CN107006113A - 高频电源 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种高频电源，能够使高频电力作为高速地变化的期望的波形输出。所述高频电源1包括合成2个DC‑RF转换部4A、4B和两DC‑RF转换部4A、4B的输出的RF合成部5。DC‑RF转换部4A、4B分别将从高频信号生成部8输入的高频电压va、vb放大输出高频电压vPA、vPB。RF合成部5以与高频电压vPA、vPB的相位差θ对应的合成比例输出高频电压vPX。控制部9将相位差θ在θ1与θ2之间切换。由此，从RF合成部5输出的输出电力PX成为具有高电平期间和低电平期间的脉冲状的高频电力。相位差θ的切换能够高速地进行，因此能够输出提高了第一电平与第二电平的切换的频率的脉冲状的高频电力。

Description

高频电源
技术领域
本发明涉及用于等离子体处理系统等中的高频电源。
背景技术
等离子体处理系统例如是，将氟系的气体和半导体晶片、液晶基板等被加工物封入到等离子体处理装置的腔室内，从高频电源对该腔室内的一对电极供给高频电力而使其放电，通过该放电使气体的等离子体产生，从而在被加工物进行薄膜形成处理或蚀刻处理的系统。
现有技术中，作为等离子体处理系统用的高频电源，已知根据比要输出的高频电力的输出频率低频率的脉冲调制控制信号，对高频电源的输出进行脉冲调制来进行输出的高频电源。该高频电源例如输出脉冲状的高频电力，即仅在脉冲调制控制信号的高电平的期间输出高频电力，在低电平的期间不输出高频电力(例如，参照专利文献1)。
另外，不仅在输出高频电力的状态与不输出的状态进行切换的开关控制，而且将高频电力的振幅在第一电平与比第一电平低的第二电平进行切换的2电平控制也是已知的。可以考虑在进行2电平控制的情况下，以2个电平切换供给到放大器的电压，由此以2个电平切换从放大器输出的电力(功率)，形成脉冲状的输出。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2013-135159号公报
发明内容
发明要解决的课题
但是，高速地进行供给到放大器的电压的切换是很困难的。因此，输出使第一电平和第二电平的切换的频率(以下，成为脉冲频率)提高了的脉冲状的高频电力较为困难。另外，由于高速地变更供给到放大器的电压较为困难，所以以期望的波形输出高频电力也很困难。
本发明是鉴于上述课题而完成的发明，其目的在于提供一种高频电源，其能够将高频电力以高速地变化的期望的波形输出。
用于解决课题的方法
本发明的高频电源的特征在于，包括：高频生成单元，其生成彼此的相位差能够变更的多个高频；高频合成单元，其以基于上述相位差的规定比例合成从上述高频生成单元输出的多个高频，并将其输出到负载；和输出控制单元，其对于上述高频生成单元通过使上述相位差变化，来控制从上述高频合成单元输出的高频电力，其中上述输出控制单元使上述相位差变化以使从上述高频合成单元输出的高频电力成为所期望的波形。
在本发明的优选的实施方式中，上述输出控制单元使上述相位差在第一规定值和第二规定值之间切换。
在本发明的优选的实施方式中，上述相位差为上述第一规定值的情况的上述规定比例，比上述相位差为上述第二规定值的情况的上述规定比例大。
在本发明的优选的实施方式中，上述第一规定值为0[deg]以上且小于90[deg]，上述第二规定值为90[deg]以上且180[deg]以下。
在本发明的优选的实施方式中，上述第一规定值为0[deg]。
在本发明的优选的实施方式中，上述第二规定值为180[deg]。
在本发明的优选的实施方式中，上述输出控制单元通过使上述第一规定值或上述第二规定值变化，来进行上述高频电力的反馈控制。
在本发明的优选的实施方式中，上述高频生成单元生成第一高频和第二高频，上述输出控制单元使上述第二高频相对于上述第一高频的相位差在上述第一规定值和上述第二规定值之间切换。
在本发明的优选的实施方式中，上述输出控制单元使上述相位差在第一规定值、第二规定值和第三规定值之间切换。
在本发明的优选的实施方式中，上述输出控制单元使上述相位差按照一次函数进行变化。
在本发明的优选的实施方式中，上述输出控制单元使上述相位差按照下式进行变化，
其中，θ为上述相位差，x(t)为表示所期望的波形的函数。
在本发明的优选的实施方式中，上述输出控制单元使上述相位差在第一规定值和规定的函数的值之间切换。
在本发明的优选的实施方式中，上述输出控制单元在开始对上述负载输出时，使上述相位差成为使输出比当上述相位差为上述第一规定值和上述第二规定值时的输出大的相位差。
在本发明的优选的实施方式中，上述输出控制单元使上述规定比例不为零。
在本发明的优选的实施方式中，上述高频合成单元由包括传输变压器和电力消耗用的电阻的混合电路构成，当在上述多个高频存在相位差时，由上述电阻消耗与该相位差相应的电力，并输出其余的电力。
发明的效果
根据本发明，通过使相位差变化，能够使由高频合成单元合成而输出的高频电力的波形变化。由于高频生成单元生成的多个高频的彼此的相位差能够高速地变化，所以能够使高频电力作为高速地变化的期望的波形输出。
附图说明
图1是表示本发明的高频电源的内部结构的框图。
图2是表示构成DC-DC转换部的DC-DC转换器的电路例的图。
图3是表示DC-RF转换部的电路例的图。
图4是表示构成RF合成部的混合电路的例子的图。
图5是表示相位差和由RF合成部中的电力的合成比例的关系的图。
图6是表示RF合成部的电路例的图。
图7是表示高频信号生成部的内部结构和高频信号的生成方法的图。
图8是表示从高频信号生成部输出的2个高频信号的图。
图9是表示从RF合成部输出的高频电压vPX的波形的图。
图10是表示设置3个DC-RF转换部和2个RF合成部的情况下的框结构例的图。
图11是表示设置3个DC-RF转换部和2个RF合成部的情况下的另一框结构例的图。
图12是表示设置4个DC-RF转换部和3个RF合成部的情况下的框结构例的图。
图13是表示设置4个DC-RF转换部和3个RF合成部的情况下的另一框结构例的图。
图14是表示由合成3个以上的输入电力的电路构成RF合成部的情况下的电路例的图。
图15是表示具有阻抗匹配装置的等离子体处理系统的结构的图。
图16是表示从RF合成部输出的高频电压vPX的波形的图。
具体实施方式
以下，参照附图具体地说明本发明的优选的实施方式。尤其是，以适用于等离子体处理系统的高频电源为例进行说明。
图1是表示本发明的高频电源的内部结构的框图。
图1所示的高频电源1输出脉冲状的高频电力，其具有振幅成为第一电平的高电平期间和振幅成为比第一电平低的第二电平的低电平期间。高频电源1具有2个功率放大器和合成两功率放大器的输出电力的电力合成电路。电力合成电路在从将所输入的电力全部输出的状态直至全部通过热消耗而使输出为0的状态，能够根据被输入的2个电压信号的相位差θ改变合成比例。高频电源1通过将输入到2个功率放大器的2个高频电压va、vb的相位差θ在2个值(第一相位差θ1和第二相位差θ2(＞θ1))切换，使来自电力合成电路的输出成为脉冲状的高频电力。即，通过在规定期间中使相位差θ为第一相位差θ1，而使来自电力合成电路的输出为第一电平的电力(高电平期间)，接着通过在规定期间中使相位差θ为第二相位差θ2，从而使来自电力合成电路的输出为第二电平的电力(低电平期间)，通过这样反复进行，输出脉冲状的高频电力。
高频电源1包括：AC-DC转换部2、DC-DC转换部3、DC-RF转换部4、RF合成部5、滤波电路6、电力检测部10、PWM信号生成部7、高频信号生成部8和控制部9。包括DC-RF转换部4和RF合成部5的部分，构成对负载输出高频电力的高频生成部U。DC-RF转换部4包括相同结构的2个DC-RF转换部4A、4B。从第一DC-RF转换部4A输出的电力PA和从第二DC-RF转换部4B输出的电力PB，由RF合成部5合成，被输出到与高频电源1的输出端连接的负载(等离子体处理装置，省略图示)。
AC-DC转换部2是生成从工频电源向DC-DC转换部3的输入电压(直流电压)vcc的电路模块。AC-DC转换部2，例如，由通过将4个半导体整流元件桥接的整流电路对从工频电源输入的工频电压进行整流，通过平滑电路将整流后的电平平滑化，生成直流电压vcc的公知的电源电路构成。
DC-DC转换部3将从AC-DC转换部2输入的直流电压vcc转换为任意的电压值的直流电压Vdc，并输出到DC-RF转换部4的电路模块。
DC-DC转换部3例如由如图2所示的、在逆变器中组合了整流电路的公知的DC-DC转换器构成。图2的电路例子是在逆变器301经由变压器T1连接有整流电路302的电路，其中逆变器301由将4个半导体开关元件QA桥接而成的桥接电路构成。整流电路302是将4个半导体整流元件DA桥接，并且在其一对的输出端并联连接平滑用的电容器C的电路。整流电路302的一对的输出端分别与DC-DC转换部3的输出端a、a’连接。半导体开关元件QA中，使用双极型晶体管，场效应晶体管、IGBT等，半导体整流元件DA中使用二极管。
DC-DC转换部3基于从PWM信号生成部7输入的PWM信号SPWM，将逆变器301的4个半导体开关元件QA在导通状态与断开状态之间切换。对应于PWM信号SPWM的占空比(以下也称为PWM占空比)的直流电压Vdc从DC-DC转换部3被输出。PWM占空比越大，直流电压Vdc变得越大。
DC-RF转换部4是将从DC-DC转换部3输入的直流电力转换为预先设定的高频电力的电路模块。高频电力的输出频率为2.0MHz或13.56MHz等的等离子体处理用中所规定的频率。DC-RF转换部4中，设置有相同结构的2个DC-RF转换部4A、4B。
第一、第二DC-RF转换部4A、4B由图3所示的半桥型的D级放大器构成。该图中所示的D级放大器，在一对电源端子b、b’之间连接2个相同类型的半导体开关元件QB的串联电路，在2个半导体开关元件QB的连接点n与输出端子c之间连接有输出电路401。输出电路401是串联连接有直流截止(cut)用的电容器、电容器与电抗器的L型电路的滤波电路。变压器T2构成进行一对半导体开关元件QB的驱动的驱动电路。变压器T2中，对一次绕组输入高频电压v，从一方的二次绕组(图3中上侧的二次绕组)输出与高频电压v同相的高频电压v’，从另一方的二次绕组(图3中下侧的二次绕组)输出与高频电压v反相的高频电源-v’。高频电压v’被输入到一方的半导体开关元件QB(图3中的上侧的半导体开关元件QB)，高频电源-v’被输入到另一方的半导体开关元件QB(图3中的下侧的半导体开关元件QB)。被输入到变压器T2的一次绕组的高频电压v是2.0MHz或13.56MHz等的等离子体处理用中所规定的输出频率f的正弦波电压。
第一DC-RF转换部4A的电源端子b和电源端子b’分别与第二DC-RF转换部4B的电源端子b和电源端子b’连接，对电源端子b与电源端子b’之间供给从DC-DC转换部3的输出端子a、a’输出的直流电压Vdc。在一对半导体开关元件QB中使用n沟道型的MOSFET，但也能够使用双极型晶体管等其它种类的三极管。另外，也可以将一对半导体开关元件QB构成为组合了n沟道型和p沟道型的互补型。在该情况下，变压器T2的二次绕组可以为一个，将高频电压v’分别输入到n沟道型的MOSFET和p沟道型的MOSFET的栅极即可。
输入到第一、第二DC-RF转换部4A、4B的各变压器T2的一次绕组的高频电压va、vb(角标的a、b表示分别对应于第一DC-RF转换部4A和第二DC-RF转换部4B。以下相同)，由高频信号生成部8生成。高频信号生成部8生成由va＝A·sin(ω·t+φa)、vb＝A·sin(ω·t+φb)表示的高频电压va、vb。此外，角频率为ω＝2πf，以下也存在使用角频率ω代替输出频率f的情况。高频电压va的初始相位φa固定位0[deg]，高频电压vb的初始相位φb是可变的。高频信号生成部8基于从控制部9输入的相位差θ＝φb-φa的信息，使高频电压vb的初始相位φb(＝θ)变化。关于相位差θ的变化在后文叙述。此外，也可以将初始相位φb固定位0[deg]，是初始相位φa为可变，也可以是初始相位φa、φb都可变。例如，能够使初始相位φa在从0[deg]至-90[deg]的范围可变，使初始相位φb在从0[deg]至90[deg]的范围可变，在相位差θ＝90[deg]的情况下，可以设定为φa＝-45[deg]、φb＝45[deg]。
在第一DC-RF转换部4A中，高频电压va＝A·sin(ω·t)被输入到变压器T2的一次绕组时，从变压器T2的一方的二次绕组输出同相的高频电压va’＝A’·sin(ω·t)，从变压器T2的另一方的二次绕组输出反相的高频电源-va’＝-A’·sin(ω·t)。同相的高频电压va’被输入到一方的半导体开关元件QB(在图3中上侧的半导体开关元件QB)，反相的高频电源-va’被输入到另一方的半导体开关元件QB(在图3中下侧的半导体开关元件QB)。由于2个半导体开关元件QB是n沟道型MOSFET，在一方的半导体开关元件QB在高频电压va’的高电平期间进行导通动作，另一方的半导体开关元件QB在高频电源-va’的高电平期间进行导通动作。即，2个半导体开关元件QB在高频电压va’的每半周期交替地反复进行导通·断开动作。
通过2个半导体开关元件QB交替地反复进行导通·断开动作，连接点n的电压vn按照在va’＞0的期间中成为“Vdc”，在va’≤0的期间中成为接地电平的方式矩形波状地变化。该矩形波通过输出电路401除去直流成分和开关噪声，从输出端子c、c’作为将高频电压va放大了的高频电压vPA＝V·sin(ω·t)输出。
第二DC-RF转换部4B进行与上述的第一DC-RF转换部4A相同的动作，输出将所输入的高频电压vb放大了的高频电压vPB＝V·sin(ω·t+θ)。
此外，在本实施方式中，由半桥型的放大器构成第一、第二DC-RF转换部4A、4B，但也可以由全桥型或推挽放大器构成。另外，并不限定于开关放大器，也可以使用线性放大器。
RF合成部5是合成从DC-RF转换部4输出的2个高频电力PA、PB的电路模块。RF合成部5例如通过图4所示的由传输变压器T3和电阻R构成的混合电路构成。混合电路具有1个汇合端口(サム·ポートSum Port)NS和2个输入端口NA、NB，具有当输入到输入端口NA的交流电压和输入到输入端口NB的交流电压存在相位差时，输入电力中与相位差对应的一部分的电力由电阻R热消耗，将其余的电力输出的功能。
如图4所示，从第一DC-RF转换部4A输出的高频电压vPA被输入到一个输入端口NA，从第二DC-RF转换部4B输出的高频电压vPB被输入到另一个输入端口NB，从汇合端口NS输出高频电压vPX。
与汇合端口NS连接的负载的阻抗“Ro/2”的情况下(RF合成部5和负载进行阻抗匹配的情况下)的、从汇合端口NS输出的高频电流iPX和高频电压vPX，在将高频电压vPA、vPB分别设为vPA＝V·sin(ω·t)、vPB＝V·sin(ω·t+θ)时，成为如下所记载。
电阻R的两端的电压vR为：
vR＝vPA-vPB＝V·[sin(ω·t)-sin(ω·t+θ)]…(1)
从输入端口NA、NB流入传输变压器T3的电流iA、iB和在电阻R流过的电流iR为：
iA＝vPA/Ro＝V·sin(ω·t)/Ro…(2)
iB＝vPB/Ro＝V·sin(ω·t+θ)/Ro…(3)
iR＝vR/(2·Ro)
＝V·[sin(ω·t)-sin(ω·t+θ)]/(2·Ro)…(4)。
因此，传输变压器T3的一次绕组和二次绕组中流通的电流iLA、iLB由：
iLA＝iA-iR＝V·[sin(ω·t)+sin(ω·t+θ)]/(2·Ro)…(5)
iLB＝iB+iR＝V·[sin(ω·t)+sin(ω·t+θ)]/(2·Ro)…(6)
来表示，从汇合端口NS输出的高频电流iPX和高频电压vPX成为：
iPX＝iLA+iLB＝V·[sin(ω·t)+sin(ω·t+θ)]/Ro…(7)
vPX＝iPX·(Ro/2)
＝V·[sin(ω·t)+sin(ω·t+θ)]/2
＝V·[sin{(ω·t+θ/2)-θ/2}+sin{(ω·t+θ/2)+θ/2}]/2
＝V·[sin(ω·t+θ/2)·cos(θ/2)-cos(ω·t+θ/2)·sin(θ/2)
+sin(ω·t+θ/2)·cos(θ/2)+cos(ω·t+θ/2)·sin(θ/2)]/2
＝V·cos(θ/2)·sin(ω·t+θ/2)…(8)。
当求从输出端口NS输出的电力PX和由电阻R消耗的电力PR时，成为：
PX＝vPX 2/(Ro/2)＝2·vPX 2/Ro
＝V2·[sin(ω·t)+sin(ω·t+θ)]2/(2·Ro)
＝2·[V·cos(θ/2)]2·sin2(ω·t+θ/2)/Ro…(9)
PR＝vR 2/(2·Ro)
＝V2·[sin(ω·t)-sin(ω·t+θ)]2/(2·Ro)
＝V2·[sin{(ω·t+θ/2)-θ/2}
-sin{(ω·t+θ/2)+θ/2}]2/(2·Ro)
＝V2·[sin(ω·t+θ/2)·cos(θ/2)-cos(ω·t+θ/2)·sin(θ/2)
-sin(ω·t+θ/2)·cos(θ/2)-cos(ω·t+θ/2)·sin(θ/2)]2/(2·Ro)
＝V2·[-2cos(ω·t+θ/2)·sin(θ/2)]2/(2·Ro)
＝2·[V·sin(θ/2)]2·cos2(ω·t+θ/2)/Ro…(10)。
从输入端口NA、NB输入的电力PA、PB，由于PA＝V2·sin2(ω·t)/Ro、PB＝V2·sin2(ω·t+θ)/Ro，所以输入到RF合成部5的电力Pin为：Pin＝PA+PB＝V2·[sin2(ω·t)+sin2(ω·t+θ)]/Ro。另一方面，从RF合成部5输出的电力PX和由电阻R热消耗的电力PR的合计电力Psum成为：
Psum＝PX+PR
＝V2·[sin(ω·t)+sin(ω·t+θ)]2/(2·Ro)
+V2·[sin(ω·t)-sin(ω·t+θ)]2/(2·Ro)
＝V2·[2sin2(ω·t)+2sin2(ω·t+θ)]/(2·Ro)
＝V2·[sin2(ω·t)+sin2(ω·t+θ)]/Ro
因此，Pin＝Psum。
因此，如果θ＝0[deg]，则PR＝0，输入电力Pin保持原样成为输出电力PX，从RF合成部5输出，如果θ＝180[deg]，则成为PX＝0，从RF合成部5输出0。并且，当0[deg]<θ<180[deg]时，将输入电力PA、PB以与相位差θ对应的规定的比例η(θ)合成的合成电力作为输出电力PX从RF合成部5输出。
与相位差θ对应的规定比例η(θ)为如(9)式所示为cos2(θ/2)，该特性成为如图5的特性(甲)所示。电力的合成比例η(θ)，在相位差θ为0[deg])的情况下为100％，当相位差θ变大时，相应地cos2(θ/2)的特性单调变小，在相位差θ为180[deg]的情况下成为0％。在本实施方式中，通过将相位差θ在第一相位差θ1(例如20[deg])与第二相位差θ2(例如160[deg])之间进行切换，从而合成比例在大的状态η(θ1)与小的状态η(θ2)之间切换，将输出电力PX形成为脉冲状的高频电力。此外，将第一相位差θ1设为20[deg]，并将第二相位差θ2设为160[deg]，是为了如后所述通过使第一相位差θ1和第二相位差θ2变化来进行输出电力控制，而具有了第一相位差θ1和第二相位差θ2的变动幅度。此外，第一相位差θ1例如可以设为从0[deg]到90[deg]的值，第二相位差θ2例如可以设为从90[deg]到180[deg]的值。
此外，在本实施方式中，将第一相位差θ1和第二相位差θ2设定为从0[deg]到180[deg]的范围的值，但并不限定于此。例如，也可以设定为从180[deg]到360[deg]的范围的值，也可以设为从0[deg]到-180[deg]的范围的值。
此外，图5的特性(甲)为，与汇合端口NS连接的负载的阻抗为“Ro/2”的情况的例子，但与汇合端口NS连接的负载的阻抗即使与“Ro/2”不同的情况下，通过使相位差θ在从0[deg]到180[deg]的范围变化，也能够控制从RF合成部5输出的电力PX的大小。
在RF合成部5中使用的混合电路，并不限定于图4所示的电路结构。例如，也能够将图6所示的电路结构的混合电路用于RF合成部5中。图6所示的混合电路，具有将传输变压器T3的一次绕组和二次绕组的两端分别由电容器C’连接的电路结构，一次绕组的两端和二次绕组的两端的4个端子成为不平衡的输入输出端子。在作为RF合成部5使用的情况下，一次绕组的一个端子p1成为合成电力的输出端子，一次绕组的另一个端子p2和二次绕组的一个端子p3成为输入端子，二次绕组的另一个端子p4成为连接热消耗用的电阻R的端子。
图4所示的电路结构中，相位差θ为0[deg]的情况下，在电阻R的消耗电力PR成为零，但在图6所示的电路结构中，相位差θ为90[deg]的情况下，在电阻R的消耗电力PR成为零，相位差θ从90[deg]偏离时，与其偏离量相应的电力PR由电阻R消耗。即，在图6所示的电路结构的情况下，电力合成的比例η(θ)相对于图4所示的电路结构增进90[deg]，如图5的特性(乙)所示，成为cos2(θ/2+π/2)＝sin2(θ/2)的特性。这时，将第一相位差θ1和第二相位差θ2设定为从-90[deg]至90[deg]的范围的值即可。另外，例如也可以设定为从90[deg]至270[deg]的范围的值。
RF合成部5只要是能够发挥与混合电路同样的功能的电路，也可以是其它的电路。例如，能够使用如日本特开2008-28923号公报中记载的高频电力合成器或日本实开平4-48715号公报中记载的输出合成电路。
滤波电路6例如是由2个电容器和1个电抗器的π型电路构成的低通滤波器(LPF)。滤波电路6发挥将从RF合成部5输出的高频电压vPX和高频电流iPX的谐波除去，将基波成分输出到负载一侧的功能。此外，滤波电路6只要是低通滤波器(LPF)，则并不限定于电容器和电抗器的π型电路。
电力检测部10是检测高频电源1输出的例如行波电力Pf的部件。电力检测部10包括定向耦合器，由该定向耦合器检测出包含在高频电压vout中的行波电压vf和反射波电压vr。并且电力检测部10将行波电压vf转换为行波电力Pf并输出到控制部9。另外，能够将反射波电压vr转换为反射波电力Pr输出到控制部9。
PWM信号生成部7生成用于驱动DC-DC转换部3的PWM信号SPWM，并将该PWM信号SPWM输出到DC-DC转换部3。PWM信号生成部7根据预先设定的PWM占空比生成PWM信号SPWM。在想要增大从DC-DC转换部3输出的直流电压Vdc的情况下，将占空比设定得较大。另外，在想要减小从DC-DC转换部3输出的直流电压Vdc的情况下，将占空比设定得较小。此外，上述的PWM占空比根据后述的脉冲的高电平期间的目标输出电力Pfs1来设定。例如具有表示目标输出电力Pfs1和PWM占空比的关系的表或关系式，能够根据该表或关系式设定PWM占空比。因此，只要目标输出电力Pfs1没有改变，PWM占空比就为一定，因此从DC-DC转换部3输出的直流电压Vdc也一定。
高频信号生成部8生成控制第一DC-RF转换部4A中的半导体开关元件QB的驱动的高频电压va和控制第二DC-RF转换部4B中的半导体开关元件QB的驱动的高频电压vb。高频信号生成部8基于从控制部9输入的振幅A、输出频率f、相位差θ生成高频电压va、vb，将高频电压va输出的到第一DC-RF转换部4A，将高频电压vb输出的到第二DC-RF转换部4B。
在高频信号生成部8中，如图7所示，包括：产生正弦波的高频电压va的第一高频发生电路8a；和使用从控制部9输入的相位差θ产生相对于高频电压va具有相位差θ的正弦波的高频电压vb的第二高频发生电路8b。第一高频发生电路8a和第二高频发生电路8b由直接数字频率合成器构成。
从控制部9对第一高频发生电路8a输入高频电压va的振幅A、输出频率f和初始相位φa(＝0[deg])的信息。输出频率f如上所述，等离子体处理系统中所规定的2.0MHz、13.56MHz等的频率。初始相位φa能够设定为任意的值，但在本实施方式中设定为0[deg]。对第二高频发生电路8b也输入高频电压vb的振幅A、输出频率f和初始相位φb的信息，由于θ＝φb-φa、φa＝0[deg]，从控制部9输出的位相値θ作为初始相位φb的信息被输入。当设定为φa≠0[deg]时，在从控制部9输出的相位差θ加上初始相位φa所得的值(θ+φa)作为初始相位φb的信息被输入。振幅A和输出频率f的信息，与输入到第一高频发生电路8a的振幅A和输出频率f的信息相同。此外，振幅A和输出频率f没有改变的情况下，也可以在第一高频发生电路8a和第二高频发生电路8b预先设定。
第一高频发生电路8a使用振幅A、输出频率f和初始相位φa的信息产生由A·sin(2πf·t)＝A·sin(ω·t)表示的高频电压va(数字信号。参照图8的va)。同样地，第二高频发生电路8b使用振幅A、输出频率f和控制指令值θ的信息产生由A·sin(2πf·t+θ)＝A·sin(ω·t+θ)表示的高频电压vb(数字信号，参照图8的vb)。
控制部9是控制高频电源1输出的行波电力Pf，和由第一、第二高频发生电路8a，8b生成的2个高频电压va、vb的相位差θ的电路模块。控制部9由包括CPU(Central ProcessingUnit)、ROM(Read Only Memory)和RAM(Random Access Memory)的微型计算机构成。CPU通过执行存储在ROM中的规定的控制程序，控制高频电源1输出的行波电力Pf和2个高频电压va、vb的相位差θ等。
控制部9通过来自由用户进行输入的输入装置(省略图示)的输入，或者基于预先设定的程序的自动输入，输入脉冲状的高频电力的脉冲频率和脉冲状的高频电力的第一电平与第二电平的占空比(以下，成为脉冲占空比)。例如，作为脉冲频率，设定比高频电压va、vb频率低的(周期长的)规定频率(例如10kHz)，作为脉冲占空比例如设定为50％。控制部9基于脉冲频率和脉冲占空比，生成用于指令脉冲状的高频电力的脉冲波形的输出控制信号。并且，控制部9以在输出控制信号的高电平期间使相位差θ为第一相位差θ1、在低电平期间使相位差θ为第二相位差θ2的方式进行切换。
由于在输出控制信号的高电平期间中相位差θ成为第一相位差θ1，因此，从高频信号生成部8输出的高频电压va、vb的相位差θ成为第一相位差θ1，从第一DC-RF转换部4A输出的高频电压vPA与从第二DC-RF转换部4B输出的高频电压vPB的相位差θ也成为第一相位差θ1。对应于第一相位差θ1所合成的输出电力PX从RF合成部5输出。在本实施方式中，由于将第一相位差θ1设为20[deg]，高电平期间的输出电力PX，成为将从第一DC-RF转换部4A输出的电力PA与从第二DC-RF转换部4B输出的电力PB相加的电力Pin的大约95％(电力Pin的大约5％被RF合成部5热消耗)。
另外，由于在输出控制信号的低电平期间相位差θ成为第二相位差θ2，所以从高频信号生成部8输出的高频电压va、vb的相位差θ成为第二相位差θ2，从第一DC-RF转换部4A输出的高频电压vPA与从第二DC-RF转换部4B输出的高频电压vPB的相位差θ也成为第二相位差θ2。并且，对应于第二相位差θ2所合成的输出电力PX从RF合成部5输出。在本实施方式中，因为设第二相位差θ2为160[deg]，所以低电平期间的输出电力PX成为电力Pin的大约5％(电力Pin的大约95％被RF合成部5热消耗)。
由此，从RF合成部5输出的输出电力PX成为具有电力Pin的大约95％的高电平期间、和电力Pin的大约5％的低电平期间的脉冲状的高频电力。
图9是表示从RF合成部5输出的高频电压vPX的波形的图。高频电压vPX在相位差θ为第一相位差θ1时，成为振幅较大的高电平，在相位差θ为第二相位差θ2时，成为振幅较小的低电平。因此，从RF合成部5输出的高频电力PX成为脉冲状的高频电力。
另外，控制部9进行将从高频电源1输出到负载的高频电力(行波电力Pf)控制为控制目标的反馈控制。作为控制目标，设定高电平期间的目标输出电力Pfs1和低电平期间的目标输出电力Pfs2。用户操作输入装置(省略图示)手动地输入目标输出电力Pfs1和Pfs2，或者通过预先设定的程序自动地输入目标输出电力Pfs1和Pfs2。
控制部9在输出控制信号的高电平期间中，计算从电力检测部10输入的行波电力Pf的检测值与目标输出电力Pfs1的偏差ΔP1(＝Pfs1-Pf)，基于该偏差ΔP1，生成用于使该偏差ΔP1为零的控制指令值。并且，控制部9基于控制指令值使第一相位差θ1变化，由此控制行波电力Pf。由此，进行反馈控制使得行波电力Pf成为目标输出电力Pfs1。另外，控制部9在输出控制信号的低电平期间中，计算从电力检测部10输入的行波电力Pf的检测值和目标输出电力Pfs2的偏差ΔP2(＝Pfs2-Pf)，基于该偏差ΔP2生成用于使该偏差ΔP2为零的控制指令值。并且，控制部9基于控制指令值使第二相位差θ2变化，来控制行波电力Pf。由此，进行反馈控制使得行波电力Pf成为目标输出电力Pfs2。
此外，也可以不是通过使第一相位差θ1和第二相位差θ2变化，控制行波电力Pf，而是使DC-DC转换部3输出的直流电压Vdc变化来控制行波电力Pf。这时，控制部9将所生成的控制指令值输出到PWM信号生成部7，PWM信号生成部7根据控制指令值和所生成的载波信号，利用三角波比较法生成PWM信号SPWM即可。另外，控制部9也可以基于控制指令值使输出到高频信号生成部8的振幅A变化，由此，进行输出电力控制。
如上所述，根据本实施方式的高频电源1，在DC-RF转换部4中设置第一DC-RF转换部4A和第二DC-RF转换部4B，并且设置将第一、第二DC-RF转换部4A、4B的高频电力PA、PB合成的RF合成部5，将输入到第一、第二DC-RF转换部4A、4B的高频电压va、vb的相位差θ在第一相位差θ1和第二相位差θ2之间切换。由此，从RF合成部5输出的输出电力PX，在相位差θ为第一相位差θ1时，成为电力Pin的大约95％，在相位差θ为第二相位差θ2时，成为电力Pin的大约5％，成为具有高电平期间和低电平期间的脉冲状的高频电力。由于相位差θ的切换能够高速地进行，所以能够输出提高了第一电平与第二电平的切换的脉冲频率的脉冲状的高频电力。
另外，根据本实施方式的高频电源1，DC-DC转换部3输出的直流电压Vdc保持一定(目标输出电力Pfs1为一定的情况下)，能够输出脉冲状的高频电力。因此，通过直流电压Vdc发生变化而产生的过冲(overshoot)和下冲(undershoot)不会发生。
此外，在本实施方式中，以将行波电力Pf控制为控制目标的情况为例进行了说明，但并不限定于此。例如，也可以将供给到负载的高频电力(行波电力Pf-反射波电力Pr)控制为控制目标。
根据上述实施方式，作为DC-RF转换部4设置相同结构的第一DC-RF转换部4A和第二DC―RF转换部4B，将两DC-RF转换部4A、4B的输出电力PA、PB由RF合成部5进行合成的结构，但也可以是设置3个以上的DC-RF转换部，并合成各DC-RF转换部的输出电力的结构。
图10、图11是表示高频生成部U’中设置相同结构的3个DC-RF转换部的情况的DC-RF转换部4’和RF合成部5’的电路结构的图。在DC-RF转换部4’中，追加了与第一、第二DC-RF转换部4A、4B相同结构的第三DC-RF转换部4C，在RF合成部5’中设置有与RF合成部5相同结构的第一RF合成部5A和第二RF合成部5B。
图10、图11的电路结构能够看作，在图1所示的DC-RF转换部4和RF合成部5追加了第三DC-RF转换部4C和第二RF合成部5B，将RF合成部5A输出电力和第三DC-RF转换部4C的输出电力通过第二RF合成部5B合成的结构。
在设置相同结构的3个DC-RF转换部的情况下考虑：第一方法，即：按照将DC-RF转换部4’中的第一、第二DC-RF转换部4A、4B的输出电压vPA、vPB以相位差θ＝0进行驱动，并且将第三DC-RF转换部4C的输出电压vPC相对于输出电压vPA、vPB设置相位差θ来进行驱动的方式进行控制；和第二方法，即：将第二DC-RF转换部4B的输出电压vPB相对于第一DC-RF转换部4A的输出电压vPA设置相位差θ进行驱动，并且将第三DC-RF转换部4C的输出电压vPC相对于第一RF合成部5A的输出电压vPX设置相位差ψ来进行驱动的方式进行控制。
图10是表示第一方法的情况的DC-RF转换部4’和RF合成部5’的电路结构，图11是表示第二方法的情况的DC-RF转换部4’和RF合成部5’的电路结构。
在图10表示的第一方法中，能够将第一、第二DC-RF转换部4A、4B和第一RF合成部5A的部分替换为等效的1个DC-RF转换部，所以高频生成部U’与上述的高频生成部U(参照图1)实质上变成相同的。即，第一RF合成部5A发挥将第一DC-RF转换部4A的输出电力PA和第二DC-RF转换部4B的输出电力PB保持原样进行合成的功能，第二RF合成部5B发挥根据相位差θ调整向负载的输出电力PZ的功能。
当使输入到第一、第二、第三DC-RF转换部4A、4B、4C的高频信号v1、v2、v3的波形为v1＝A1·sin(ω·t+φ1)、v2＝A2·sin(ω·t+φ2)、v3＝A3·sin(ω·t+φ3)时，在图10所示的第一方法中，对第一、第二DC-RF转换部4A、4B输入例如va＝A·sin(ω·t)(A1＝A2＝A、φ1＝φ2＝0)的高频信号。
当使RF合成部5A、5B的输入端口与输出端口匹配了时，第一、第二DC-RF转换部4A、4B的输出电压vPA、vPB由vPA＝vPB＝V·sin(ω·t)表示，第一RF合成部5A的输出电压vPX由(8)式vPX＝V·sin(ω·t)表示。因此，对第三DC-RF转换部4C输入vb＝A·sin(ω·t+θ)(A3＝A、φ3＝θ)的高频信号，从第三DC-RF转换部4C输出vPC＝V·sin(ω·t+θ)时，从第二RF合成部5B输出vPZ＝V·cos(θ/2)·sin(ω·t+θ/2)的输出电压vPZ。
由于第一、第二DC-RF转换部4A、4B的输出电力PA、PB不被第一RF合成部5A热消耗地合成，因此从第一RF合成部5A输出(PA+PB)的电力PX，在第二RF合成部5B该输出电力PX和第三DC-RF转换部4C的输出电力PC通过(9)式所表示的合成式被合成，输出由PZ＝2·[V·cos(θ/2)]2·sin2(ω·t+θ/2)/Ro表示的电力PZ。
因此，在图10所示的第一方法中，通过将相位差θ在第一相位差θ1与第二相位差θ2之间切换，能够切换第一、第二DC-RF转换部4A、4B的输出电力PA、PB的合计电力PX＝(PA+PB)与第三DC-RF转换部4C的输出电力PC的合成量，将电力PZ作为脉冲状的高频电力输出。
另一方面，在图11所示的第二方法中，由第一RF合成部5A和第二RF合成部5B这两者调整向负载的输出电力PZ。对第一、第二DC-RF转换部4A、4B分别输入va＝A·sin(ω·t)(φ1＝0)和vb＝A·sin(ω·t+θ)(φ2＝θ)的高频信号，从第一、第二DC-RF转换部4A、4B分别输出输出电压vPA＝V·sin(ω·t)、vPB＝V·sin(ω·t+θ)时，第一RF合成部5A的输出电压vPX由(8)式vPX＝V·cos(θ/2)·sin(ω·t+θ/2)表示。
按照对第三DC-RF转换部4C输入根据相位差θ调整了振幅A3和φ3的vc＝A·cos(θ/2)·sin(ω·t+θ/2+ψ)(A3＝A·cos(θ/2)、φ3＝θ/2+ψ)的高频信号，并从第三DC-RF转换部4C输出V·cos(θ/2)·sin(ω·t+θ/2+ψ)的输出电压vPC的方式进行控制，则从第二RF合成部5B输出由vPZ＝V·cos(θ/2)·cos(ψ/2)·sin(ω·t+θ/2+ψ/2)表示的输出电压vPZ，并输出由PZ＝2·[V·cos(θ/2)·cos(ψ/2)]2·sin2(ω·t+θ/2+ψ/2)/Ro表示的输出电力PZ。
因此，在图11所示的第二方法中，不论是通过固定相位差ψ，将相位差θ在第一相位差θ1与第二相位差θ2之间进行切换，还是相反通过固定相位差θ，将相位差ψ在ψ1与ψ2之间进行切换，都能够使电力PZ作为脉冲状的高频电力输出。即，通过将相位差θ在第一相位差θ1与第二相位差θ2之间进行切换，来切换第一DC-RF转换部4A的输出电力PA和第二DC-RF转换部4B的输出电力PB的合成量，由此能够使电力PZ作为脉冲状的高频电力输出。另外，通过使相位差ψ在ψ1与ψ2之间进行切换，来切换第一、第二DC-RF转换部4A、4B的输出电力PA、PB的合成电力PX和第三DC-RF转换部4C的输出电力PC的合成量，能够使电力PZ作为脉冲状的高频电力输出。
图12、图13是表示在高频生成部U”中设置相同结构的4个DC-RF转换部的情况下的DC-RF转换部4”和RF合成部5”的电路结构的图。在DC-RF转换部4”中，追加与第一、第二DC-RF转换部4A、4B相同结构的第三DC-RF转换部4C和第四DC-RF转换部4D，在RF合成部5”中设置有与RF合成部5相同结构的第一RF合成部5A、第二RF合成部5B和第三RF合成部5C。
RF合成部5”内的第一RF合成部5A合成DC-RF转换部4”中的第一DC-RF转换部4A的输出电力PA和第二DC-RF转换部4B的输出电力PB，第二RF合成部5B合成DC-RF转换部4”中的第三DC-RF转换部4C的输出电力PC和第四DC-RF转换部4D的输出电力PD。另外，RF合成部5”中的第三RF合成部5C合成第一RF合成部5A的输出电力PX和第二RF合成部5B的输出电力PY。
即使在设置相同结构的4个DC-RF转换部的情况下，也考虑2种方法。第一方法是如下方法：在第一DC-RF转换部4A的输出电压vPA与第二DC-RF转换部4B的输出电压vPB之间设置相位差θ，并且在第三DC-RF转换部4C的输出电压vPC与第四DC-RF转换部4D的输出电压vPD之间设置相位差θ来进行驱动。在第一方法中，相当于将图1所示的DC-RF转换部4和RF合成部5这些构成设置2个，从两构成输出的2个电力通过第三RF合成部5C合成的方法。
图12表示第一方法的情况下的DC-RF转换部4”和RF合成部5”的电路结构。对第一至第四DC-RF转换部4A、4B、4C、4D输入的高频信号v1、v2、v3、v4的波形设为v1＝A1·sin(ω·t+φ1)、v2＝A2·sin(ω·t+φ2)、v3＝A3·sin(ω·t+φ3)、v4＝A4·sin(ω·t+φ4)时，如图12所示的第一方法中成为：v1＝va＝A·sin(ω·t)(A1＝A，φ1＝0)、v2＝vb＝A·sin(ω·t+θ)(A2＝A，φ2＝θ)、v3＝va＝A·sin(ω·t)(A3＝A，φ3＝0)、v4＝vb＝A·sin(ω·t+θ)(A4＝A，φ4＝θ)。
图12所示的电路结构中，由第一RF合成部5A基于相位差θ将第一DC-RF转换部4A的输出电力PA和第二DC-RF转换部4B的输出电力PB按规定比例合成，由第二RF合成部5B基于相位差θ将第三DC-RF转换部4C的输出电力PC和第四DC-RF转换部4D的输出电力PD按规定比例合成。
当RF合成部5A、5B、5C的输入端口匹配了时，第一RF合成部5A的输出电力PX和第二RF合成部5B的输出电力PY由(9)式PX＝PY＝2·V2·cos2(θ/2)·sin2(ω·t+θ/2)/Ro表示。并且，在第三RF合成部5C中将输出电力PX和输出电力PY不被热消耗地合成，由此从第三RF合成部5C对负载输出PZ＝PX+PY＝4·V2·cos2(θ/2)·sin2(ω·t+θ/2)/Ro的输出电力PZ。
因此，在图12所示的第一方法中，通过将相位差θ在第一相位差θ1与第二相位差θ2之间进行切换，来切换第一DC-RF转换部4A的输出电力PA和第二DC-RF转换部4B的输出电力PB的合成量，将电力PX作为脉冲状的高频电力输出，通过切换第三DC-RF转换部4C的输出电力PC和第四DC-RF转换部4D的输出电力PD的合成量，将电力PY作为脉冲状的高频电力输出。并且，电力PX和电力PY由第三RF合成部5C合成，输出电力PZ也成为脉冲状的高频电力。
第二方法是如下方法：以相同的相位控制第一DC-RF转换部4A的输出电压vPA和第二DC-RF转换部4B的输出电压vPB，并且以相同的相位控制第三DC-RF转换部4C的输出电压vPC和第四DC-RF转换部4D的输出电压vPD，在第一RF合成部5A的输出电压vPX与第二RF合成部5B的输出电压vPY之间设置相位差θ。
图13是表示第二方法的情况下的DC-RF转换部4”和RF合成部5”的电路结构。在图13所示的电路结构中，由第一RF合成部5A将第一DC-RF转换部4A的输出电力PA和第二DC-RF转换部4B的输出电力PB保持原样地合成，由第二RF合成部5B将第三DC-RF转换部4C的输出电力PC和第四DC-RF转换部4D的输出电力PD保持原样地合成。并且，由第三RF合成部5C基于相位差θ将第一RF合成部5A的输出电力PX和第二RF合成部5B的输出电力PY按规定比例合成。
例如，对第一、第二DC-RF转换部4A、4B输入的高频信号v1、v2的波形设为v1＝v2＝va＝A·sin(ω·t)(A1＝A2＝A，φ1＝φ2＝0)时，第一RF合成部5A的输出电压vPX由(8)式vPX＝V·sin(ω·t)表示。另外，输入到第三、第四DC-RF转换部4C、4D的高频信号v3、v4的波形设为v3＝v4＝vb＝A·sin(ω·t+θ)(A3＝A4＝A，φ3＝φ4＝θ)时，第二RF合成部5B的输出电压vPY由(8)式vPY＝V·sin(ω·t+θ)表示。
因此，从第三RF合成部5C根据(8)式输出vPZ＝V·cos(θ/2)·sin(ω·t+θ/2)]这一输出电压vPZ，根据(9)式，对负载输出PZ＝2·[V·cos(θ/2)]2·sin2(ω·t+θ/2)/Ro这一输出电力vPZ。
因此，在图13所示的第二方法中，通过将相位差θ在第一相位差θ1与第二相位差θ2之间进行切换，来切换第一RF合成部5A的输出电力PX(＝PA+PB)和第二RF合成部5B的输出电力PY(＝PC+PD)的合成量，能够使电力PZ作为脉冲状的高频电力输出。
在图1所示的实施方式中，通过将第一DC-RF转换部4A的输出电压vPA的初始相位φa固定，使第二DC-RF转换部4B的输出电压vPB的初始相位φb变化，从而使相位差θ＝φb-φa变化，但也可以通过将初始相位φb固定，使初始相位φa变化，从而使相位差θ＝φb-φa变化。另外，也可以通过使初始相位φa、φb这两者变化，而使相位差θ＝φb-φa变化。
在上述实施方式中，RF合成部5将2个RF电力合成的电路结构的情况进行说明，也可以是由合成3个以上的RF电力的电路构成RF合成部5。作为合成3个以上的RF电力的电路，例如能够使用图14所示的电路。
例如，使用图14(b)的电力合成电路合成3个RF电力的情况下，对输入端子1、2、3分别输入的输入电压va、vb、vc设为va＝A·sin(ω·t+φa)、vb＝B·sin(ω·t+φb)、vc＝C·sin(ω·t+φc)，有效值设为varms、vbrms、vcrms时，在电力合成电路中被输入输入电力Pa＝varms 2/R、Pb＝vbrms 2/R、Pc＝vcrms 2/R。如果不是va＝vb＝vc，在电路内的3个电阻R分别产生差电压vab＝va-vb、vbc＝vb-vc、vca＝vc-va，因此将差电压vab、vbc、vca的有效值设为vabrms、vbcrms、vcarms时，在3个电阻R分别热消耗Pab＝vabrms 2/R、Pbc＝vbcrms 2/R、Pca＝vcarms 2/R的电力。
因此，通过在输入电压va、vb、vc之间彼此设置相位差θab、θbc、θca，能够由电力合成电路将输入电力Pin＝Pa+Pb+Pc的一部分的电力(Pab+Pbc+Pca)热消耗，将其余的电力Pin-(Pab+Pbc+Pca)输出到负载。在输入4个以上RF电力的情况下也是同样的。
在上述实施方式中，以在高频电源1作为负载连接有等离子体处理装置的等离子体处理系统为例说明了高频电源1的输出控制，本发明如图15所示，也能够适用于在高频电源1与等离子体处理装置11之间设置有阻抗匹配装置12的情况。
在设置阻抗匹配装置12的情况下，即使等离子体处理装置8的阻抗(负载阻抗)变动，也能够通过阻抗匹配装置12进行高频电源1与等离子体处理装置12的阻抗匹配，但由于阻抗匹配装置12在进行阻抗匹配处理的过渡期间为不匹配的状态，因此在具有阻抗匹配装置12的等离子体处理系统中，本发明的高频电源1的输出控制方法也是有效的。
上述实施方式的主旨在于，具有合成多个高频电力的高频生成部U，通过将相位差θ在第一相位差θ1与第二相位差θ2之间进行切换，输出例如具有高电平期间和低电平期间的脉冲状的高频电力，因此，并不限定于等离子体处理系统用的高频电源。
上述实施方式中，将输出到负载的高频电压vout的波形为正弦波，但也可以是梯形波或具有空载时间的矩形波。
上述实施方式中，说明了控制部9将输出到高频信号生成部8的相位差θ在2个值θ1和θ2之间进行切换，由此输出使高频电力的振幅在第一电平和第二电平之间进行切换的、脉冲状的高频电力的情况，但并不限定于此。例如，也可以使高频电力的振幅在3个以上的电平之间进行切换。
图16(a)是表示使从RF合成部5输出的高频电压vPX的振幅在3个电平之间进行切换的情况的波形。控制部9通过使输出到高频信号生成部8的相位差θ在第一相位差θ1(例如20[deg])、第二相位差θ2(例如90[deg])和第三相位差θ3(例如160[deg])这3个值之间进行切换，使得从RF合成部5输出的高频电压vPX的波形按图16(a)所示的波形按3个电平进行变化。因此，从RF合成部5输出的高频电力PX的振幅按3个电平进行切换。
另外，并不是将相位差θ在多个固定值之间进行切换，而是根据时间t进行变化的规定的函数的值即可。
例如，设相位差θ为时间t的一次函数θ＝a·t+b(a、b为常数)时，在RF合成部5中的合成比例η(θ)成为图5所示的特性(甲)，因此从RF合成部5输出的高频电压vPX的波形如图16(b)所示的波形那样变化为正弦波状。因此，从RF合成部5输出的高频电力PX变化为正弦波状。
另外，在期望使高频电力PX变化为期望的波形状的情况下，只要以使高频电压vPX的波形成为所望的波形状的方式使相位差θ变化即可。即，如上所述，由于合成比例η(θ)为(cos2(θ/2))，在期望的合成比例η时的相位差θ能够由下述(11)式表示。
θ＝2·cos-1(√η)…(11)
因此，例如使高频电压vPX的波形成为图16(c)所示的波形(三角波状的波形)的情况下，以成为与图16(c)所示的波形对应的合成比例η的方式使相位差θ根据时间t变化即可。即，在上述(11)式中，使合成比例η成为表示图16(c)所示的波形的函数x(t)即可。如果应用该概念，能够自由地设定合成比例η。例如，也可以如图16(d)所示的波形那样将三角波的波形和一定的电平的波形相组合，也可以如图16(e)所示的波形那样，将正弦波状的波形与一定的电平的波形相组合。
此外，在图16(b)～(e)中，存在在RF合成部5中的合成比例η(θ)成为零的情况，存在输出变成零的情况。如果不想要输出变成零的情况，调整相位差θ的计算式使得相位差θ不变成180[deg]即可。
另外，能够将高频电压vPX的波形形成为在图9所示的波形中，当等离子体点火时设置有过冲的波形(参照图16(f))。为了形成为这样的波形，在反复使相位差θ为第一相位差θ1(例如20[deg])的第一期间t1和使相位差θ为第二相位差θ2(例如160[deg])的第二期间t2的波形中，当等离子体点火时，设置为了在第一期间t1之前设置过冲的第三期间t3，在该第三期间t3中，使相位差θ形成为例如下述(12)式即可。此外，T为第三期间t3的长度。由此能够形成为：在等离子体点火时(第三期间t3的开始时：t＝0)，相位差θ＝0，合成比例η最大，在第三期间t3期间，相位差θ增加，合成比例η减少，在第三期间t3结束时(t＝T)，相位差成为θ＝θ1。此外，在第三期间t3期间，也可以使相位差θ为“0”。通过使高频电压vPX的波形形成为包含图16(f)所示的过冲的波形，在等离子体未点火的情况下输出到负载的高频电压vout变高，因此，能够使等离子体的点火性良好。
θ＝(θ1/T)·t…(12)
图16中所记载的各波形和(12)式等的计算式为一个例子，通过适当设定相位差θ，能够使从RF合成部5输出的高频电压vPX的波形成为各种各样的波形，能够使从RF合成部5输出的高频电力PX的波形成为期望的波形。
本发明的高频电源并不限定于上述的实施方式。本发明的高频电源的各部的具体结构能够自由地进行各种设计变更。
附图标记说明
1 高频电源
2 AC-DC转换部
3 DC-DC转换部
4、4’、4” DC-RF转换部(高频生成单元)
4A 第一DC-RF转换部(高频生成单元)
4B 第二DC-RF转换部(高频生成单元)
4C 第三DC-RF转换部(高频生成单元)
4D 第四DC-RF转换部(高频生成单元)
401 低通滤波器
5、5’、5” RF合成部(高频合成单元)
5A 第一RF合成部(高频合成单元)
5B 第二RF合成部(高频合成单元)
5C 第三RF合成部(高频合成单元)
6 滤波电路
7 PWM信号生成部
8 高频信号生成部(高频生成单元)
8a 第一高频发生电路
8b 第二高频发生电路
9 控制部(输出控制单元)
10 电力检测部
11 等离子体处理装置
12 阻抗匹配装置
U、U’、U” 高频生成部。

Claims (15)

1.一种高频电源，其特征在于，包括：
高频生成单元，其生成彼此的相位差能够变更的多个高频；
高频合成单元，其以基于所述相位差的规定比例合成从所述高频生成单元输出的多个高频，并将其输出到负载；和
输出控制单元，其对于所述高频生成单元通过使所述相位差变化，来控制从所述高频合成单元输出的高频电力，其中
所述输出控制单元使所述相位差变化以使从所述高频合成单元输出的高频电力成为所期望的波形。
2.如权利要求1所述的高频电源，其特征在于：
所述输出控制单元使所述相位差在第一规定值和第二规定值之间切换。
3.如权利要求2所述的高频电源，其特征在于：
所述相位差为所述第一规定值的情况的所述规定比例，比所述相位差为所述第二规定值的情况的所述规定比例大。
4.如权利要求3所述的高频电源，其特征在于：
所述第一规定值为0[deg]以上且小于90[deg]，
所述第二规定值为90[deg]以上且180[deg]以下。
5.如权利要求4所述的高频电源，其特征在于：
所述第一规定值为0[deg]。
6.如权利要求4或5所述的高频电源，其特征在于：
所述第二规定值为180[deg]。
7.如权利要求2～4中任一项所述的高频电源，其特征在于：
所述输出控制单元通过使所述第一规定值或所述第二规定值变化，来进行所述高频电力的反馈控制。
8.如权利要求2～7中任一项所述的高频电源，其特征在于：
所述高频生成单元生成第一高频和第二高频，
所述输出控制单元使所述第二高频相对于所述第一高频的相位差在所述第一规定值和所述第二规定值之间切换。
9.如权利要求1所述的高频电源，其特征在于：
所述输出控制单元使所述相位差在第一规定值、第二规定值和第三规定值之间切换。
10.如权利要求1所述的高频电源，其特征在于：
所述输出控制单元使所述相位差按照一次函数进行变化。
11.如权利要求1所述的高频电源，其特征在于：
所述输出控制单元使所述相位差按照下式进行变化，
其中，θ为所述相位差，x(t)为表示所期望的波形的函数。
12.如权利要求1所述的高频电源，其特征在于：
所述输出控制单元使所述相位差在第一规定值和规定的函数的值之间切换。
13.如权利要求2所述的高频电源，其特征在于：
所述输出控制单元在开始对所述负载输出时，使所述相位差成为使输出比当所述相位差为所述第一规定值和所述第二规定值时的输出大的相位差。
14.如权利要求1～5、9～13中任一项所述的高频电源，其特征在于：
所述输出控制单元使所述规定比例不为零。
15.如权利要求1～14中任一项所述的高频电源，其特征在于：
所述高频合成单元由包括传输变压器和电力消耗用的电阻的混合电路构成，当在所述多个高频存在相位差时，由所述电阻消耗与该相位差相应的电力，并输出其余的电力。
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