TWI837809B - 具有可變匝數比之llc諧振電源轉換器 - Google Patents
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Abstract
一種具有可變匝數比之LLC諧振電源轉換器，包括：一開關電路電性耦接一輸入直流電壓，用以將該直流電壓轉換為切換訊號；一諧振槽電性耦接該開關電路，該諧振槽由諧振電感、激磁電感以及諧振電容組成，用於接收該切換訊號以提供一次側電流；一變壓器電路電性耦接該諧振槽，該變壓器電路包含複數個分立的變壓器，每一個變壓器具有一次側繞組以及二次側繞組，其中，個別變壓器的一次側繞組具有不同匝數，可以動態地選擇與其他變壓器的一次側繞串聯或並聯，形成動態變化的等效一次側繞組，使得該變壓器電路中的匝數比得以相應動態地改變。
Description
本發明涉及一種LLC諧振電源轉換器，特別是一種具有可變匝數比之LLC諧振電源轉換器。
在傳統的切換式電源中，通常採用磁性元件實現濾波，能量儲存和傳輸。切換元件的工作頻率越高，磁性元件的尺寸就可以越小，電源裝置的小型化、輕量化和低成本化就越容易實現。切換頻率提高會相應的提升切換元件的切換損耗，因此軟切換(soft-switching)技術應運而生。要實現理想的軟切換，最好的情況是使開關(切換元件)在電壓和電流同時為零時關斷和導通(zero-voltage switching,ZVS；zero-current switching,ZCS)，這樣損耗才會真正為零。要實現這個目標，必須採用諧振技術。
根據電路原理，電感與電容串聯或並聯可以構成諧振電路，使得在電源為直流電源時，電路中的電流按照正弦規律變化。由於電流或電壓按正弦規律變化，存在過零點，如果此時切換元件開通或關斷，產生的損耗就為零。
LLC轉換器是具有三個電抗元件(reactive elements)的諧振逆變器(resonant inverter)，其中直流輸入電壓(DC input voltage)透過配置為半橋或全橋
的開關網路(switch network)轉換為方波，以饋送到LLC諧振槽(LLC resonant tank)，從而有效濾除諧波，提供如正弦波之電壓和電流波形。這反過來又為提供電壓縮放和初級-次級隔離的變壓器供電。轉換器的功率流，是經由調變相對於諧振槽電路諧振的方波頻率來控制。在LLC諧振轉換器中，所有半導體開關在初級MOSFETs導通時都是軟切換(soft switching)或零電壓切換(zero-voltage switching,ZVS)，在導通和關斷時次級整流器(rectifiers in the secondary)都是零電流開關(zero-current switching,ZCS)，導致低電磁輻射位準(electromagnetic emission levels)。此外，它還可以實現磁性組件的高度整合(high degree of integration)，進而能夠設計出具有更高效率和功率密度的轉換器。
LLC轉換器是串聯諧振轉換器的一種拓樸形式，可提供與輸入訊號隔離的輸出電壓訊號。LLC轉換器包括一個具有變壓器初級繞組的串聯諧振電路。切換電路將諧振電路或儲能電路的切換節點交替地耦合到正電源節點和接地節點，以提供流過變壓器初級繞組的交流諧振電流。次級電路(例如整流器)提供輸出電壓來驅動負載。其中，次級電路可以包括同步整流器開關或二極體整流器。初級側切換電路可以被調節，用以規範輸出電壓。LLC諧振轉換器具有高效率和高功率密度，並且可以在相當寬的負載範圍內為初級側開關提供零電壓切換和低關斷電流。這些優勢使LLC諧振轉換器適用於各種應用，例如高性能伺服器和電信應用。
如前面所提及的，當初級側切換頻率低於諧振頻率時，可以用零電流切換關斷初級側。這有助於提高電壓增益能力，並且不會降低具有保持時間(hold-up time)要求的應用的效率。在高開關頻率下運行可以減小LLC諧振轉換器中磁性元件和電容器的尺寸。然而，這會增加與切換相關的損耗和磁性元件損
耗，從而導致效率低下。由於磁芯損耗和繞組損耗，特別是在高切換頻率下，用於LLC諧振轉換器的磁性元件仍然是提高轉換器效率的限制。需要進一步改進以支持LLC諧振轉換器的更高效率和功率密度。
LLC電源轉換器的磁性元件可以透過改變電路板上繞組的串並聯來改變諧振槽(resonant tank)參數，但微調的幅度有限，配合外部串並聯的電感電容元件較能大幅度改變，如何讓諧振槽參數調整幅度加大，使其滿足越來越寬的輸出電壓電流需求是LLC電源轉換器發展趨勢。
因此，透過導入可變匝數比變壓器繞組以及改變諧振槽參數來改善LLC電源轉換器功率密度以及輸出電壓與電流範圍值，對於改進現有LLC電源轉換器的缺失是有迫切需求的。
基於上述，本發明提出一種具有可變匝數比之LLC諧振電源轉換器，包括：一開關電路電性耦接一輸入直流電壓，用以將該直流電壓轉換為切換訊號；一諧振槽電性耦接該開關電路，該諧振槽由諧振電感、激磁電感以及諧振電容組成，用於接收該切換訊號以提供一次側電流；一變壓器電路電性耦接該諧振槽，該變壓器電路包含複數個分立的變壓器，每一個變壓器具有一次側繞組以及二次側繞組，其中，個別變壓器的一次側繞組具有不同匝數，可以動態地選擇與該諧振槽電性耦接或隔離，且可以動態地選擇與其他變壓器的一次側繞串聯或並聯，形成動態變化的等效一次側繞組；其中，每個變壓器的二次側繞組匝數固定且相同，使得該變壓器電路中的匝數比得以相應動態地改變；以及一整流濾波電路耦接該變壓器電路，用於整流濾波由該變壓器電路的二次側繞組輸出的
二次側電流，以提供一輸出電壓；其中，該諧振電感一端電性耦合該開關電路，另一端串聯該等效一次側繞組；該激磁電感串聯該諧振電感，該諧振電容一端串聯該諧振電感另一端電性耦合該開關電路；該激磁電感並聯該等效一次側繞組。
以一實施例而言，上述形成動態變化的等效一次側繞組，係透過複數個開關配置來動態調整該一次側繞組的串並聯形式。
以一實施例而言，上述複數個開關為電晶體開關元件、繼電器等各種形式的開關。
以一實施例而言，上述諧振電感、該激磁電感與該匝數比均能透過該複數個開關配置被動態調整。
以一實施例而言，上述一次側繞組以及該二次側繞組均設置於多層式印刷電路板上，以有效減少繞線造成的雜散特性。
以一實施例而言，上述具有可變匝數比之LLC諧振電源轉換器，更包含一可調式電容設置於該多層式印刷電路板中，與該變壓器的該一次側繞組以及該二次側繞組整合形成附加的諧振電容。
以一實施例而言，上述可調式電容係於該多層式印刷電路板選定區域中，於各層相同位置製作具有固定面積及尺寸的金屬板，該複數個金屬板與其間的複數個介電層可以組合為電容，並與該變壓器的繞組整合形成上述附加的諧振電容。
以一實施例而言，上述附加的諧振電容，藉由調整電容極板間的距離以及改變電容極板正負端的配置，可以改變LLC諧振電源轉換器諧振槽的諧振電容值。
以一實施例而言，上述附加的諧振電容，可以透過對該附加的諧振電容與該變壓器的繞組間配置複數個開關來實現與該諧振電容並聯、串聯或是完全隔離。
以一實施例而言，上述複數個開關配置，係透過一電性耦合該LLC諧振電源轉換器的外部控制器，根據該外部控制器所接收到的輸出電壓回授及輸出電流回授，分別對該諧振槽以及該變壓器輸出相應的諧振電容調整訊號以及匝數比調整訊號，進而動態調整該諧振電容的大小以及變壓器的匝數比，以達到調整該LLC諧振電源轉換器的輸出電壓和輸出電流的範圍之目的。
101:半橋開關電路
103:諧振槽
104:變壓器
105:整流濾波電路
401:全橋開關電路
403:諧振槽
404:變壓器電路
405:整流濾波電路
403-1:諧振槽變壓器電路方塊
501,503,511,513:曲線
601:全橋/半橋開關電路
603:諧振槽及變壓器電路
605:整流濾波電路
607:外部的控制器
〔圖1〕顯示習知技術中LLC諧振電源轉換器的電路架構示意圖。
〔圖2〕顯示根據本發明的一個實施例所提出的LLC諧振電源轉換器中，可變匝數比變壓器繞組的電路示意圖。
〔圖3〕顯示根據本發明的一個實施例所提出的LLC諧振電源轉換器中，如何利用多層式印刷電路板(PCB)來製作可調式電容的示意圖。
〔圖4(A)〕顯示根據本發明的一個實施例所提出LLC諧振電源轉換器的電路架構示意圖。
〔圖4(B)-4(E)〕分別顯示根據本發明所提出諧振槽變壓器電路方塊的各種實施範例示意圖。
〔圖5〕顯示根據本發明的一個實施例所提出，LLC諧振電源轉換器的增益曲線M(f s ,K,Q)與操作頻率f s 的關係圖。
〔圖6〕顯示根據本發明的一個實施例所提出，LLC諧振電源轉換器的電路方塊圖及相關操作控制流程。
此處本發明將針對發明具體實施例及其觀點加以詳細描述，此類描述為解釋本發明之結構或步驟流程，其係供以說明之用而非用以限制本發明之申請專利範圍。因此，除說明書中之具體實施例與較佳實施例外，本發明亦可廣泛施行於其他不同的實施例中。以下藉由特定的具體實施例說明本發明之實施方式，熟悉此技術之人士可藉由本說明書所揭示之內容輕易地瞭解本發明之功效性與其優點。且本發明亦可藉由其他具體實施例加以運用及實施，本說明書所闡述之各項細節亦可基於不同需求而應用，且在不悖離本發明之精神下進行各種不同的修飾或變更。
如先前於背景技術所描述，LLC電源轉換器的磁性元件可以透過改變電路板上繞組的串並聯來改變諧振槽(resonant tank)參數，但微調的幅度有
限，配合外部串並聯的電感電容元件較能大幅度改變，如何讓諧振槽參數調整幅度加大，使其滿足越來越寬的輸出電壓以及電流需求是LLC電源轉換器發展趨勢。
圖1為現行的LLC諧振電源轉換器的電路架構示意圖，採用同步整流整合的陣列變壓器鐵芯的全橋LLC電源諧振轉換器。LLC諧振電源轉換器用以將直流輸入電壓V in 轉換為直流輸出電壓V o ，以提供給負載R L 使用，其包括半橋開關電路101、諧振槽103、變壓器104以及整流濾波電路105。開關電路101用於控制直流電壓V in 的輸入。諧振槽103耦接開關電路101，其包括串聯連接的諧振電感L r 、激磁電感L m 以及諧振電容C r 。變壓器104耦接諧振槽103，包含磁芯、一次側(主次側)繞組以及二次側繞組，二次側繞組的整流形式為中心抽頭，透過整流開關整流。
於LLC諧振電源轉換器操作過程中，半橋開關電路101的輸出節點會由於切換開關的週期性切換而輪流導通，生成週期性變化的切換訊號。當訊號輸入至諧振槽103時，激磁電感L m 被激磁而反覆產生電壓及反電動勢，由於變壓器104的一次側繞組與諧振槽103的諧振電感L r 以及諧振電容C r 串聯，與激磁電感L m 並聯，使電路中而形成按正弦規律變化的一次側電流，且變壓器104的二次側線圈持續產生週期性變化的電流，透過整流濾波電路105會將其整流並濾波，使其轉換為直流電流輸出，以提供直流輸出電壓V o 給負載R L 。基本上，一旦LLC諧振電源轉換器的電路拓樸確定，其諧振槽參數就已確定，無法針對不同操作情境進行調節。亦即，無法根據操作需要調整其輸出電壓和輸出電流的範圍。
為了改善LLC電源轉換器的功率密度以及增加輸出電壓和輸出電
流範圍。本發明提出透過導入可變匝數比變壓器繞組以及改變諧振槽參數來改善LLC電源轉換器功率密度以及輸出電壓與電流範圍值，以改進現有LLC電源轉換器的缺失。
本發明提出之技術手段為透過在印刷電路板(PCB)上導入可變匝數比變壓器繞組，降低磁性元件的雜散特性，改變LLC電源轉換器的諧振槽參數，以得到較大的輸出電壓和輸出電流範圍並提高LLC電源轉換器的功率密度，使得LLC電源轉換器能能有效地在開關操作頻率為Mega Hz以上的範圍工作。
一般為了降低磁性元件尺寸，通常會利用磁通抵銷技術來配置磁性元件及繞組，將繞組設計於印刷電路板(PCB)上可以有效減少繞線造成的雜散特性。由於繞組設計於印刷電路板上，可以依據印刷電路板上走線的設計方式設計出0.5匝的特性，因此，經由繞組之間的串並聯可以達到具有精細可調幅度之可變匝數比N之變壓器，同時諧振槽參數，例如變壓器本身的激磁電感L m 及諧振電感(漏感)L r 亦會改變。
為了實現LLC諧振電源轉換器的平面化以及整合化，陣列式變壓器(複數個變壓器的集合)在實際應用中可以靈活地改變一次側繞組、二次側繞組的串並聯關係，調節所需的匝數比，可以使LLC諧振電源轉換器滿足越來越寬的輸出電壓以及電流需求。
圖2顯示本發明LLC諧振電源轉換器中，可變匝數比變壓器繞組的電路示意圖。於圖式中所顯示的實施例，變壓器為四組(T1、T2、T3、T4)，分立的變壓器，其可以以陣列方式配置，由於變壓器的繞組設計於印刷電路板上，可
以依據印刷電路板上走線的設計方式設計出0.5匝的特性。其中，二次側繞組皆設計為1匝；變壓器T1的一次側繞組設計為4匝，變壓器T2的一次側繞組設計為4匝，變壓器T3的一次側繞組設計為4.5匝，變壓器T4的一次側繞組設計為3.5匝。根據此一設計，變壓器的繞組可以透過開關，例如電晶體開關元件、繼電器等各種形式的開關來調整繞組的串並聯形式，動態地改變諧振電感L r 、激磁電感L m 與匝數比N。
於一實施例，上述繞組的串並聯形式可以透過對繞組間配置複數個開關來實現。
於一實施例，當利用對繞組間所配置的複數個開關操作，使得變壓器T1與T2的一次側繞組串聯，其個別一次側繞組的匝數分別為Np1=4及Np2=4，一次側繞組的組合匝數為8匝，變壓器的匝數比為8：1。
於一實施例，當利用對繞組間所配置的複數個開關操作，使得變壓器T1與T3的一次側繞組串聯，其個別一次側繞組的匝數分別為Np1=4及Np3=4.5，一次側繞組的組合匝數為8.5匝，變壓器的匝數比為8.5：1。
類似地，當利用對繞組間所配置的複數個開關操作，使得變壓器T1與T4的一次側繞組串聯，其個別一次側繞組的匝數分別為Np1=4及Np4=3.5，一次側繞組的組合匝數為7.5匝，變壓器的匝數比為7.5：1。
以上所舉的例子，僅選擇以四個變壓器的其中兩個作不同串聯組合得到不同的匝數比。變壓器的數目可以依據實際需求做相應的增減。類似的情
況，根據不同的應用，選擇以四個變壓器的其中三個作不同串聯組合；或是，四個變壓器的其中兩個作不同並聯組合；或是，串並聯組合。各種諸多組合，在此不逐一列舉，以上僅為說明用途，並非用於限制本發明權利要求的範圍。
以本發明的構想，為了能夠增加輸出電壓和輸出電流範圍，除了透過上述方式動態地改變改變諧振電感L r 、激磁電感L m 與匝數比來達到目的之外，基於變壓器繞組係於PCB製作，亦可以藉由整合電路板的電容來改變諧振槽參數諧振電容C r 。詳細實施方式，請參考圖3。
陣列式變壓器，一般是採用四層PCB板製作其繞組的佈線；其中，一次側繞組的佈線會被製作於第二層(Layer 2)與第三層(Layer 3)，二次側繞組的佈線會被製作於第一層(Layer 1)與第四層(Layer 4)。
圖3顯示本發明LLC諧振電源轉換器中，如何利用多層式印刷電路板(PCB)來製作可調式電容的示意圖。如圖3所示，其顯示以四層PCB板為例子，於PCB板選定區域中，於各層相同位置製作具有固定面積及尺寸的金屬板，圖式中為其剖面視圖。為簡化起見，圖式中僅顯示出金屬板(作為電容極板)，金屬板之間的介電層(例如玻璃纖維板)則未顯示，上述複數個金屬板與其間的複數個介電層可以組合為電容，並與上述製作於PCB中變壓器的繞組整合形成附加的諧振電容C r '。
於一實施例，參考圖3，當選擇金屬板電極1與2作為電容器的正負兩端，電容值為兩個電容單位；若選擇金屬板電極1與3作為電容器的正負兩端，電容值為一個電容單位；若選擇金屬板電極1、3作為電容器的正端、金屬板電極
2、4作為電容器的負端，電容值為四個電容單位。藉由調整電容極板間的距離以及改變電容極板正負端的配置，可以改變LLC諧振電源轉換器諧振槽的諧振電容C r 。
以上所舉的例子，僅選擇以四層PCB板為例子，上述製作於PCB中變壓器的繞組整合形成附加的諧振電容易可以推廣至其他層數的PCB板；此外，上述製作於PCB中變壓器的繞組整合形成附加的諧振電容C r '，可以透過對繞組間配置複數個開關來實現與原始LLC諧振電源轉換器的諧振電容C r 並聯、串聯或是完全隔離。
圖4(A)顯示根據本發明的實施例之一所提出LLC諧振電源轉換器的電路架構示意圖，如圖4(A)所示，本發明的LLC諧振電源轉換器將輸入電壓V in 轉換為輸出電壓V o ，以提供給負載使用，其包括全橋開關電路401、諧振槽403、變壓器(T1、T2、T3、T4)、整流濾波電路405以及控制電路(未顯示)。圖4(A)中是以全橋開關電路作為範例，但不限與此，亦可包含半橋開關電路。整流濾波電路405具有連接至變壓器(T1、T2、T3、T4)的整流濾波電路405(包含多組中心抽頭的二次側繞組，每個中心抽頭的二次側繞組包含正半週及負半週繞組，正、負半週繞組個自串接一整流開關及電容，用作正、負半週的整流濾波)。全橋開關電路401包含切換開關Q1、Q2、Q3以及Q4，其中，於正半週操作模式時一次側上橋開關Q1以及一次側下橋開關Q4導通，一次側上橋開關Q3以及一次側下橋開關Q2截止，電流流經L r 、變壓器T1及T2一次側繞組、與變壓器T1及T2一次側繞組並聯之L m 以及C r 並感應各自耦接的二次側繞組之上半週繞組整流濾波後生成輸出電壓V o ，以提供給負載R L 使用；於負半週操作模式時一次側上橋開關Q3以及一次側下橋開關Q2導通，一次側上橋開關Q1以及一次側下橋開關Q4截止，電流流經
L r 、變壓器T1及T2一次側繞組、與變壓器T1及T2一次側繞組並聯之L m 以及C r 並感應各自耦接的二次側繞組之下半週繞組整流濾波後生成輸出電壓V o ，以提供給負載R L 使用。
根據本發明的概念以及圖2-3所示範的說明，圖4(A)所顯示LLC諧振電源轉換器的電路中諧振槽403耦接變壓器電路404的諧振槽變壓器電路方塊403-1可以有不同變異的設計；以圖4(A)為例，其顯示變壓器T1以及T2的一次側繞組串聯，變壓器T3以及T4斷開。
圖4(B)則顯示諧振槽變壓器電路方塊403-1(諧振槽403以及變壓器電路404中變壓器T1以及T3的一次側繞組串聯，變壓器T2以及T4斷開。
圖4(C)則顯示諧振槽變壓器電路方塊403-1(諧振槽403以及變壓器電路404中變壓器T1以及T4的一次側繞組串聯，變壓器T2以及T3斷開。
圖4(D)則顯示電路方塊403-1(諧振槽403以及變壓器電路404中變壓器T1以及T2並聯，並且串聯變壓器T3以及T4。
以上如圖4(A)-4(D)所顯示的改變匝數比變壓器繞組，可以經由將複數個開關適當的配置於變壓器繞組間，使得複數個變壓器T1-T4之間的繞組具有不同的串並聯組合，經由外部控制器根據實際的輸出電壓/電流需求來控制個別開關的導通或關斷，而達到動態調整/控制變壓器的匝數比N的目的。
圖4(E)則顯示電路方塊403-1(諧振槽403以及變壓器電路404)中
變壓器T1以及T3的一次側繞組串聯，變壓器T2以及T4斷開，並且諧振槽403透過一開關Sc耦合一附加諧振電容C r '，耦合方式可以如圖式中與原始諧振電容C r 並聯或是串連。同樣的，附加諧振電容C r '與原始諧振電容C r 的耦合方式，亦可以經由外部控制器根據實際的輸出電壓/電流需求來控制個別開關的導通或關斷，而達到動態調整/控制諧振電容C r 大小的目的。
以一實施例而言，附加的諧振電容C r '係利用多層式印刷電路板(PCB)來製作可調式電容，並與上述製作於PCB中變壓器的繞組整合。
透過圖2-4的說明，本發明可以根據實際的輸出電壓V o /電流I o 需求，透過動態的方式來改變或調整LLC諧振電源轉換器中變壓器的匝數比N以及諧振電容C r 的大小。
LLC諧振電源轉換器的電壓增益值由方程式1表示，若L r 、L m 、C r 和N都為固定值，則增益值由輸出電流I o 、輸出電壓V o 和操作頻率f s 決定，當I o 、V o 為目標值，則透過改變f s 獲得所需增益值。
本發明透過變壓器繞組串並聯調整的方式改變匝數比N，當繞組調整時除匝數比改變外L m 、L r 也隨之改變，C r 可透過改變印刷電路板上電容極板的距離調整。在諧振槽參數固定時，I o 、V o 改變會改變Q值，根據Q值變化畫出增
益曲線M(f s ,K,Q)與操作頻率f s 的關係圖。
如圖5所示，當Q值由Q_1變化到Q_2，增益值從超過1.5變化成低於1.5(亦即增益由曲線501變化成曲線503)，電源轉換器無法操作；若透過改變匝數比N則K值改變為K1，Q值亦隨之改變，在K1參數下Q值由Q_3變化至Q_4可以得到相應Q_3、Q_4增益值(曲線511與曲線513)，K1參數下的Q_4增益值大於1.5，可滿足增益需求。
一般而言，即使改變繞組串並聯方式對K值改變並不明顯，但是改變匝數比N對Q值的變動幅度就相當明顯，此外改變諧振電容C r 可以改變諧振頻率f r1 以及Q值。因此，透過改變匝數比N以及諧振電容C r 可以較大幅度地改變輸出電壓的範圍，此一結論可以由圖5的輸出電壓增益曲線511以及513的變化而得知。
圖6顯示LLC諧振電源轉換器的電路方塊圖及相關操作控制流程。LLC諧振電源轉換器用以將輸入直流電壓V in 轉換為直流輸出電壓V o ，以提供給負載使用，其包括全橋/半橋開關電路601、諧振槽及變壓器電路603、整流濾波電路605以及外部的控制器607。全橋/半橋開關電路601，透過外部的控制器607控制全橋/半橋電路601中的上橋切換開關或下橋切換開關的導通或關斷，用於導入週期變化的切換訊號輸入至與其耦接的諧振槽及變壓器電路603，使電路中的電流按正弦規律變化，接著由耦接諧振槽及變壓器603二次側繞組的整流濾波電路605整流濾波二次側繞組的電流，生成直流電流I o 並輸出直流電壓V o 以提供給負載使用。
諧振槽及變壓器603功能方塊，包含耦接全橋/半橋開關電路601的諧振槽(包括串聯連接的諧振電感L r 、激磁電感L m 以及諧振電容C r )以及耦接諧振槽的變壓器(包含磁芯、一次側(主次側)繞組以及二次側繞組)，變壓器的二次側繞組耦接整流濾波電路605(透過整流開關整流)。於LLC諧振電源轉換器操作過程中，整流濾波電路605會將輸入二次側的訊號(電流或是電壓)整流並濾波，使其轉換為直流輸出，以提供直流輸出電壓V o 。外部的控制器607與上述全橋/半橋開關電路601、諧振槽及變壓器603以及整流濾波電路605耦接；其中，外部的控制器607接收LLC諧振電源轉換器的輸出電壓回授、輸出電流回授以及外部通訊訊號(確認輸出電壓)，並能根據輸出電壓回授、輸出電流回授以及外部通訊訊號輸出開關訊號控制控制全橋/半橋電路601中的上橋切換開關或下橋切換開關的導通或關斷，並且能夠根據所接收到的輸出電壓回授及輸出電流回授，分別對諧振槽以及變壓器輸出相應的諧振電容調整訊號以及匝數比調整訊號，進而動態調整諧振電容C r 大小以及變壓器的匝數比N，以達到調整其輸出電壓和輸出電流的範圍之目的。
以一較佳實施例而言，上述外部的控制器607可以是微處理器、微控制器(MCU)、數位訊號處理器(DSP)或是具有類似功能的運算處理裝置。
基本上，一旦LLC諧振電源轉換器的電路拓樸確定，其諧振槽參數L r 、L m 及C r 就已確定，無法針對不同操作情境進行調節。亦即，無法根據操作需要調整其輸出電壓和輸出電流的範圍。而現行的可變諧振槽LLC電源轉換器雖然可改變諧振槽參數，但用繞組串並聯方式改變諧振槽的方式調整幅度較小。
本發明進一步將個別變壓器繞組設計成不相等，讓繞組串並聯時
改變匝數比，使諧振槽調整的幅度加大，使電源轉換器不須改變外加L r 、L m 及C r 就能達到加寬電壓與電流區間之目的。
而根據本發明的概念，以另一實施例而言，上述個別變壓器繞組設計成不相等，例如使一次側繞組匝數固定，讓二次側繞組匝數改變，使繞組串並聯時改變匝數比。
換言之，根據本發明的概念，個別變壓器的一次側繞組與二次側繞組之一具有不同匝數，可以動態地選擇與該諧振槽電性耦接或隔離，且可以動態地選擇與其他變壓器的一次側繞串聯或並聯，形成動態變化的等效一次側繞組；每個變壓器的二次側繞組與一次側繞組之一的匝數固定且相同，使得變壓器電路中的匝數比得以相應動態地改變。
以上實施例僅用以說明本發明的技術方案，而非對其限制；儘管參照前述實施例對本發明及其效益進行詳細說明，本領域的普通技術人員應當理解：其依然可以對前述各實施例所記載的進行修改，或者對其中部分技術特徵進行等同替換；而這些修改或替換，並不使相應技術方案的本質脫離本發明權利要求的範圍。
403:諧振槽
404:變壓器電路
405:整流濾波電路
403-1:諧振槽變壓器電路方塊
Claims (10)
- 一種具有可變匝數比之LLC諧振電源轉換器，包括：一開關電路電性耦接一輸入直流電壓，用以將該直流電壓轉換為切換訊號；一諧振槽電性耦接該開關電路，該諧振槽由諧振電感、激磁電感以及諧振電容組成，用於接收該切換訊號以提供電性耦接的一變壓器電路之一次側電流；其中，該變壓器電路電性耦接該諧振槽，該變壓器電路包含複數個分立的變壓器，每一個變壓器具有一次側繞組以及二次側繞組，其中，個別變壓器的一次側繞組與二次側繞組之一具有不同匝數，可以動態地選擇與該諧振槽電性耦接或隔離，且可以動態地選擇與其他變壓器的一次側繞組串聯或並聯，形成動態變化的等效一次側繞組；其中，每個變壓器的二次側繞組與一次側繞組之一的匝數固定且相同，使得該變壓器電路中的匝數比得以相應動態地改變；以及一整流濾波電路耦接該變壓器電路，用於整流濾波由該變壓器電路的二次側繞組輸出的二次側電流，以提供一輸出電壓；其中，該諧振電感一端電性耦合該開關電路，另一端串聯該等效一次側繞組；該激磁電感串聯該諧振電感，該諧振電容一端串聯該諧振電感另一端電性耦合該開關電路；該激磁電感並聯該等效一次側繞組。
- 如請求項1所述的具有可變匝數比之LLC諧振電源轉換器，其中上述形成動態變化的該等效一次側繞組，係透過複數個開關配置來動態調整該一次側繞組的串並聯形式。
- 如請求項2所述的具有可變匝數比之LLC諧振電源轉換器，其中上述之複數個開關為電晶體開關元件、繼電器等各種形式的開關。
- 如請求項3所述的具有可變匝數比之LLC諧振電源轉換器，其中上述之諧振電感、該激磁電感與該匝數比均能透過該複數個開關配置被動態調整。
- 如請求項1所述的具有可變匝數比之LLC諧振電源轉換器，其中上述之一次側繞組以及該二次側繞組均設置於多層式印刷電路板上，以有效減少繞線造成的雜散特性。
- 如請求項5所述的具有可變匝數比之LLC諧振電源轉換器，更包含一可調式電容設置於該多層式印刷電路板中，與該變壓器的該一次側繞組以及該二次側繞組整合形成附加的諧振電容。
- 如請求項6所述的具有可變匝數比之LLC諧振電源轉換器，其中上述之可調式電容係於該多層式印刷電路板選定區域中，於各層相同位置製作具有固定面積及尺寸的金屬板，該複數個金屬板與其間的複數個介電層可以組合為電容，並與該變壓器的繞組整合形成上述附加的諧振電容。
- 如請求項7所述的具有可變匝數比之LLC諧振電源轉換器，其中 上述之附加的諧振電容，藉由調整電容極板間的距離以及改變電容極板正負端的配置，可以改變LLC諧振電源轉換器諧振槽的諧振電容值。
- 如請求項8所述的具有可變匝數比之LLC諧振電源轉換器，其中上述附加的諧振電容，可以透過對該附加的諧振電容與該變壓器的繞組間配置複數個開關來實現與該諧振電容並聯、串聯或是完全隔離。
- 如請求項4所述的具有可變匝數比之LLC諧振電源轉換器，其中上述複數個開關配置，係透過一電性耦合該LLC諧振電源轉換器的外部控制器，根據該外部控制器所接收到的輸出電壓回授及輸出電流回授，分別對該諧振槽以及該變壓器輸出相應的諧振電容調整訊號以及匝數比調整訊號，進而動態調整該諧振電容的大小以及變壓器的匝數比，以達到調整該LLC諧振電源轉換器的輸出電壓和輸出電流的範圍之目的。
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| US17/966,833 US20240079952A1 (en) | 2022-09-05 | 2022-10-15 | LLC Resonant Converter with Variable Turns Ratio |
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Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| TW202412452A TW202412452A (zh) | 2024-03-16 |
| TWI837809B true TWI837809B (zh) | 2024-04-01 |
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Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2019238039A1 (zh) | 2018-06-14 | 2019-12-19 | 中兴通讯股份有限公司 | 检测llc变换器谐振频率的方法、设备和存储介质 |
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2019238039A1 (zh) | 2018-06-14 | 2019-12-19 | 中兴通讯股份有限公司 | 检测llc变换器谐振频率的方法、设备和存储介质 |
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