TW202412443A

TW202412443A - 具有可變諧振槽設計之llc諧振電源轉換器

Info

Publication number: TW202412443A
Application number: TW111133572A
Authority: TW
Inventors: 陳俊成; 李建興; 董耀駿
Original assignee: 飛宏科技股份有限公司
Filing date: 2022-09-05
Publication date: 2024-03-16

Abstract

一種具有可變諧振槽設計之LLC諧振電源轉換器，包括：一開關電路用以將直流電壓轉換為切換訊號；一可變諧振槽電性耦接開關電路，用於接收切換訊號以提供一次側電流；一變壓器電路具有一次側繞組以及二次側繞組；以及一整流濾波電路，用於整流濾波二次側電流，以提供輸出電壓；其中，可變諧振槽電性耦合開關電路以及變壓器電路，其包含可變激磁電感、可變諧振電感及可變諧振電容串聯在一起，根據輸出電流的需求動態地調整LLC諧振電源轉換器的增益曲線。

Description

具有可變諧振槽設計之LLC諧振電源轉換器

本發明涉及一種LLC諧振電源轉換器，特別是一種具有可變諧振槽設計之LLC諧振電源轉換器。

在傳統的切換式電源中，通常採用磁性元件實現濾波，能量儲存和傳輸。切換元件的工作頻率越高，磁性元件的尺寸就可以越小，電源裝置的小型化、輕量化和低成本化就越容易實現。切換頻率提高會相應的提升切換元件的切換損耗，因此軟切換(soft-switching)技術應運而生。要實現理想的軟切換，最好的情況是使開關(切換元件)在電壓和電流同時為零時關斷和導通(zero-voltage switching, ZVS；zero-current switching, ZCS)，這樣損耗才會真正為零。要實現這個目標，必須採用諧振技術。

根據電路原理，電感與電容串聯或並聯可以構成諧振電路，使得在電源為直流電源時，電路中的電流按照正弦規律變化。由於電流或電壓按正弦規律變化，存在過零點，如果此時切換元件開通或關斷，產生的損耗就為零。

LLC諧振電源轉換器是具有三個電抗元件 (reactive elements)的諧振逆變器 (resonant inverter)，其中直流輸入電壓 (DC input voltage)透過配置為半橋或全橋的開關網路 (switch network)轉換為方波，以饋送到LLC諧振槽 (LLC resonant tank)，從而有效濾除諧波，提供如正弦波之電壓和電流波形。這反過來又為提供電壓縮放和初級-次級隔離的變壓器供電。轉換器的功率流，是經由調變相對於諧振槽電路諧振的方波頻率來控制。在 LLC 諧振電源轉換器中，所有半導體開關在初級MOSFETs 導通時都是軟切換(soft switching)或零電壓切換 (zero-voltage switching, ZVS)，在導通和關斷時次級整流器(rectifiers in the secondary)都是零電流開關 (zero-current switching, ZCS)，導致低電磁輻射位準 (electromagnetic emission levels)。此外，它還可以實現磁性組件的高度整合(high degree of integration)，進而能夠設計出具有更高效率和功率密度的轉換器。

LLC 諧振電源轉換器是串聯諧振轉換器的一種拓樸形式，可提供與輸入訊號隔離的輸出電壓訊號。 LLC 諧振電源轉換器包括一個具有與變壓器初級繞組的串聯諧振電路。切換電路將諧振電路或儲能電路的切換節點交替地耦合到正電源節點和接地節點，以提供流過變壓器初級繞組的交流諧振電流。次級電路（例如整流器）提供輸出電壓來驅動負載。其中，次級電路可以包括同步整流器開關或二極體整流器。初級側切換電路可以被調節，用以規範輸出電壓。LLC 諧振電源轉換器具有高效率和高功率密度，並且可以在相當寬的負載範圍內為初級側開關提供零電壓切換和低關斷電流。這些優勢使 LLC 諧振電源轉換器適用於各種應用，例如高性能伺服器和電信應用。

如前面所提及的，當初級側切換頻率低於諧振頻率時，初級側開關可以零電流切換。這有助於提高電壓增益能力，並且不會降低具有保持時間(hold-up time)要求的應用的效率。在高開關頻率下運行可以減小 LLC 諧振電源轉換器中磁性元件和電容器的尺寸。然而，這會增加與切換相關的損耗和磁性元件損耗，從而導致效率低下。由於磁芯損耗和繞組損耗，特別是在高切換頻率下，用於 LLC 諧振電源轉換器的磁性元件仍然是提高轉換器效率的限制。需要進一步改進以支持 LLC 諧振電源轉換器的更高效率和功率密度。

LLC諧振電源轉換器的諧振槽 (resonant tank)設計定型後，當輸出電壓或電流需要調整時，可以經由改變操作頻率來達到期望增益值。然而一旦輸出電壓或電流要求超出原先諧振槽設計時，電源轉換器便無法動作，因此加寬LLC諧振電源轉換器輸出電壓和電流範圍顯得相當重要。

LLC諧振電源轉換器設計定型後，其諧振槽參數固定，輸出電壓與輸出電流範圍固定，若輸出電壓與電流變化超過範圍值，因諧振槽參數無法變化，電源轉換器無法輸出對應的電壓或電流。如何藉由諧振槽參數的調整，使其滿足越來越寬的輸出電壓電流需求是LLC諧振電源轉換器發展趨勢。

因此，透過改變諧振電感與諧振電容調整諧振槽 (resonant tank)參數來調整LLC諧振電源轉換器的輸出電壓與電流範圍值，對於改進現有LLC諧振電源轉換器的缺失是有迫切需求的。

基於上述，藉由改變諧振電感與電容調整諧振槽參數設計，調整輸出電壓與輸出電流範圍，使其可以在各個輸出區間都能適配。

根據上述設計概念，本發明提出一種具有可變諧振槽設計之LLC諧振電源轉換器，包括：一開關電路電性耦接一輸入直流電壓，用以將該直流電壓轉換為切換訊號；一可變諧振槽電性耦接該開關電路，該可變諧振槽由一可變諧振電感、一可變激磁電感以及一可變諧振電容串聯組成，用於接收該切換訊號以提供一次側電流；一變壓器電路電性耦接該可變諧振槽，該變壓器電路具有一次側繞組以及二次側繞組；以及一整流濾波電路耦接該變壓器電路，用於整流濾波由該變壓器電路的二次側繞組輸出的二次側電流，以提供一輸出電壓；其中，該可變諧振電感根據該LLC諧振電源轉換器的輸出電流的需求，動態地調整該LLC諧振電源轉換器的增益曲線；其中，該可變諧振電感一端電性耦合該開關電路，另一端串聯該一次側繞組；該可變激磁電感串聯該可變諧振電感，該可變諧振電容一端串聯該可變激磁電感及該一次側繞組，另一端電性耦合該開關電路；該可變激磁電感並聯該一次側繞組。

以一實施例而言，上述之可變激磁電感包含一初始固定激磁電感電性耦接一第一電感；上述可變諧振電感包含一初始固定諧振電感電性耦接一第二電感；上述可變諧振電容包含一初始固定諧振電容耦接一第一電容，其中該可變諧振電感、該激磁電感與該諧振電容均能透過複數個開關配置被動態調整。

以一實施例而言，上述之可變激磁電感中的該第一電感，是變壓器本身的漏感或外加電感，係透過開關元件、繼電器等任何形式的開關調整該可變諧振槽的磁性元件內繞組的變化，或是串並聯外加磁性元件的方式來調整該諧振槽內電感值；上述之可變諧振電感，用於調整品質因子Q但保持電感比值K不變，使得該LLC諧振電源轉換器的增益曲線可以隨著輸出電流 I _o 的需求被相應的動態調整。

以一實施例而言，上述複數個開關為電晶體開關元件、繼電器等各種形式的開關。

以一實施例而言，上述之可變諧振電容中的第一電容為電路雜散電容或外加電容，透過開關元件、繼電器等任何形式的開關調整電容串並聯來改變該諧振槽內電容值。

以一實施例而言，上述之可變諧振電感中的該第二電感，為變壓器本身的電感或外加電感，透過開關元件、繼電器等任何形式的開關改變該可變諧振槽的磁性元件內繞組的變化，或是以串並聯外加磁性元件的方式來調整該諧振槽內的電感值。

以一實施例而言，上述改變磁性元件內繞組的變化或是串並聯外加磁性元件的方式，可以透過對繞組間配置複數個開關來實現。

以一實施例而言，上述之可變諧振電感，用於調整品質因子Q但保持電感比值K不變，使得該LLC諧振電源轉換器的增益曲線可以隨著輸出電流 I _o 的需求被相應的動態調整。

以一實施例而言，上述之可變諧振電感用於調整品質因子Q以及電感比值K，使得該LLC諧振電源轉換器的增益曲線可以隨著輸出電流 I _o 的需求被相應的動態調整。

以一實施例而言，上述複數個開關配置，係透過一電性耦合該LLC諧振電源轉換器的外部控制器，根據該外部控制器所接收到的輸出電壓回授及輸出電流回授，分別對該可變諧振槽以及該變壓器電路輸出相應的諧振槽調整訊號，進而動態調整該可變激磁電感、該可變諧振電容及該可變諧振電感的大小，以達到調整該LLC諧振電源轉換器的輸出電壓和輸出電流的範圍之目的。

此處本發明將針對發明具體實施例及其觀點加以詳細描述，此類描述為解釋本發明之結構或步驟流程，其係供以說明之用而非用以限制本發明之申請專利範圍。因此，除說明書中之具體實施例與較佳實施例外，本發明亦可廣泛施行於其他不同的實施例中。以下藉由特定的具體實施例說明本發明之實施方式，熟悉此技術之人士可藉由本說明書所揭示之內容輕易地瞭解本發明之功效性與其優點。且本發明亦可藉由其他具體實施例加以運用及實施，本說明書所闡述之各項細節亦可基於不同需求而應用，且在不悖離本發明之精神下進行各種不同的修飾或變更。

如先前於背景技術所描述，LLC諧振電源轉換器設計定型後，其諧振槽參數固定，輸出電壓與輸出電流範圍固定，若輸出電壓與電流變化超過範圍值，因諧振槽參數無法變化，電源轉換器無法輸出對應的電壓或電流。如何藉由諧振槽參數的調整，使其滿足越來越寬的輸出電壓電流需求是LLC諧振電源轉換器發展趨勢。

圖1為現行的LLC諧振電源轉換器100的電路架構示意圖，採用同步整流整合的陣列變壓器鐵芯的全橋LLC諧振電源諧振轉換器。LLC諧振電源轉換器用以將直流輸入電壓 V _in 轉換為直流輸出電壓 V _o ，以提供給負載 R _L 使用，其包括半橋開關電路101、諧振槽103、變壓器104以及整流濾波電路105。開關電路101用於控制直流電壓 V _in 的輸入。諧振槽103耦接開關電路101，其包括串聯連接的諧振電感 L _r 、激磁電感 L _m 以及諧振電容 C _r 。變壓器104耦接諧振槽103，包含磁芯、一次側(主次側)繞組 N _p1、…N _p4以及二次側繞組 N _s1 、 N _s2…N _s7 、 N _s8 ，二次側繞組的整流形式為中心抽頭，透過整流開關 S _r1 、 S _r2… S _r7 、 S _r8 整流(此僅為範例說明，二次側繞組的整流方式不限定為中心抽頭，也可以使用整流二極體)。

於LLC諧振電源轉換器100操作過程中，半橋開關電路101的輸出/入節點會由於切換開關的週期性切換而輪流導通，生成週期性變化的切換訊號。當訊號輸入至諧振槽103時，激磁電感 L _m 被激磁而反覆產生電壓及反電動勢，由於變壓器104的一次側繞組 N _p1 、 …N _p4與諧振槽103的諧振電感 L _r 以及諧振電容 C _r 串聯，與激磁電感 L _m 並聯，使電路中而形成按正弦規律變化的一次側電流，且變壓器104的二次側線圈 N _s1、 N _s ₂… N _s7、 N _s8持續產生週期性變化的電流，透過整流濾波電路105會將其整流並濾波，使其轉換為直流電流輸出，以提供直流輸出電壓 V _o 給負載 R _L 。基本上，一旦LLC諧振電源轉換器100的電路拓樸確定，其諧振槽參數就已確定，無法針對不同操作情境進行調節。亦即，無法根據操作需要調整其輸出電壓和輸出電流的範圍。

為了改善LLC電源轉換器的功率密度以及增加輸出電壓和輸出電流範圍。本發明提出透過導入改變諧振電感與電容調整諧振槽參數設計，調整輸出電壓與輸出電流範圍，使其可以在各個輸出區間都能適配。

本發明提出之技術手段為透過設計一具有可變諧振槽的LLC諧振電源轉換器200，改變LLC諧振電源轉換器的諧振槽參數，以得到較大的輸出電壓和輸出電流範圍並提高LLC諧振電源轉換器的功率密度。

圖2顯示本發明提出具有可變諧振槽的LLC諧振電源轉換器中， LLC諧振電源轉換器的電路中諧振槽203耦接變壓器電路204的諧振槽變壓器電路方塊203-1，根據上述設計概念，如圖2所示透過可變 L _r' 、 L _m' 和 C _r' 來調整諧振槽參數，讓調整操作頻率可達到所需的電壓增益，實現寬輸出電壓與電流的特性。其中，上述可變諧振電感 L _r' 、可變激磁電感 L _m' 以及可變諧振電容 C _r' 是以串聯方式連接，變壓器電路204的一次側繞組 N _p 與可變激磁電感並聯。

LLC電源轉換器增益值為式(1)，若 L _r 、 L _m 、 C _r 和 N都為固定值，其中， L _r 為諧振電感、 L _m 為激磁電感、 C _r 諧振電容、 N為變壓器204的一次側/二次側繞組的匝數比，增益值 M( f _s , K, Q)由輸出電流 I _o 、輸出電壓 V _o 和操作頻率 f _s 決定，當 I _o 、 V _o 為目標值，則改變獲得所需增益值 M( f _s , K, Q)。 [數學式1] 其中， K= L _r / L _m (電感比值)； (品質因數)； (諧振頻率)； N為變壓器的匝數比。

圖3(A)顯示本發明提出的可變諧振槽設計示意圖的一個實施例，圖示中直接描繪了耦接可變諧振槽303以及變壓器304的諧振槽變壓器電路方塊303-1，初始狀態為開關S ₁導通、S ₂和S ₃不導通(即圖3(A)的左圖)，在諧振槽參數固定時， I _o 、 V _o 改變會改變 Q值，根據 Q值變化畫出增益曲線 M( f _s, K, Q)與操作頻率 f _s 的關係圖，如圖3(B)所示，若 I _o 需求增加， Q值由 Q1變化到 Q2，增益值從超過1.5變化成不超過1.5(由曲線311變化成曲線313)，電源轉換器無法操作到所需的增益值；此時若開關S ₂導通(即圖3(A)的右圖)，與初始狀態相比，會造成諧振槽的 L _m 值由一固定值變成可變的 L _m' ( 即 L _m // L _m1 )，其包含初始固定激磁電感 L _m 電性耦接第一電感 L _m1 ，可藉由開關S ₂導通來調整等效的諧振槽參數 L _m' (即可變激磁電感)得到在改變的 K1參數(由 K改變為 K1)，如圖3(B)所示，若 I _o 需求增加，相對應的Q1、Q2增益曲線為曲線321與曲線323，於K1參數下的Q2增益值大於1.5，可滿足增益需求。

以上所舉的例子，僅作為示例， L _m 與 L _m1 之間的電性耦合可以有諸多不同組合方式，根據不同的應用，選擇以串聯或並聯方式電性耦合，在此不逐一列舉，以上僅為說明用途，並非用於限制本發明權利要求的範圍。

於一實施例，上述第一電感 L _m1 可以是變壓器本身的漏感或外加電感，可透過開關元件、繼電器等任何形式的開關改變磁性元件內繞組的變化或是串並聯外加磁性元件的方式調整諧振槽內電感值，進而動態地調整諧振參數 K，即電感比值，使得增益曲線 M( f _s, K, Q)可以隨著 I _o 需求被相應的動態調整。

於一實施例，上述諧振參數 K的調整，亦即調整磁性元件內繞組的變化或是串並聯外加磁性元件的方式，可以透過對繞組間配置複數個開關來實現。上述複數個開關，可以為開關元件、電晶體開關或是繼電器等任何形式的開關。

圖4(A)顯示本發明提出的可變諧振槽設計示意圖的另一個實施例，圖示中直接描繪了耦接可變諧振槽403以及變壓器404的諧振槽變壓器電路方塊403-1，初始狀態為開關S ₁導通、S ₂和S ₃不導通(即圖4(A)的左圖)，若 I _o 需求增加， Q值由 Q1變化到 Q2，請參考圖4(B)，增益值從超過1.5變化成不超過1.5(由曲線411變化成曲線413) 電源轉換器無法操作到所需的增益值；若將開關S ₃狀態改成導通(即圖4(A)的右圖)，則諧振槽的 C _r 值改變成 C _r ' = C _r + C _r1 (可變諧振電容)，其包含初始固定電容 C _r 電性耦接第一電容 C _r1 ；與初始狀態相比，開關S ₃狀態改成導通造成 Q值改變但 K值保持相同，可畫出增益曲線 M( f _s, K, Q)與操作頻率 f _s 的關係圖，如圖4(B)所示，若 I _o 需求增加，在相同的 K參數下， Q值由 Qc變化為 Qd，相應的增益曲線為曲線421與曲線423，於 K參數下的 Qd增益值大於1.5，可滿足增益需求。

以上所舉的例子，僅作為示例，C _r 與C _r1 之間的電性耦合可以有諸多不同組合方式，根據不同的應用，選擇以串聯或並聯方式電性耦合，在此不逐一列舉，以上僅為說明用途，並非用於限制本發明權利要求的範圍。

於一實施例，上述第一諧振電容 C _r1 可為電路雜散電容或外加電容，可透過開關元件、繼電器等任何形式的開關調整電容串並聯改變諧振槽內電容值。

於一實施例，上述利用調整電容串並聯改變諧振槽內電容值，可以透過對不同的電容之間配置複數個開關來實現。

圖5(A)顯示本發明提出的可變諧振槽設計示意圖的再一個實施例，圖示中直接描繪了耦接可變諧振槽503以及變壓器504的諧振槽變壓器電路方塊503-1，初始狀態為開關S ₁導通、S ₂和S ₃不導通(即圖5(A)的左圖)，若 I _o 需求增加， Q值由 Q1變化到 Q2，增益值從超過1.5變化成不超過1.5(由曲線511變化成曲線513)，如圖5(B)所示，電源轉換器無法操作到所需的增益值；若讓開關S ₁不導通(即圖5(A)的右圖)，可以將諧振槽的 L _r 調整成 L _r ' = L _r + L _r1 (可變諧振電感)，其包含初始固定諧振電感 L _r 電性耦接第二電感 L _r1 ，與初始狀態相比，開關S ₁狀態改成不導通造成 K值與 Q值皆變動，可畫出增益曲線 M( f _s, K, Q)與操作頻率 f _s 的關係圖，其中 K值由 K變化為 K2，若 I _o 需求增加， Q值由 Q3變化到 Q4，相應的增益曲線為曲線521與成曲線523，可得到在 K2參數下 Q4的增益值大於1.5，可滿足增益需求。

以上所舉的例子，僅作為示例， L _r 與 L _r1 之間的電性耦合可以有諸多不同組合方式，根據不同的應用，選擇以串聯或並聯方式電性耦合，在此不逐一列舉，以上僅為說明用途，並非用於限制本發明權利要求的範圍。

於一實施例，上述第二電感 L _r1 可為變壓器本身的電感或外加電感，可透過開關元件、繼電器等任何形式的開關改變磁性元件內繞組的變化或是以串並聯外加磁性元件的方式調整諧振槽內的電感值。

於一實施例，上述磁性元件內繞組的變化或是串並聯外加磁性元件的方式，可以透過對繞組間配置複數個開關來實現。上述複數個開關，可以為開關元件、電晶體開關或是繼電器等任何形式的開關。

於一實施例，上述開關S ₁、S ₂及S ₃可以為開關元件、電晶體開關或是繼電器等任何形式的開關。

圖6顯示LLC諧振電源轉換器的電路方塊圖及相關操作控制流程。LLC諧振電源轉換器用以將輸入直流電壓 V _in 轉換為直流輸出電壓 V _o ，以提供給負載使用，其包括全橋/半橋開關電路601、諧振槽及變壓器電路603、整流濾波電路605以及外部的控制電路607。全橋/半橋開關電路601，透過外部的控制電路607控制全橋/半橋電路601中的上橋切換開關或下橋切換開關的導通或關斷，用於導入週期變化的切換訊號輸入至與其耦接的諧振槽及變壓器電路603，使電路中的電流按正弦規律變化，接著由耦接諧振槽及變壓器603二次側繞組的整流濾波電路605整流濾波二次側繞組的電流，生成直流電流 I _o 並輸出直流電壓 V _o 以提供給負載使用。

諧振槽及變壓器電路603功能方塊，包含耦接全橋/半橋開關電路601的諧振槽(包括串聯連接的諧振電感 L _r 、激磁電感 L _m 以及諧振電容 C _r )以及耦接諧振槽的變壓器(包含磁芯、一次側(主次側)繞組以及二次側繞組)，變壓器的二次側繞組耦接整流濾波電路605(透過整流開關整流)。其中，LLC諧振電源轉換器的電路中的諧振槽及變壓器電路603，其具體實施方式及設計概念可以參考圖2-5；於LLC諧振電源轉換器操作過程中，整流濾波電路605會將輸入二次側的訊號(電流或是電壓)整流並濾波，使其轉換為直流輸出，以提供直流輸出電壓 V _o 。外部的控制電路607與上述全橋/半橋開關電路601、諧振槽及變壓器603以及整流濾波電路605耦接；其中，外部的控制電路607接收LLC諧振電源轉換器的輸出電壓回授、輸出電流回授以及外部通訊訊號(確認輸出電壓)，並能根據輸出電壓回授、輸出電流回授以及外部通訊訊號輸出開關訊號，以控制全橋/半橋電路601中的上橋切換開關或下橋切換開關的導通或關斷，並且能夠根據所接收到的輸出電壓回授及輸出電流回授，分別對諧振槽以及變壓器輸出相應的諧振槽調整訊號，進而動態調整激磁電感 L _m 、諧振電容 C _r 及諧振電感 L _r 大小，以達到調整其輸出電壓和輸出電流的範圍之目的。

以一較佳實施例而言，上述外部的控制電路607可以是微處理器、微控制器(MCU)、數位訊號處理器(DSP)或是具有類似功能的運算處理裝置。

基本上，一旦LLC諧振電源轉換器的電路拓樸確定，其諧振槽參數 L _r 、 L _m 及 C _r 就已確定，無法針對不同操作情境進行調節。亦即，無法根據操作需要調整其輸出電壓和輸出電流的範圍。當需要寬輸出電壓及電流區間時，LLC諧振電源轉換器無法調整操作頻率達到所需的電壓增益值；常見解決方法用兩級電源轉換器來達到所需的電壓增益，但是兩級電源轉換器的效率低落，本發明透過可變 L _r 、 L _m 和 C _r 來調整諧振槽參數，讓調整操作頻率可達到所需的電壓增益，實現寬輸出電壓與電流的特性。

以上實施例僅用以說明本發明的技術方案，而非對其限制；儘管參照前述實施例對本發明及其效益進行詳細說明，本領域的普通技術人員應當理解：其依然可以對前述各實施例所記載的進行修改，或者對其中部分技術特徵進行等同替換；而這些修改或替換，並不使相應技術方案的本質脫離本發明權利要求的範圍。

101:半橋開關電路 103:諧振槽 104:變壓器 105:整流濾波電路 203:諧振槽 204:變壓器電路 203-1:諧振槽變壓器電路方塊 303:可變諧振槽 304:變壓器 303-1:諧振槽變壓器電路方塊 311,313,321,323:曲線 403:可變諧振槽 404:變壓器 403-1:諧振槽變壓器電路方塊 411,413,421,423:曲線 503:可變諧振槽 504:變壓器 503-1:諧振槽變壓器電路方塊 511,513,521,523:曲線 601:全橋/半橋開關電路 603:諧振槽及變壓器電路 605:整流濾波電路 607:外部的控制電路

［圖1］顯示習知技術中LLC諧振電源轉換器的電路架構示意圖。

［圖2］顯示根據本發明的一個實施例所提出的LLC諧振電源轉換器中，可變諧振槽設計的電路示意圖。

［圖3(A)］顯示本發明所提出可變諧振槽設計的一個實施例。

［圖3(B)］顯示根據圖3(A)所提出可變諧振槽設計與原始的固定諧振槽設計間的增益曲線比較。

［圖4(A)］顯示根據本發明所提出可變諧振槽設計的另一個實施例。

［圖4(B)］顯示根據圖4(A)所提出可變諧振槽設計與原始的固定諧振槽設計間的增益曲線比較。

［圖5(A)］顯示根據本發明所提出可變諧振槽設計的再一個實施例。

［圖5(B)］顯示根據圖5(A)所提出可變諧振槽設計與原始的固定諧振槽設計間的增益曲線比較。

［圖6］顯示根據本發明的一個實施例所提出，LLC諧振電源轉換器的電路方塊圖及相關操作控制流程。

203:諧振槽

204:變壓器電路

203-1:諧振槽變壓器電路方塊

Claims

一種具有可變諧振槽設計之LLC諧振電源轉換器，包括：一開關電路電性耦接一輸入直流電壓，用以將該直流電壓轉換為切換訊號；一可變諧振槽電性耦接該開關電路，該可變諧振槽由一可變諧振電感、一可變激磁電感以及一可變諧振電容串聯組成，用於接收該切換訊號以提供一次側電流；一變壓器電路電性耦接該可變諧振槽，該變壓器電路具有一次側繞組以及二次側繞組；以及一整流濾波電路耦接該變壓器電路，用於整流濾波由該變壓器電路的二次側繞組輸出的二次側電流，以提供一輸出電壓；其中，該可變諧振槽根據該LLC諧振電源轉換器的輸出電流的需求，動態地調整該LLC諧振電源轉換器的增益曲線；其中，該可變諧振電感的一端電性耦合該開關電路，另一端串聯該一次側繞組；該可變激磁電感串聯該可變諧振電感，該可變諧振電容一端串聯該可變激磁電感及該一次側繞組，另一端電性耦合該開關電路；該可變激磁電感並聯該一次側繞組。
如請求項1所述的具有可變諧振槽設計之LLC諧振電源轉換器，其中上述可變激磁電感包含一初始固定激磁電感電性耦接一第一電感；上述可變諧振電感包含一初始固定諧振電感電性耦接一第二電感；上述可變諧振電容包含一初始固定諧振電容耦接一第一電容，其中該可變諧振電感、該激磁電感與該諧振電容均能透過複數個開關配置被動態調整。
如請求項2所述的具有可變諧振槽設計之LLC諧振電源轉換器，其中上述之可變激磁電感中的該第一電感，是變壓器本身的漏感或外加電感，係透過開關元件、繼電器等任何形式的開關調整該可變諧振槽的磁性元件內繞組的變化，或是串並聯外加磁性元件的方式來調整該諧振槽內電感值；其中上述之可變激磁電感用於動態地調整其中一個諧振槽參數 K，即電感比值，使得該LLC諧振電源轉換器的增益曲線隨著其輸出電流 I _o 的需求被相應動態地調整。
如請求項2所述的具有可變諧振槽設計之LLC諧振電源轉換器，其中上述之複數個開關為電晶體開關元件、繼電器等各種形式的開關。
如請求項2所述的具有可變諧振槽設計之LLC諧振電源轉換器，其中上述之可變諧振電容中的第一電容為電路雜散電容或外加電容，透過開關元件、繼電器等任何形式的開關調整電容串並聯來改變該諧振槽內電容值。
如請求項2所述的具有可變諧振槽設計之LLC諧振電源轉換器，其中上述之可變諧振電感中的該第二電感，為變壓器本身的電感或外加電感，透過開關元件、繼電器等任何形式的開關改變該可變諧振槽的磁性元件內繞組的變化，或是以串並聯外加磁性元件的方式來調整該諧振槽內的電感值。
如請求項6所述的具有可變諧振槽設計之LLC諧振電源轉換器，其中上述改變磁性元件內繞組的變化或是串並聯外加磁性元件的方式，係透過對繞組間配置複數個開關來實現。
如請求項5所述的具有可變諧振槽設計之LLC諧振電源轉換器，其中上述之可變諧振電容，用於調整品質因子Q但保持電感比值K不變，使得該LLC諧振電源轉換器的增益曲線隨著其輸出電流 I _o 的需求被相應的動態調整。
如請求項7所述的具有可變諧振槽設計之LLC諧振電源轉換器，其中上述之可變諧振電感用於調整品質因子Q以及電感比值K，使得該LLC諧振電源轉換器的增益曲線隨著輸出電流 I _o 的需求被相應的動態調整。
如請求項2所述的具有可變諧振槽設計之LLC諧振電源轉換器，其中上述複數個開關配置，係透過一電性耦合該LLC諧振電源轉換器的外部控制器，根據該外部控制器所接收到的輸出電壓回授及輸出電流回授，分別對該可變諧振槽以及該變壓器電路輸出相應的諧振槽調整訊號，進而動態調整該可變激磁電感、該可變諧振電容及該可變諧振電感的大小，以達到調整該LLC諧振電源轉換器的輸出電壓和輸出電流的範圍之目的。