。雖然電容111係顯示作為部分之電池110，但除了電池之本生電容值(natural capacitance)之外，此模型化電容之電容值可包含單獨個別電容。

第2A圖係說明在能夠產生臭氧之前輸出之所需電壓的臭氧電池堆(ozone cell stack)之電路模型。特別的是，當模型化產生臭氧的介電質阻障放電器電池，可包含串聯電阻212(模型化為第1A圖之電阻112)的電壓箝Do 213(未顯示於第1A圖之基本圖中)。因為臭氧濃度係與輸出功率成比例，所以臭氧電池能夠藉由與電壓箝213串聯的電阻212模型化(亦參見，例如，第3圖所示的電阻312與電壓箝313)。操作中，輸出電壓達到大於電壓鉗的電壓(clamp's voltage)之特定電壓後能夠產生臭氧，模型化為在電阻Ro 212的功率耗損。如果輸出電壓少於電壓鉗(Do)的電壓，則電阻Ro 212無法導通電流讓而功率消耗並且不製造臭氧濃度。

輸出電容Co(模型化為第1A圖之電容111)可被給為 Co=Cd0*Cd1/(Cd0+Cd1)，Cd0係為與串聯之電壓箝213與電阻212並聯的電容211，Cd1係為接地的電容214。

第2B圖提供可能使用在此所述之功率級構造以提供其高電壓交流電源的介電質阻障放電電池之一種類型之表示。如第2B圖所示，電池200可包含第一電極(圖中未顯示)，基於施加之交流電源201而產生從第一介電薄膜203橫過間隙204至第二電極205的放電202。可選擇的第二介電質阻障薄膜(圖中未顯示)可設置在第二電極205上。可使用水以將電荷從第二電極205帶到地端。在特定的實施例中，第一介電質阻障薄膜203係以三氧化二鋁(Al₂O₃)形成而第二電極205係以鎢形成。

用於產生臭氧之應用，通過間隙的氧氣(O₂)被橫過間隙之放電分解成氧原子，致使氧原子能夠再結合成臭氧(O₃)與氧氣(O₂)的混合物。

第3圖係為根據本發明的實施例之具有諧振變流器功率級之單一電源驅動器(single power train)之示意圖。電源驅動器整合根據本發明的實施例可用於模型化臭氧產生器之介電質阻障放電電池之電性模型。如第3圖所示，功率級變流器320之開關係使用配置為全橋的IGBTs(321、322、323與324)來實現，且其透過並聯諧振槽網路(經由諧振槽330、變壓器340與臭氧電池堆310)將進入的直流匯流排電壓輸入(Vbus)轉換成正弦波形。雖然在關於第3圖所示之實施例繪示並描述IGBTs，但其應該理解為實施例並不因此而受限制而可使用其他合適的電晶體類型。

諧振槽330能夠包含用於保護功率級320之全橋式IGBT與高電壓變壓器340不受驅動電路的不對稱而故障的阻隔電容Cb 331；諧振電感Lr 325(其能夠包含變壓器漏感(leakage inductance))；高電壓升壓變壓器Xfm 340(具有磁化電感Lm 341)；以及臭氧負載電池堆310(具有電容值Co 311、電阻Ro 312與電壓鉗Do 313)。在全輸出負載操作之下，使用5kW的單一電源驅動器，變壓器輸出電壓能夠在約30kHz之切換頻率(fsw)增加至約8kV pk-pk。諧振槽的頻率fres能就藉由下列方程式給定：


其中N為變壓器匝數比。其中Cb >> Co*N2、Lm >> Lr且品質因素Q係大於1並定義為

如此在第1A圖所示之簡化係為有效的。在一些實施例中，為了抑制諧振槽之電流的再循環(能量損耗)，Q被選為少於3。其應該理解的是，此模型之構件係為理想化(用於第一階)而忽略高階諧坡(用於基波)以簡化分析。

雖然未顯示於圖中，額外的電路可基於最佳化或改進構件性能之目的包含於介電質阻障放電電源系統，但是不以此為限。例如，在功率級諧振槽的電路之內，在構件的公差內可能會有所變化，其可能以降低功率級性能之方式影響頻率fres。因此，在一些實施例中，可包含藉以從略高於諧振頻率fres的頻率(約40kHz)開始沿著變流器輸出諧振槽的曲線追蹤操作之調諧電路。當達到所需的輸入電源時即停止追蹤。此類型之電路可被稱為峰值功率點搜索電路。此電路係用於確保功率級之個別變流器產生最高的輸出功率。此種電路之例示性實施例描述在美國專利公開號2007/0108040，其全部內容於此併入作為參考。此自動自調協設計在處理變流器功率級的構件公差；切換頻率變動；溫度變化；以及臭氧電池堆老化方面提供幾個優勢。

請再次參閱第1A圖，控制訊號A驅動第一開關121，控制訊號B驅動第二開關122，控制訊號C驅動第三開關123，而控制訊號D驅動第四開關124。在操作中，控制訊號A與D用以分別地在正弦波形的下波軌(lower rail)開啟第一開關121與第四開關124，而使用控制訊號B與C以分別地在正弦波形的上波軌開啟第二開關122與第三開關123。第1B圖顯示一簡化時序圖，其繪示根據本發明的實施例之零電壓開關(ZVS)切換機制以及其結果輸出反應。ZVS切換機制係為軟切換技術。軟切換技術使用諧振技術以在零電壓時切換成開啟(ON)而在零電流時切換成關閉(OFF)。裝置中可能產生極小之切換耗損。

如第1B圖所示，藉由在控制訊號中結合移相(phase shifting)，可能可以最小化因所有開關關閉造成的輸出電壓振鈴(ringing)。用於A控制訊號與D控制訊號及B控制訊號與C控制訊號的相移量係為系統之功能且可為任何可抑制使用目標功率級之特定系統中之振鈴的合適相移。

根據本發明的各種實施例，透過結合脈衝寬度調變(PWM)與頻率調變(FM)控制機制而產生用於相移ZVS之功率級控制訊號A、B、C與D。

第4圖係顯示根據本發明的實施例之介電質阻障放電器系統之方塊圖。請參閱第4圖，為了供給高電壓交流電源至負載420，功率級410係將直流匯流排電壓VDC轉換成交流訊號。在一些實施例中，功率級410與負載420之構造係如第1A圖及/或第3圖所示的配置。功率級控制訊號A、B、C與D係由形成回授迴路之一部分的控制電路430產生並控制。控制電路430可包含結合FM控制的相移ZVS PWM。在一些實施例中，用於功率級控制訊號的訊號產生器為相位調變且有可變頻率的PWM晶片。當然，在一些實施例中，可使用任何能控制相位、有效週期(duty cycle)、與頻率的電路或晶片，其中輸出訊號中至少有效週期與頻率能夠藉由對電路或晶片的一或多個輸入調整。控制訊號A、B、C與D的脈衝寬度係藉由控制電路430之PWM回授控制機制所控制，而控制訊號A、B、C與D之頻率係藉由控制電路430之FM回授控制機制所控制。根據本發明一些實施例，PWM與FM回授控制機制實現作為一種電流迴路控制機制，其中在功率級之輸出端感測輸出電流，且用於控制提供回功率級的訊號之脈衝寬度與頻率。

根據一實施例，FM與PWM控制之整合抵消單獨以PWM為基礎的控制機制之輕負載硬切換。因為變流器輸出電壓的脈衝寬度在輕負載時大幅地降低，導致硬切換出現。此接著造成諧振電感的電流也大幅地減少。因此，在諧振電感中沒有足夠的儲存能量下，半導體電源裝置無法再支持軟切換。

在硬切換中，儲存在接面電容的能量係放電至每一導通的電晶體。因此，硬切換會造成電源損耗，電壓/電流突波以及電磁幹擾(EMI)問題。沿著在此所述的軟切換拓撲結構結合之PWM與FM控制機制減少對額外冷卻系統之需求。例如，如上所述，當僅使用PWM以控制切換訊號時，在輕負載可能會發生硬切換。相反地，本發明的之實施例之結合的PWM與FM控制機制在所有負載(滿負載或輕負載)都能夠軟切換。

“輕負載”條件係依據特定系統而決定，且通常理解為滿負載之約5%。在實現上，為輕負載的特定百分比係為臭氧仍然可產生的百分比。如藉在此揭露之範例所繪示，縱然於臭氧不產生時，發明的實施例能夠在少於滿負載5%下執行操作與功能。

在操作中，目標結合之PWM與FM控制機制在輕負載下增加頻率以使先前減少之的的脈衝寬度被忽略。在操作期間，PWM與FM控制機制平行執行，但是在負載條件改變下，對PWM與FM給定之重可改變。此導致改進的動態範圍性能。例如，在正常操作下(包含滿負載)，有效週期係用於控制臭氧輸出功率；然而為較輕的負載下，功率藉由增加切換頻率而進一步減少。此外，因為在一些實施例中，電源系統功率級被配置至軟切換(例如，藉由零電壓切換)下至最高輸出功率的百分之零，所以能夠改進電源系統之可靠性。

第5A圖係顯示根據實施例之電流迴路控制機制之方塊圖。此圖提供用於完成電流迴路控制機制之每一個別增益之傳輸功能方塊。功能方塊包含前置放大器增益模塊501、電流迴路補償器增益模塊502、PWM增益模塊503、FM增益模塊504、諧振槽與負載增益模塊505、以及回授增益模塊506。

根據實施例，在電流迴路中的每一個別增益模塊之公式可如下所示﹕
「前置放大器增益模塊」﹕

電流迴路「補償器增益模塊」﹕

「諧振槽與負載增益模塊」﹕
H(s) * Gout(s) = Gpwr(s)
例如，
其中
電流「回授增益模塊」﹕

用於PWM增益模塊與FM增益模塊，Kpwm≠Kfm = 常數。

請參閱第5A圖，給定電流設定點(Iset)一特定數值。在一些實施例中，此可使用處理器來完成(參見以下關於第5B圖之描述)。此外，從變流器功率級(參見第4圖之410，以及如第5A圖所示包含諧振槽與負載增益模塊505)輸出的實際電流(Iout)，能夠藉由電流感測器來測量，並透過回授增益模塊506而輸入至回授迴路。電流設定點Iset(其可經由具有對應之前置放大增益模塊501的前置放大階段進行放大)與從回授增益模塊506輸出的電流(Ifbk)係在具代表性增益模塊502之電流迴路補償器增加。然後，此增益階段之輸出用於相移PWM與FM控制器電路或晶片(其具有對應的PWM增益模塊503與FM增益模塊504)以產生用於功率級之閘極驅動器(參見第6A圖與第6B圖)的切換頻率(Fsw)。回授迴路以一方式執行以將輸出電流維持在等於Iset數值的位準。

在輕負載之情形中，電流迴路補償增益模塊503之輸出係用於改變PWM晶片之時脈的頻率時間常數，其係因為Fsw與時間常數成反比而允許頻率調變發生。因此，當線路上的功率下降時，頻率調變控制降低頻率，致使功率維持在適當位準。

在第5A圖所示的電流迴路圖繪示一類比控制機制。在另一實施例中，像是如第5B圖所示，除了在第5A圖所示的類比控制機制外，可使用數位控制機制或是以數位控制機制取代類比控制機制。第5B圖提供具有用於ZVS諧振變流器之控制機制的電源迴路與內部電流迴路的系統位準圖。電流迴路部分功能與第5A圖所描述的相似。根據實施例，電源迴路使用數位控制機制；以及電源迴路係使用處理器以實現。處理器可為但是不限於，低成本微處理器(μP)或數位訊號處理器(DSP)。記憶體可被包含為處理器之一部分，或是為一分開的構件。在操作中，處理器係發出一電源設定點(Pset)。此外，實際輸入電源係透過使用直流匯流排電壓(第4圖之VDC或第1圖與第3圖所示之Vbus)與直流匯流排電流(參見第1圖與第3圖中的Ibus)來測量，衡量(scaled with)從二個直流輸入源(如Kvb(s) 508a與Kib(s) 508b)之增益並為了輸入電源增益模塊而相乘。直流輸入源衡量與相乘後的結果導致電源回授訊號(Pfbk)。電源設定點Pset與電源回授Pfbk相加在一起以輸入數位電源迴路補償器(PID)。PID之輸出為關於第5A圖所描述之電流設定點Iset。

如第5A圖，在第5B圖所示之圖係提供用於完成電源迴路(有內部電流迴路)控制機制之每一個別增益的傳輸功能方塊。根據實施例，在電流迴路中的每一個別增益方塊之公式可如關於第5A圖所提供般的表示，而用於電源迴路的每一個別增益模塊之公式可如下表示﹕
「數位電源迴路補償器增益模塊」﹕
,
其中 ; Fclk = μP_Clock(來自處理器之時脈頻率)。

用於輸入電源增益模塊，電源回授匯流排電壓“Vbus”增益模塊可表示為﹕
,
而電源回授匯流排電流“Ibus”增益模塊可表示為﹕

應理解的是，此些模型之構件係為理想化(用於第一階)而忽略高階諧振(用於基波)以簡化分析。

在另一實施例中，可使用輸出負載電源控制來代替控制輸入電源(與使用在第5B圖所示之電源迴路。例如，輸出臭氧電壓以及在變流器級之輸出端感測到的變流器電流能夠用作控制迴路之一部分。因為臭氧電池係作用為複阻抗(complex impedance)而為了即時發現電流與電壓之乘積需要電流電壓兩者為適度地高頻率、電流頻寬、轉換速率(slew rate)、取樣時間與其他因素。

在再一實施例中，在第5B圖所示之電源迴路可基於臭氧濃度而為封閉。例如，可使用濃度傳感器來測量來自臭氧電池的臭氧濃度，其輸出能夠用於封閉電源迴路。

第6A圖與第6B圖繪示以下關於第5A圖所述之控制機制的二個範例電流迴路電路的實現方式。如第6A圖與第6B圖所示，在變流器級之輸出端的電流係藉由電流感測器601與輸入(如Ifbk)至沿著Iset的電流迴路誤差放大補償器602進行測量。在一實施例中，如第6A圖所示，Iset提供為電流迴路誤差放大補償器602之正輸入端之輸入，而Ifbk係提供作為電流迴路誤差放大補償器602之負輸入端之輸入。在另一實施例中，如第6B圖所示，Iset與Ifbk相加使兩者皆提供至電流迴路誤差放大補償器602之負輸入端。誤差放大補償器602之輸出係提供用於相移PWM控制器603的有效週期指令，且亦致使PWM控制器603產生用於閘極驅動器604的切換頻率Fsw。切換頻率可為經由接收誤差放大補償器602之輸出並輸出訊號至PWM控制器603之反相放大器605調變的頻率。反相放大器605之輸出係改變PWM時脈的頻率時間常數，使得頻率調變發生。

閘極驅動器604係產生用於全橋式變流器級的控制訊號A、B、C與D，例如關於第1A圖至第1B圖(開關121、122、123、124)以及第3圖(功率級320之開關321、322、323、324)所述。

連接至PWM控制器603之電容Ct與電阻Rt提供被來自反相放大器605的電流補償訊號所調整之初始固定頻率。在如第6A圖與第6B圖所示之反相放大器構造中，操作放大器能夠以用於控制有效週期(脈衝寬度)訊號之倍數(或分數)調整用於控制頻率調變的訊號。在進一步之實施例中，可使用可改變增益的放大器改變用於FM控制之放大器的增益。增益可使用處理器傳送的增益控制訊號來控制。在一實施例中，當符合系統中的特定條件時，可使用儲存在與處理器相關聯的記憶體中之預設修改(preset modifications)。在另一實施例中，可包含使用者界面讓使用者控制增益調整。使用者界面可連接至處理器並與其相通訊。選擇性地，或除此之外，使用者界面可包含經由電位器(其可調整，例如，第6A圖之R4或第6B圖之R4)進行電阻手動調整。

第7圖至第9圖係繪示根據本發明之一些實施例之電流迴路構造。例如，參閱第7圖，根據第二實施例之電流迴路控制機制與第5A圖所示的機制相似。然而，然而，FM增益模塊704級係接受Iset(其可經由具對應的前置放大器增益模塊701的前置放大級放大)與從與電流迴路補償器並聯之回授增益模塊706輸出的電流(Ifbk)，以代替用於功率級之閘極驅動器(參見第6A圖與第6B圖之604)，被相移PWM與FM控制器用以產生切換頻率(Fsw)之補償器增益模塊702級之輸出。

在第8圖所示之實施例中，FM增益模塊804級使用用於控制頻率的輸入電源來代替第5A圖或第7圖所述之Iset電流以及來自回授增益模塊806的回授電流。例如，以來自二個直流輸入源(如Kvb(s)808a與Kib(s)808b)之增益衡量直流匯流排電壓(第4圖之VDC或第1圖與第3圖所示之Vbus)與直流匯流排電流(參見第1圖與第3圖中的Ibus)且在透過FM增益模塊804輸入之前相乘。

在第9圖所示之實施例中，FM增益模塊904級使用用於控制頻率的輸出功率來代替第8圖所述之輸入電源。

在一些實施例中，關於第5B圖描述的電源迴路部分可與第7圖至第9圖所示的電流迴路相配置。

有利地，在一些實施例中，於仍然維持電源時，用於容納電源線變動的標準能夠符合而不須占空間且可能需要額外的冷卻技術之額外的電路或保護電容。特別的是，藉由使用頻率調變控制，因為電源線上的負載變動導致驅動開關之頻率的變動，且能以維持線路上的電源。藉由目標結合PWM與FM控制機制而能符合的標準範例為SEMIF47標準“用於抗半導體處理設備電壓驟降規範”，其定義用於必須無中斷操作的半導體處理、計量、以及自動化測試設備的工具之電壓驟降穿越能力(或門檻)。

目標電源系統與電源控制技術之實施例能夠不增加先前系統的尺寸而實現。在各種實施例中，本電源系統能夠比傳統非諧振電源轉換器納入較緊的空間並提供等於或更大輸出功率與控制。

藉由繪圖方式，從下列的範例將對本發明以及其許多優勢有更多理解。下列範例係為本發明的一些方法、應用、實施例與變化之說明。但是其當然在各方面皆不被認為是本發明的限制。對於本發明可進行多種改變與修改。

PSpiceR電路模擬工具，Cadence 設計系統公司之註冊商標，係用於模擬根據本發明實施例設計之介電質阻障放電器。

在範例中，用於雙10kW臭氧電源驅動器(每一電源驅動器提供5kW)的PSpiceR模擬係與實驗結果相比較，以繪示目標系統與方法之功能。第10圖係顯示用於根據本發明實施例的多功能ZVS 諧振變流器電流迴路設計之PSpiceR模擬的PSpiceR示意圖。此示意圖係跟隨與第6B圖所示之在輸入補償器前加總回授電流與電流設定點Iset的相似方式來實行。此外，電流係使用微分放大器來測量以避開共同模式雜訊而測量。諧振槽與臭氧電池係使用關於第1A圖所描述之電感(105)、電容(111)、以及電阻(112)構造來模擬。

為了此模擬，輸入Vbus電壓係從低線路至高線路變化(200-350VDC)，而電流設定點Iset藉使用0.5-3.0VDC的電壓源(0.5%至110%負載)進行變化。此兩個條件涵蓋預期的操作範圍。

範例1–輕負載

第11A圖至第11C圖係顯示在輕負載下的電流迴路之模擬結果，而第11D圖係顯示在輕負載下的電流迴路之實驗結果。第11A圖顯示Vbus設定在350V，而輕負載條件顯示輸出負載功率係少於25W(相較於5kW系統的最高輸出之5%臭氧濃度之250W輸出功率輕負載條件)。第11B圖顯示變流器級輸出電壓(Vinv)與電流(Iinv)之繪圖。第11C圖顯示功率級輸出電壓(Vout)與電流(Iout)(即供應至臭氧電池的電壓與電流)之繪圖。第11D圖顯示用於實驗系統的變流器級輸出電壓Vinv與電流Iinv之示波器波形，其中Vbus=300V、Ibus=0.8A、Pin=240W。如第11C圖所繪示且以第11D圖所示之波形確認，PWM與FM控制之結合即使在輕負載也能致使軟切換。應注意的是，因為模擬波形是在Iset之0.5%而實驗由於受到產生臭氧之流程限制是在約Iset之5%，所以模擬與測量結果波形之繪圖比例不一致。

範例2–滿負載

第12A圖至第12C圖係顯示在滿負載下的電流迴路之模擬結果，而第12D圖係顯示在滿負載之110% 下的電流迴路之實驗結果。第12A圖顯示Vbus設定在350V，而滿負載條件顯示輸出負載功率係在約5.5W(單一級)。第12B圖顯示變流器級輸出電壓(Vinv)與電流(Iinv)之繪圖。第12C圖顯示功率級輸出電壓(Vout)與電流(Iout)(即供應至臭氧電池的電壓與電流)之繪圖。第12D圖顯示用於實驗系統的變流器級輸出電壓Vinv與電流Iinv之示波器波形，其中Vbus=300V、Ibus=18.3A、Pin=約5.5W。如第12C圖所繪示且以第12D圖所示之波形確認，PWM與FM控制之結合能致使軟切換，並增加輸出功率。

在說明書中“一實施例”“實施例”“例示性實施例”“第二實施例”等等之任何參考指結合參考實施例描述之特定特性、結構或特徵包含在本發明的至少一實施例中。在說明書中各個位置之敘述的出現不需完全參照同一實施例。此外，在此揭露的本發明之任何發明或實施例的任何元件或限制能夠與任何及/或所有的其他元件或限制(個別或任意結合)、或在此揭露的本發明之任何其他發明或實施例相結合，而所有結合皆被無限制地擬製為在本發明的範圍內。

應理解的是，在此所述的範例與實施例係僅為說明性目的，而此技術領域中的知識者將受其啟示之各種修改或改變皆包含在本發明之精神與範圍內。

310．．．臭氧電池堆

311．．．電容

312．．．阻抗

313．．．電壓鉗

320．．．功率級

321、322、323、324．．．IGBT

325．．．諧振電感

330．．．諧振槽

331．．．阻隔電容

340．．．高電壓升壓變壓器

341．．．磁化電感

Claims (20)

1. 一種介電質阻障放電電源系統，其包含﹕一變流器級；一諧振槽，接收該變流器級之一輸出並輸出用於供電至少一介電質阻障放電電池的一訊號；以及一控制電路包含﹕一閘極驅動器，係提供複數個切換訊號至該變流器級，該複數個切換訊號包含用於軟切換的一相移；以及　一脈衝寬度調變(PWM)控制器，用以產生用於該閘極驅動器的一切換頻率，該PWM控制器具有配置以接收用以調整該切換頻率之一有效週期以執行PWM之一第一訊號的一第一輸入，以及配置以接收用以調整該PWM控制器之一時脈頻率時間常數以執行頻率調變(FM)之一第二訊號的一第二輸入;其中該控制電路接收來自該介電質阻障放電系統的一回授訊號並根據該介電質阻障放電系統之負載或線路值而使用該回授訊號以產生該第一訊號與該第二訊號。
2. 如申請專利範圍第1項所述之介電質阻障放電電源系統，其中該變流器級包含如一全橋式配置的四個電晶體。
3. 如申請專利範圍第2項所述之介電質阻障放電電源系統，其中該四個電晶體係為絕緣閘雙極性電晶體。
4. 如申請專利範圍第1項所述之介電質阻障放電電源系統，進一步包含提高來自該諧振槽的該訊號之一變壓器以供電該至少一介電質阻障放電電池。
5. 如申請專利範圍第1項所述之介電質阻障放電電源系統，其中該切換頻率係在20kHz至40kHz之範圍內。
6. 如申請專利範圍第1項所述之介電質阻障放電電源系統，其中該切換頻率係配置以高於該諧振槽之一諧振頻率。
7. 如申請專利範圍第1項所述之介電質阻障放電電源系統，其中該回授訊號包含從在該變流器級之該輸出的一電流感測器接收的一測量電流訊號。
8. 如申請專利範圍第7項所述之介電質阻障放電電源系統，其中在全部負載條件之期間，該測量電流訊號與一電流設定點數值相比較，而比較之一誤差值造成該第一訊號調整該切換頻率之該有效週期以執行PWM直到該測量電流達到該電流設定點數值，比較之該誤差值進一步造成該第二訊號調整該時脈頻率時間常數改變以執行FM；且該控制電路被配置以使當該介電質阻障放電電源系統運作從一滿負載條件到一輕負載條件時，給予用於控制電源之PWM與FM的重量之數量改變。
9. 如申請專利範圍第7項所述之介電質阻障放電電源系統，其中該控制電路包含用於產生該第一訊號與該第二訊號的一電流控制迴路，該電流控制迴路使用在該變流器級之該輸出感測到的該測量電流訊號以及一電流設定點。
10. 如申請專利範圍第9項所述之介電質阻障放電電源系統，其中該電流控制迴路包含﹕一誤差放大器補償器，接收該測量電流訊號與該電流設定點，並輸出該第一訊號；以及一反相放大器，接收該第一訊號並輸出該第二訊號。
11. 如申請專利範圍第9項所述之介電質阻障放電電源系統，其中該電流控制迴路包含﹕一誤差放大器補償器，接收該測量電流訊號與該電流設定點，並輸出該第一訊號；以及一反相放大器，接收該測量電流訊號與一電流設定點之一相加訊號並輸出該第二訊號。
12. 如申請專利範圍第9項所述之介電質阻障放電電源系統，其中該回授訊號進一步包含一輸入電源訊號，該輸入電源訊號係供應至該變流器級之一測量直流匯流排電壓與供應至該變流器級之一測量直流匯流排電流之乘積；其中該電流控制迴路包含﹕一誤差放大器補償器，接收該測量電流與該電流設定點，並輸出該第一訊號；以及一反相放大器，接收該輸入電源訊號並輸出該第二訊號。
13. 如申請專利範圍第9項所述之介電質阻障放電電源系統，其中該回授訊號進一步包含一輸出功率訊號，該輸出功率訊號係為一測量直流輸出電壓與該測量電流之乘積；其中該電流控制迴路包含﹕一誤差放大器補償器，接收該測量電流與該電流設定點，並輸出該第一訊號；以及一反相放大器，接收該輸出功率訊號並輸出該第二訊號。
14. 如申請專利範圍第9項所述之介電質阻障放電電源系統，進一步包含一處理器，配置以﹕接收一直流匯流排電壓與供應至該變流器級之一電流的一測量，衡量該直流匯流排電壓與該電流之該測量且相乘以提供一電源回授訊號；將該電源回授訊號與一電源設定點相加；以及執行使用該電源回授訊號與該電源設定點之一數位誤差補償以輸出用於該電流控制迴路之該電流設定點。
15. 一種產生介電質阻障放電的方法，該方法包含﹕提供一變流器級與用於供電至少一介電質阻障放電電池的一諧振槽；以及使用一控制電路產生用於該變流器級的複數個切換訊號，該複數個切換訊號包含用於軟切換的一相移，其中產生的該複數個切換訊號包含﹕執行該複數個切換訊號之一切換頻率之脈衝寬度調變(PWM)以在一電流設定點數值維持該變流器級之一輸出電流；以及與執行PWM平行地執行之頻率調變(FM)，FM增加該複數個切換訊號之一切換頻率以在一輕負載條件期間減少輸出功率。
16. 如申請專利範圍第15項所述之方法，其中該複數個切換訊號具有在20kHz至40kHz之範圍內之一頻率。
17. 如申請專利範圍第15項所述之方法，其中執行PWM包含﹕提供用於產生用於一閘極驅動器之該切換頻率的一PWM控制器，該PWM控制器具有配置以接收用以調整該切換頻率之一有效週期以執行PWM之一第一訊號的一第一輸入、以及配置以接收用以調整該PWM控制器之一時脈頻率時間常數以執行FM之一第二訊號的一第二輸入；感測該變流器級之一輸出電流；藉由執行一誤差放大器補償以比較該輸出電流與一電流設定點；以及使用該誤差放大器補償作為該第一訊號。
18. 如申請專利範圍第17項所述之方法，其中執行FM包含﹕使用一反相放大器以反相該誤差放大器補償，該反相放大器輸出該第二訊號。
19. 如申請專利範圍第18項所述之方法，其中執行FM進一步包含﹕調整該反相放大器之一增益。
20. 如申請專利範圍第17項所述之方法，進一步包含﹕接收供應至該變流器級之一直流匯流排電壓之測量以及供應至該變流器級之一直流匯流排電流之測量，衡量該直流匯流排電壓與該直流匯流排電流之測量且相乘以提供一電源回授訊號；將該電源回授訊號與一電源設定點相加；以及使用該電源回授訊號與該電源設定點執行一數位誤差補償以輸出該電流設定點。