TWI837808B - 具有印刷電路板繞組之llc諧振電源轉換器 - Google Patents
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Abstract
一種具有印刷電路板繞組之LLC諧振電源轉換器，包括：開關電路電性耦接輸入直流電壓，將直流電壓轉換為切換訊號；諧振槽電性耦接開關電路，接收切換訊號以提供一次側電流；變壓器電路電性耦接諧振槽，其包含複數個分立的變壓器，每一個變壓器具有一次及二次側繞組設置於印刷電路板上，個別變壓器的一次側繞組可以選擇與其他變壓器的一次側繞串並聯，形成動態變化的等效一次側繞組，並保持匝數比使諧振槽得以被相應地微調。諧振槽根據LLC諧振電源轉換器的輸出電流需求，透過電性耦接外部激磁電感、諧振電容或諧振電感，動態地調整增益曲線。
Description
本發明涉及一種LLC諧振電源轉換器，特別是一種具有印刷電路板繞組之LLC諧振電源轉換器。
在傳統的切換式電源中，通常採用磁性元件實現濾波，能量儲存和傳輸。切換元件的工作頻率越高，磁性元件的尺寸就可以越小，電源裝置的小型化、輕量化和低成本化就越容易實現。切換頻率提高會相應的提升切換元件的切換損耗，因此軟切換(soft-switching)技術應運而生。要實現理想的軟切換，最好的情況是使開關(切換元件)在電壓和電流同時為零時關斷和導通(zero-voltage switching,ZVS；zero-current switching,ZCS)，這樣損耗才會真正為零。要實現這個目標，必須採用諧振技術。
根據電路原理，電感與電容串聯或並聯可以構成諧振電路，使得在電源為直流電源時，電路中的電流按照正弦規律變化。由於電流或電壓按正弦規律變化，存在過零點，如果此時切換元件開通或關斷，產生的損耗就為零。
LLC諧振電源轉換器是具有三個電抗元件(reactive elements)的諧振逆變器(resonant inverter)，其中直流輸入電壓(DC input voltage)透過配置為半橋或全橋的開關網路(switch network)轉換為方波，以饋送到LLC諧振槽(LLC resonant tank)，從而有效濾除諧波，提供如正弦波之電壓和電流波形。這反過來又為提供電壓縮放和初級-次級隔離的變壓器供電。轉換器的功率流，是經由調變相對於諧振槽電路諧振的方波頻率來控制。在LLC諧振電源轉換器中，所有半導體開關在初級MOSFETs導通時都是軟切換(soft switching)或零電壓切換(zero-voltage switching,ZVS)，在導通和關斷時次級整流器(rectifiers in the secondary)都是零電流開關(zero-current switching,ZCS)，導致低電磁輻射位準(electromagnetic emission levels)。此外，它還可以實現磁性組件的高度整合(high degree of integration)，進而能夠設計出具有更高效率和功率密度的轉換器。
LLC諧振電源轉換器是串聯諧振轉換器的一種拓樸形式，可提供與輸入訊號隔離的輸出電壓訊號。LLC諧振電源轉換器包括一個具有變壓器初級繞組的串聯諧振電路。切換電路將諧振電路或儲能電路的切換節點交替地耦合到正電源節點和接地節點，以提供流過變壓器初級繞組的交流諧振電流。次級電路(例如整流器)提供輸出電壓來驅動負載。其中，次級電路可以包括同步整流器開關或二極體整流器。初級側切換電路可以被調節，用以規範輸出電壓。LLC諧振電轉換器具有高效率和高功率密度，並且可以在相當寬的負載範圍內為初級側開關提供零電壓切換和低關斷電流。這些優勢使LLC諧振電源轉換器適用於各種應用，例如高性能伺服器和電信應用。
如前面所提及的，當初級側切換頻率低於諧振頻率時，可以用零電流切換關斷初級側開關。這有助於提高電壓增益能力，並且不會降低具有保持時間(hold-up time)要求的應用的效率。在高開關頻率下運行可以減小LLC諧振電源轉換器中磁性元件和電容器的尺寸。然而，這會增加與切換相關的損耗和磁性元件損耗，從而導致效率低下。由於磁芯損耗和繞組損耗，特別是在高切換頻率下，用於LLC諧振電源轉換器的磁性元件仍然是提高轉換器效率的限制。需要進一步改進以支持LLC諧振電源轉換器的更高效率和功率密度。
傳統LLC諧振電源轉換器磁性元件體積大，鐵芯及繞組因功率及操作頻率的限制無法降低尺寸，LLC諧振電源轉換器無法改變諧振槽(resonant tank)參數，當輸出電壓或電流要求超出諧振槽設計時，電源轉換器無法動作，如何高效提升功率密度與加寬LLC諧振電源轉換器輸出電壓和電流範圍是LLC諧振電源轉換器發展需面對的問題。
因此，透過導入磁通抵消技術縮小磁性元件尺寸，在印刷電路板上製作變壓器繞組，降低磁性元件雜散特性，改變諧振槽參數得到較大的輸出電壓與電流區間，提高電源轉換器功率密度，對於改進現有LLC諧振電源轉換器的缺失是有迫切需求的。
基於上述，本發明提出一種具有印刷電路板繞組之LLC諧振電源轉換器，包括：一開關電路電性耦接一輸入直流電壓，用以將該直流電壓轉換為
切換訊號；一諧振槽電性耦接該開關電路，該諧振槽由諧振電感、激磁電感以及諧振電容組成，用於接收該切換訊號以提供一次側電流；一變壓器電路電性耦接該諧振槽，該變壓器電路包含複數個分立的變壓器，每一個變壓器具有一次側繞組以及二次側繞組，其中，該一次側繞組以及該二次側繞組係設置於印刷電路板上，以有效減少因繞線造成的雜散特性；其中該印刷電路板上包含複數個通孔、複數層板及複數繞組，其中該複數個通孔對應於該複數個分立的變壓器之磁芯，用於使該複數個分立的變壓器之磁芯各自通過所對應的該複數個通孔；設置於該複數層板的每一層上之該複數繞組，各自圍繞該複數個分立的變壓器之磁芯用於產生感影電動勢；設置於該複數層板的每一層上之該複數繞組為上述一次側或上述二次側繞組；其中，個別變壓器的一次側繞組可以動態地選擇與該諧振槽電性耦接或隔離，且可以動態地選擇與其他變壓器的一次側繞串聯或並聯，形成動態變化的等效一次側繞組，並以保持匝數比的方式使得與該變壓器電路電性耦接的該諧振槽得以被相應的微調；以及一整流濾波電路耦接該變壓器電路，用於整流濾波由該變壓器電路的二次側繞組輸出的二次側電流，以提供一輸出電壓；其中，該諧振電感一端電性耦合該開關電路，另一端串聯該等效一次側繞組；該激磁電感串聯該諧振電感，該諧振電容一端串聯該激磁電感另一端電性耦合該開關電路；該激磁電感並聯該等效一次側繞組；其中，該諧振槽根據該LLC諧振電源轉換器的輸出電流需求，透過電性耦接外部激磁電感、外部諧振電感或外部電容的方式動態地調整該LLC諧振電源轉換器的增益曲線。
以一實施例而言，上述形成動態變化的等效一次側繞組、電性耦接該諧振槽的該外部激磁電感、該外部諧振電感或該外部電容，係透過複數個開
關配置來動態調整。
以一實施例而言，上述複數個開關為電晶體開關元件、繼電器等各種形式的開關。
以一實施例而言，上述之外部激磁電感中，是變壓器本身的漏感或外加電感，係透過上述複數個開關調整該諧振槽的磁性元件內繞組的變化，或是串並聯外加磁性元件的方式來調整該諧振槽內電感值。
以一實施例而言，上述之外部激磁電感用於動態地調整其中一個諧振槽參數K，即電感比值，使得該LLC諧振電源轉換器的增益曲線隨著其輸出電流I o 的需求被相應動態地調整。
以一實施例而言，上述之外部諧振電容中為電路雜散電容或外加電容，透過上述複數個開關調整電容串並聯來改變該諧振槽內電容值。
以一實施例而言，上述之外部諧振電容，用於調整品質因子Q但保持電感比值K不變，使得該LLC諧振電源轉換器的增益曲線隨著其輸出電流I o 的需求被相應的動態調整。
以一實施例而言，上述之外部諧振電感，為變壓器本身的電感或外加電感，透過上述複數個開關改變該諧振槽的磁性元件內繞組的變化，或是以
串並聯外加磁性元件的方式來調整該諧振槽內的電感值。
以一實施例而言，述之外部諧振電感用於調整品質因子Q以及電感比值K，使得該LLC諧振電源轉換器的增益曲線隨著輸出電流I o 的需求被相應的動態調整。
以一實施例而言，上述複數個開關配置，係透過一電性耦合該LLC諧振電源轉換器的外部控制器，根據該外部控制器所接收到的輸出電壓回授及輸出電流回授，分別對該諧振槽以及該變壓器輸出相應的諧振槽調整訊號，以達到調整該LLC諧振電源轉換器的輸出電壓和輸出電流的範圍之目的。
101:半橋開關電路
103:諧振槽
104:變壓器
105:整流濾波電路
20:平面變壓器繞組結構
21,22,23,24:磁芯
27-1,27-2,27-3,27-4:通孔
201:全橋開關電路
203:諧振槽
204:變壓器電路
203-1:電路方塊
205:整流濾波電路
303:諧振槽
304:變壓器電路
303-1:電路方塊
311,313,321,323:曲線
403:諧振槽
404:變壓器電路
403-1:電路方塊
411,413,421,423:曲線
503:諧振槽
504:變壓器電路
503-1:電路方塊
511,513,521,523:曲線
601:全橋/半橋開關電路
603:諧振槽及變壓器電路
605:整流濾波電路
607:外部的控制器
〔圖1〕顯示習知技術中LLC諧振電源轉換器的電路架構示意圖。
〔圖2(A)〕顯示根據本發明的一個實施例所提出的LLC諧振電源轉換器中，具有印刷電路板變壓器繞組的電路示意圖。
〔圖2(B)〕顯示根據本發明的一個實施例所提出的LLC諧振電源轉換器中，具有印刷電路板變壓器繞組的平面視圖。
〔圖2(C)〕顯示根據本發明的一個實施例所提出具有印刷電路板繞組LLC的諧振電源轉換器中，諧振槽設計的電路示意圖。
〔圖2(D)〕顯示根據本發明的一個實施例所提出具有印刷電路板繞組LLC的諧振電源轉換器之電路架構示意圖。
〔圖3(A)〕顯示根據本發明的一個實施例所提出諧振槽設計示意圖。
〔圖3(B)〕顯示根據圖3(A)本發明的一個實施例所提出諧振槽設計與初始諧振槽設計間的增益曲線比較。
〔圖4(A)〕顯示根據本發明的另一個實施例所提出諧振槽設計示意圖。
〔圖4(B)〕顯示根據圖4(A)本發明的一個實施例所提出諧振槽設計與初始諧振槽設計間的增益曲線比較。
〔圖5(A)〕顯示根據本發明的再一個實施例所提出諧振槽設計示意圖。
〔圖5(B)〕顯示根據圖5(A)本發明的一個實施例所提出諧振槽設計與初始諧振槽設計間的增益曲線比較。
〔圖6〕顯示根據本發明的一個實施例所提出，LLC諧振電源轉換器的電路方塊圖及相關操作控制流程。
此處本發明將針對發明具體實施例及其觀點加以詳細描述，此類描述為解釋本發明之結構或步驟流程，其係供以說明之用而非用以限制本發明之申請專利範圍。因此，除說明書中之具體實施例與較佳實施例外，本發明亦可廣泛施行於其他不同的實施例中。以下藉由特定的具體實施例說明本發明之實施方式，熟悉此技術之人士可藉由本說明書所揭示之內容輕易地瞭解本發明之功效性與其優點。且本發明亦可藉由其他具體實施例加以運用及實施，本說明書所闡述之各項細節亦可基於不同需求而應用，且在不悖離本發明之精神下進行各種不同的修飾或變更。
如先前於背景技術所描述，LLC諧振電源轉換器磁性元件體積大，鐵芯及繞組因功率及操作頻率的限制無法降低尺寸，LLC諧振電源轉換器無法改變諧振槽(resonant tank)參數，當輸出電壓或電流要求超出諧振槽設計時，電源轉換器無法動作，如何高效提升功率密度與加寬LLC諧振電源轉換器輸出電壓和電流範圍是LLC諧振電源轉換器發展需面對的問題。
圖1為現行的LLC諧振電源轉換器100的電路架構示意圖，採用同步整流整合的陣列變壓器鐵芯的全橋LLC電源諧振轉換器。LLC諧振電源轉換器用以將直流輸入電壓V in 轉換為直流輸出電壓V o ，以提供給負載R L 使用，其包括半
橋開關電路101、諧振槽103、變壓器104以及整流濾波電路105。開關電路101用於控制直流電壓V in 的輸入。諧振槽103耦接開關電路101，其包括串聯連接的諧振電感L r 、激磁電感L m 以及諧振電容C r 。變壓器104耦接諧振槽103，包含磁芯、一次側(主次側)繞組以及二次側繞組，二次側繞組的整流形式為中心抽頭，透過整流開關整流。
於LLC諧振電源轉換器100的操作過程中，半橋開關電路101的輸出/入節點會由於切換開關的週期性切換而輪流導通，生成週期性變化的切換訊號。當訊號輸入至諧振槽103時，激磁電感L m 被激磁而反覆產生電壓及反電動勢，由於變壓器104的一次側繞組與諧振槽103的諧振電感L r 以及諧振電容C r 串聯，與激磁電感L m 並聯，使電路中而形成按正弦規律變化的一次側電流，且變壓器104的二次側線圈持續產生週期性變化的電流，透過整流濾波電路105會將其整流並濾波，使其轉換為直流電流輸出，以提供直流輸出電壓V o 給負載R L 。基本上，一旦LLC諧振電源轉換器的電路拓樸確定，其諧振槽參數就已確定，無法針對不同操作情境進行調節。亦即，無法根據操作需要調整其輸出電壓和輸出電流的範圍。
為了改善LLC電源轉換器的功率密度以及增加輸出電壓和輸出電流範圍。本發明提出透過導入磁通抵消技術縮小磁性元件尺寸，在印刷電路板上製作變壓器繞組，降低磁性元件雜散特性，改變諧振槽參數得到較大的輸出電壓與電流區間，提高電源轉換器功率密度，以改進現有LLC電源轉換器的缺失。
本發明提出之技術手段為將繞組設計在印刷電路板上，降低繞線造成的雜散特性影響，實現元件如圖2(A)，陣列式變壓器(複數個變壓器的集合)。
圖2(A)顯示本發明LLC諧振電源轉換器中，將變壓器繞組設置於印刷電路板的元件電路示意圖。於圖式中所顯示的實施例，變壓器為四組(T1、T2、T3、T4)，分立的變壓器，其可以以陣列方式配置，由於變壓器的繞組設計於印刷電路板上，圖2中二次側繞組皆設一為1匝，變壓器T1-T4的一次側繞組均設計為N/2匝。若變壓器T1與T2的一次側繞組串聯，其個別一次側繞組的匝數分別為Np1=N/2及Np2=N/2，一次側繞組的組合匝數為N匝，變壓器的匝數比為N：1；若變壓器T1與T3的一次側串聯，則匝數比同樣為N：1，但其L r 與L m 及雜散電容與前述T1與T2的一次側繞組串聯不同；若變壓器T1與T4的一次側串聯，則匝數比為依舊是N：1，但L r 與L m 及雜散電容又與上述串聯方式不同。因為即使選擇於不同兩組變壓器之間的一次側繞組串聯配置，使得匝數比保持相同，然而由於繞組間的相對位置以及距離會隨著不同兩組變壓器之間的串聯配置而變化，導致諧振槽參數L r 與L m 及雜散電容會相應的改變。
於一實施例，PCB上平面變壓器繞組結構20，包括複數層板(例如，四或八層或更多層PCB板)，如圖2(B)所示，於複數層PCB板上形成複數個通孔(27-1、27-2、27-3及27-4)用於分別使陣列式變壓器T1、T2、T3及T4所對應的磁芯21、22、23及24通過，使形成於PCB上各層之繞組(包含一次側、二次側繞組)可以圍繞上述磁芯21、22、23及24以產生感應電動勢；其中，製作於第一層(Layer 1)的二次側繞組的複數組佈線為Ns1-1、Ns1-2、Ns1-3及Ns1-4分別圍繞上述磁芯
21、22、23及24；製作於第二層(Layer 2)的一次側繞組的複數組佈線為Np1-1、Np1-2、Np1-3及Np1-4(未顯示)分別圍繞上述磁芯21、22、23及24；製作於第三層(Layer 3)的一次側繞組的複數組佈線為Np2-1、Np2-2、Np2-3及Np2-4(未顯示)分別圍繞上述磁芯21、22、23及24；製作於第四層(Layer 4)的二次側繞組的複數組佈線為Ns2-1、Ns2-2、Ns2-3及Ns2-4分別圍繞上述磁芯21、22、23及24。
於一實施例，陣列式變壓器，承上所述，一般是採用四層PCB板製作其繞組的佈線；其中，一次側繞組的佈線會被製作於第二層(Layer 2)與第三層(Layer 3)，二次側繞組的佈線會被製作於第一層(Layer 1)與第四層(Layer 4)。
以上所舉的例子，僅選擇以四層PCB板製作變壓器繞組的佈線做說明，類似的概念可以推廣至八層、十六層或是更多層PCB板上所製作之變壓器繞組的佈線。
因此，透過改變繞組串並聯方式，即使匝數比保持不變，仍可以因為繞組於不同層間走線的方式改變而微幅調整諧振槽參數L r 與L m 及雜散電容。
根據本發明的精神，上述圖2(A)所示之變壓器繞組僅作為範例，其中分立之陣列式變壓器之繞組配置可以有不同變化，並不限於4組一次側線圈對4組二次側線圈，也可以4組一次側線圈對1組二次側線圈，或4組一次側線圈對6組二次側線圈。
LLC諧振電源轉換器的電壓增益值由方程式1表示，若L r 、L m 、C r 和N都為固定值，則增益值由輸出電流I o 、輸出電壓V o 和操作頻率f s 決定，當I o 、V o 為目標值，則透過改變f s 獲得所需增益值。
本發明可選擇四種諧振槽改變的方式，即透過(i)調整外部L m 、(ii)調整外部C r 、(iii)調整外部L r 以及(iv)調整變壓器繞組串並聯方式改變L m 與Lr。
圖2(C)顯示根據本發明所提出具有印刷電路板繞組之LLC諧振電源轉換器中的諧振槽203耦接變壓器電路204的電路方塊203-1，依據上述設計概念，如圖2(C)所示，可以於選定設置於印刷電路板之變壓器電路的繞組設置之後，透過複數個開關S1、S2、S3...以串並聯方式外接L m1 、L r1 及C r1 來調整諧振槽；其中電路方塊203-1僅顯示透過並聯方式外接L m1 、L r1 及C r1 ，此僅作為範例，其他外接方式亦包含於本發明的概念中。其中，變壓器電路204包括四組分立的變壓器T1、T2、T3及T4。
圖2(D)顯示根據本發明的實施例之一所提出LLC諧振電源轉換器的電路架構示意圖，如圖2(D)所示，變壓器T1與T2的一次側繞組串聯，其個別一
次側繞組的匝數分別為Np1=N/2及Np2=N/2，一次側繞組的組合匝數為N匝，變壓器的匝數比為N：1，其僅作為範例用於說明；承前段說明即使匝數比保持不變，諧振槽參數L r 與L m 及雜散電容仍能因不同變壓器之間的電性連接方式而被調整。
圖2(D)顯示以變壓器T1與T2的一次側繞組串聯為例，說明於此變壓器電路配置下本發明的LLC諧振電源轉換器的運作。如圖2(D)所示，本發明的LLC諧振電源轉換器將輸入電壓V in 轉換為輸出電壓V o ，以提供給負載使用，其包括全橋開關電路201、諧振槽203、變壓器(T1、T2、T3、T4)、整流濾波電路205以及控制電路(未顯示)。圖2(D)中是以全橋開關電路作為範例，但不限與此，亦可包含半橋開關電路。整流濾波電路205具有連接至變壓器(T1、T2、T3、T4)的整流濾波電路205(包含多組中心抽頭的二次側繞組，每個中心抽頭的二次側繞組包含正半週及負半週繞組，正、負半週繞組個自串接一整流開關及電容，用作正、負半週的整流濾波)。全橋開關電路201包含切換開關Q1、Q2、Q3以及Q4，其中，於正半週操作模式時一次側上橋開關Q1以及一次側下橋開關Q4導通，一次側上橋開關Q3以及一次側下橋開關Q2截止，電流流經L r 、變壓器T1及T2一次側繞組、與變壓器T1及T2一次側繞組並聯之L m 以及C r 並感應各自耦接的二次側繞組之上半週繞組整流濾波後生成輸出電壓V o ，以提供給負載R L 使用；於負半週操作模式時一次側上橋開關Q3以及一次側下橋開關Q2導通，一次側上橋開關Q1以及一次側下橋開關Q4截止，電流流經L r 、變壓器T1及T2一次側繞組、與變壓器T1及T2一次側繞組並聯之L m 以及C r 並感應各自耦接的二次側繞組之下半週繞組整流濾波後生成輸出電壓V o ，以提供給負載R L 使用。
圖2(C)中的諧振槽203耦接變壓器電路204的電路方塊203-1可以有不同變異，根據對電路方塊203-1的變異對LLC諧振電源轉換器的電壓增益值之影響將於後續段落中討論，詳見圖3-5及其相應說明。
圖3(A)顯示根據本發明的實施例之一所提出具有印刷電路板繞組之LLC諧振電源轉換器的電路中，諧振槽303耦接變壓器電路304的電路方塊303-1，根據上述設計概念，於選定的變壓器一次側繞組串聯配置後(例如，變壓器T1以及T2的一次側繞組串聯，變壓器T3以及T4斷開，在諧振槽參數固定時，即圖式中的初始狀態(圖3(A)的左圖)，初始狀態為開關S1、S2和S3均不導通，I o 、V o 改變會改變Q值，根據Q值變化畫出增益曲線M(f s ,K,Q)與操作頻率f s 的關係圖，如圖3(B)所示，若I o 需求加，Q值由Q1變化到Q2，增益值從超過1.5變化成不超過1.5(由曲線311變化成曲線313)，電源轉換器無法操作；若選擇透過調整外部L m 來改變諧振槽，即導通開關S2(圖3(A)的右圖)，與初始狀態相比，諧振槽的L m 值由一固定值變成L m '(即L m //L m1 )，其包含初始固定激磁電感L m 電性耦接第一電感L m1 ，藉由開關S2的導通得到在改變的K1參數下(由K改變為K1)，若I o 需求加，相對應的Q1、Q2增益曲線321變化為曲線323，於K1參數下的Q2增益值大於1.5，可滿足增益需求。
以上所舉的例子，僅作為範例，說明透過如何調整外部L m 來調整諧振槽參數，L m 與L m1 之間的電性耦合可以依據不同應用，例如不同層數印刷電路板，選擇以串聯或並聯方式電性耦合。
於一實施例，上述電性耦接第一電感L m1 可為變壓器本身的電感、漏感或外加電感，透過開關元件、繼電器等任何形式的開關串並聯外加磁性元件的方式調整諧振槽內電感值，進而動態地調整諧振參數K，即電感比值，使得增益曲線M(f s ,K,Q)可以隨著I o 需求被相應地調整。
圖4(A)顯示根據本發明的實施例之一所提出具有印刷電路板繞組之LLC諧振電源轉換器的電路中，諧振槽403耦接變壓器電路404的電路方塊403-1，如何於選定的變壓器一次側繞組串聯配置後(與圖3相同)透過調整外部C r 來改變諧振槽。在諧振槽參數固定時，即圖式中的初始狀態(圖4(A)的左圖)，開關S1、S2和S3均不導通，I o 、V o 改變會改變Q值，根據Q值變化畫出增益曲線M(f s ,K,Q)與操作頻率f s 的關係圖，如圖4(B)所示，若I o 需求增加，Q值由Qa變化到Qb，增益值從超過1.5變化成不超過1.5(由曲線411變化成曲線413)，電源轉換器無法操作；若選擇將開關S3狀態改成導通(即圖4(A)的右圖)，則諧振槽的C r 值改變成C r '=C r +C r1 (可變諧振電容)，其包含初始固定電容C r 電性耦接第一電容C r1 ；與初始狀態相比，開關S3狀態改成導通造成Q值改變但K值保持相同，可畫出增益曲線M(f s ,K,Q)與操作頻率f s 的關係圖，如圖4(B)所示，若I o 需求增加，在相同的K參數下，Q值由Qc變化為Qd，相應的增益曲線為曲線421與曲線423，於K參數下的Qd增益值大於1.5，可滿足增益需求。
以上所舉的例子，僅作為示例，C r 與C r1 之間的電性耦合可以有諸多不同組合方式，根據不同的應用，選擇以串聯或並聯方式電性耦合，在此不逐一列舉，以上僅為說明用途，並非用於限制本發明權利要求的範圍。
於一實施例，上述第一諧振電容C r1 可為電路雜散電容或外加電容，可透過開關元件、繼電器等任何形式的開關調整電容串並聯改變諧振槽內電容值。
於一實施例，上述利用調整電容串並聯改變諧振槽內電容值，可以透過對不同的電容之間配置複數個開關來實現。
圖5(A)顯示本發明提出的實施例之一所提出具有印刷電路板繞組之LLC諧振電源轉換器的電路中，諧振槽503耦接變壓器電路504的電路方塊503-1，如何於選定的變壓器一次側繞組串聯配置後(與圖3相同)透過調整外部L r 來改變諧振槽。初始狀態為開關S1、S2和S3均不導通(即圖5(A)的左圖)，若I o 需求增加，Q值由Q1變化到Q2，增益值從超過1.5變化成不超過1.5(由曲線511變化成曲線513)，如圖5(B)所示，電源轉換器無法操作到所需的增益值；若讓開關S1導通(即圖5(A)的右圖)，可以將諧振槽的L r 調整成L r '=L r //L r1 (可變諧振電感)，其包含初始固定諧振電感L r 電性耦接第二電感L r1 ，與初始狀態相比，開關S1狀態改成導通造成K值與Q值皆變動，可畫出增益曲線M(f s ,K,Q)與操作頻率f s 的關係圖，其中K值由K變化為K2，若I o 需求增加，Q值由Q3變化到Q4，相應的增益曲線為曲線521與成曲線523，可得到在K2參數下Q4的增益值大於1.5，可滿足增益需求。
以上所舉的例子，僅作為示例，L r 與L r1 之間的電性耦合可以有諸多不同組合方式，根據不同的應用，選擇以串聯或並聯方式電性耦合，在此不逐
一列舉，以上僅為說明用途，並非用於限制本發明權利要求的範圍。
於一實施例，上述第二電感L r1 可為變壓器本身的電感或外加電感，可透過開關元件、繼電器等任何形式的開關改變磁性元件內繞組的變化或是以串並聯外加磁性元件的方式調整諧振槽內的電感值。
於一實施例，上述磁性元件內繞組的變化或是串並聯外加磁性元件的方式，可以透過對繞組間配置複數個開關來實現。上述複數個開關，可以為開關元件、電晶體開關或是繼電器等任何形式的開關。
於一實施例，上述開關S1、S2及S3可以為開關元件、電晶體開關或是繼電器等任何形式的開關。
圖6顯示LLC諧振電源轉換器的電路方塊圖及相關操作控制流程。LLC諧振電源轉換器用以將輸入直流電壓V in 轉換為直流輸出電壓V o ，以提供給負載使用，其包括全橋/半橋開關電路601、諧振槽及變壓器電路603、整流濾波電路605以及外部的控制器607。全橋/半橋開關電路601，透過外部的控制器607控制全橋/半橋電路601中的上橋切換開關或下橋切換開關的導通或關斷，用於導入週期變化的切換訊號輸入至與其耦接的諧振槽及變壓器電路603，使電路中的電流按正弦規律變化，接著由耦接諧振槽及變壓器603二次側繞組的整流濾波電路605整流濾波二次側繞組的電流，生成直流電流I o 並輸出直流電壓V o 以提供給負載使用。
諧振槽及變壓器603功能方塊，包含耦接全橋/半橋開關電路601的諧振槽(包括串聯連接的諧振電感L r 、激磁電感L m 以及諧振電容C r )以及耦接諧振槽的變壓器(包含磁芯、一次側(主次側)繞組以及二次側繞組)，變壓器的二次側繞組耦接整流濾波電路605(透過整流開關整流)。於LLC諧振電源轉換器操作過程中，整流濾波電路605會將輸入二次側的訊號(電流或是電壓)整流並濾波，使其轉換為直流輸出，以提供直流輸出電壓V o 。外部的控制器607與上述全橋/半橋開關電路601、諧振槽及變壓器603以及整流濾波電路605耦接；其中，外部的控制器607接收LLC諧振電源轉換器的輸出電壓回授、輸出電流回授以及外部通訊訊號(確認輸出電壓)，並能根據輸出電壓回授、輸出電流回授以及外部通訊訊號，輸出開關訊號以控制全橋/半橋電路601中的上橋切換開關或下橋切換開關的導通或關斷，並且能夠根據所接收到的輸出電壓回授及輸出電流回授，分別對諧振槽以及變壓器輸出相應的諧振槽調整訊號，進而動態調整激磁電感L m 、諧振電容C r 及諧振電感L r 的大小，以達到調整其輸出電壓和輸出電流的範圍之目的。
以一較佳實施例而言，上述外部的控制器607可以是微處理器、微控制器(MCU)、數位訊號處理器(DSP)或是具有類似功能的運算處理裝置。
基本上，一旦LLC諧振電源轉換器的電路拓樸確定，其諧振槽參數L r 、L m 及C r 就已大致確定，無法針對不同操作情境進行調節。亦即，無法根據操作需要調整其輸出電壓和輸出電流的範圍。
本發明將開關頻率(操作頻率)f s 操作於MegaHz以上降低磁性元件尺寸，搭配印刷電路板繞組減少磁性元件雜散特性，透過變壓器繞組串並聯實現L r 、L m 、C r 微調或外部串並聯L r1 、L m1 、C r1 來調整諧振槽參數，使LLC諧振電源轉換器能達到加寬電壓與電流區間之目的。
以上實施例僅用以說明本發明的技術方案，而非對其限制；儘管參照前述實施例對本發明及其效益進行詳細說明，本領域的普通技術人員應當理解：其依然可以對前述各實施例所記載的進行修改，或者對其中部分技術特徵進行等同替換；而這些修改或替換，並不使相應技術方案的本質脫離本發明權利要求的範圍。
203:諧振槽
204:變壓器電路
203-1:電路方塊
Claims (10)
- 一種具有印刷電路板繞組之LLC諧振電源轉換器，包括：一開關電路電性耦接一輸入直流電壓，用以將該直流電壓轉換為切換訊號；一諧振槽電性耦接該開關電路，該諧振槽由諧振電感、激磁電感以及諧振電容組成，用於接收該切換訊號以提供一次側電流；一變壓器電路電性耦接該諧振槽，該變壓器電路包含複數個分立的變壓器，每一個變壓器具有一次側繞組以及二次側繞組，其中該一次側繞組以及該二次側繞組係設置於印刷電路板上，以有效減少因繞線造成的雜散特性，其中該印刷電路板上包含複數個通孔、複數層板及複數繞組，其中該複數個通孔對應於該複數個分立的變壓器之磁芯，用於使該複數個分立的變壓器之磁芯各自通過所對應的該複數個通孔；設置於該複數層板的每一層上之該複數繞組，各自圍繞該複數個分立的變壓器之磁芯用於產生感應電動勢；設置於該複數層板的每一層上之該複數繞組為上述一次側或上述二次側繞組；其中，個別變壓器的一次側繞組可以動態地選擇與該諧振槽電性耦接或隔離，且可以動態地選擇與其他變壓器的一次側繞組串聯或並聯，形成動態變化的等效一次側繞組，並以保持匝數比方式使得與該變壓器電路電性耦合的該諧振槽得以被相應地微調；以及一整流濾波電路耦接該變壓器電路，用於整流濾波由該變壓器電路的二次側繞組輸出的二次側電流，以提供一輸出電壓；其中，該諧振電感一端電性耦合該開關電路，另一端串聯該等效一次側繞組；該激磁電感串聯該諧振電感，該諧振電容一端串聯該激磁電感另一端電性耦合該開關電路；該激磁電感並聯該等效一次側繞組； 其中，該諧振槽根據該LLC諧振電源轉換器的輸出電流需求，透過電性耦接外部激磁電感、外部諧振電感或外部諧振電容方式，動態地調整該LLC諧振電源轉換器的增益曲線。
- 如請求項1所述的具有可印刷電路板繞組之LLC諧振電源轉換器，其中上述形成動態變化的等效一次側繞組、電性耦接該諧振槽的該外部激磁電感、該外部諧振電感或該外部諧振電容，係透過複數個開關配置來動態調整。
- 如請求項2所述的印刷電路板繞組之LLC諧振電源轉換器，其中上述之複數個開關為開關元件、電晶體開關元件、繼電器等各種形式的開關。
- 如請求項2所述的具有印刷電路板繞組之LLC諧振電源轉換器，其中上述之外部激磁電感中，是變壓器本身的漏感或外加電感，係透過上述複數個開關調整該諧振槽的磁性元件內繞組的變化，或是串並聯外加磁性元件的方式來調整該諧振槽內電感值。
- 如請求項4所述的具有印刷電路板繞組之LLC諧振電源轉換器，其中上述之外部激磁電感用於動態地調整其中一個諧振槽參數K，即電感比值，使得該LLC諧振電源轉換器的增益曲線隨著其輸出電流I o 的需求被相應動態地調整。
- 如請求項2所述的具有印刷電路板繞組之LLC諧振電源轉換器， 其中上述之外部諧振電容中為電路雜散電容或外加電容，透過上述複數個開關調整電容串並聯來改變該諧振槽內電容值。
- 如請求項6所述的具有印刷電路板繞組之LLC諧振電源轉換器，其中上述之外部諧振電容，用於調整品質因子Q但保持電感比值K不變，使得該LLC諧振電源轉換器的增益曲線隨著其輸出電流I o 的需求被相應的動態調整。
- 如請求項2所述的具有印刷電路板繞組之LLC諧振電源轉換器，其中上述之外部諧振電感，為變壓器本身的電感或外加電感，透過上述複數個開關改變該諧振槽的磁性元件內繞組的變化，或是以串並聯外加磁性元件的方式來調整該諧振槽內的電感值。
- 如請求項8所述的具有印刷電路板繞組之LLC諧振電源轉換器，其中上述之外部諧振電感用於調整品質因子Q以及電感比值K，使得該LLC諧振電源轉換器的增益曲線隨著輸出電流I o 的需求被相應的動態調整。
- 如請求項3所述的具有可印刷電路板繞組之LLC諧振電源轉換器，其中上述複數個開關配置，係透過一電性耦合該LLC諧振電源轉換器的外部控制器，根據該外部控制器所接收到的輸出電壓回授及輸出電流回授，分別對該諧振槽以及該變壓器輸出相應的諧振槽調整訊號，以達到調整該LLC諧振電源轉換器的輸出電壓和輸出電流的範圍之目的。
Priority Applications (2)
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| CN202211271667.6A CN117691869A (zh) | 2022-09-05 | 2022-10-18 | 具有印刷电路板绕组的llc谐振电源转换器 |
Publications (2)
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| TWI837808B true TWI837808B (zh) | 2024-04-01 |
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Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN114244137A (zh) | 2021-12-21 | 2022-03-25 | 西南交通大学 | 一种基于交流链接的llc谐振矩阵变换器的控制方法 |
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN114244137A (zh) | 2021-12-21 | 2022-03-25 | 西南交通大学 | 一种基于交流链接的llc谐振矩阵变换器的控制方法 |
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