CN114826208A - 混合式阻抗匹配拓扑结构及其控制方法 - Google Patents

混合式阻抗匹配拓扑结构及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种混合式阻抗匹配拓扑结构及其控制方法，混合式阻抗匹配拓扑结构包括：有源变换器，输入侧与功率放大器连接；电容模块，与所述有源变换器的输出侧连接；其中，所述电容模块与电声换能器连接，且在最小工作频率时，所述电容模块的容抗与所述电声换能器的感抗相等。本发明可以在不同的负载、功率放大器变电压频率、幅值的条件下，实现高精度、宽频带、宽负载范围的阻抗匹配。

Description

混合式阻抗匹配拓扑结构及其控制方法
技术领域
本发明涉及电气工程中的变流技术领域，特别是一种混合式阻抗匹配拓扑结构及其控制方法。
背景技术
开关型功率放大器(以下简称功率放大器)相比于线性功率放大器，具有功率大、损耗小的特性，广泛应用于射频、音频、水声等领域。水下电声换能系统在海洋水下主动探测、远程通信、地形探测等领域不可或缺。功率放大器为电声换能器提供驱动电压，但是电声换能器负载功率因数低，限制了功率放大器的输出。如何提升功率放大器提供给电声换能器的功率，对于电声换能系统而言意义重大。
功率放大器输出功率受限的主要因素是电声换能器的阻抗与功率放大器的阻抗不匹配。如果阻抗不匹配，则功率放大器的输出受到限制，电声换能器接收到的功率有限，影响了其输出的声源级，从而影响系统的正常工作。超磁致伸缩电声换能器在工作频率区间通常呈阻感性，因此当功率放大器直接给换能器供电时系统功率因数会很低。传统的阻抗匹配应用串联电容组进行匹配，该方法存在体积大、调节精度低、很难自适应调节等不足。所以，研究一种宽频带自动调节的阻抗匹配电路，对于水下电声换能系统具有重要的实际意义。
“适用于海洋通讯电声换能器的阻抗匹配系统及其匹配方法”(公开号：CN108882108A，公开日：2018年11月23日)，其可以换能器工作环境变化，负载变化的情况下实现阻抗匹配。但是，其需要开关电容阵列，此设备有体积大、可调精度低的缺点。“阻抗匹配方法和阻抗匹配系统”(公开号：105594122B，公开日：2019年03月08日)，通过改变驱动频率来实现阻抗匹配。但是，其未考虑负载无功对系统效率的影响。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种混合式阻抗匹配拓扑结构及其控制方法，解决功率放大器与电声换能器因阻抗不匹配导致的功率因数低的问题，提高功率放大器的功率输出能力。
为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种混合式阻抗匹配拓扑结构，包括：
有源变换器，输入侧与功率放大器连接；
电容模块，与所述有源变换器的输出侧连接；
其中，所述电容模块与电声换能器连接，且在水声换能器工作频率最小时，所述电容模块的容抗与所述电声换能器的感抗相等。
本发明阻抗匹配由两部分构成，串并联电容组(即电容模块)可以实现粗匹配，有源变换器可以实现精匹配。粗匹配等效电容值由最低工作频率时换能器的感抗决定，即在最小工作频率时换能器的感抗等于串并联电容组的容抗。在一定程度上解决了功率放大器与电声换能器因阻抗不匹配导致的功率因数低的问题，提高了功率放大器的功率输出能力。
为了便于调节电容模块的电容值，所述电容模块包括多个并联的支路，每个支路包括多个串联的电容。
所述有源变换器为单模块有源变换器或多模块有源变换器；所述单模块有源变换器包括全桥逆变器和滤波电路，所述全桥逆变器两个桥臂中点与所述滤波电路连接；所述多模块有源变换器包括多个级联的单模块有源变换器，多模块有源变换器可以提高匹配的范围。
为了实现宽频带、动态自调节的阻抗匹配，进一步提高功率放大器的功率输出能力，所述有源变换器用于对阻抗匹配进行精匹配，具体实现过程包括：通过采集电容模块和电声换能器串联电路的电压和电流，计算还需补偿的无功功率，并通过控制有源变换器产生相应的匹配电压，实现阻抗匹配。
本发明还提供了一种上述混合式阻抗匹配拓扑结构的控制方法，包括：
1)对组合电压vL、功率放大器输出电流iL进行1/4T时长的延迟，分别得到vL D以及iL D，计算出经过粗匹配以后电容模块和电声换能器串联的组合电路的瞬时功率：
Figure BDA0003597588590000021
其中，pL为瞬时有功功率，qL为瞬时无功功率；T为功率放大器输出电压的周期；
2)对pL、qL进行低通滤波，分别得到
Figure BDA0003597588590000022
利用下式计算出有功功率PL和无功功率QL：
Figure BDA0003597588590000023
3)对功率放大器输出电压vCo进行3/4T时长的延迟，得到vCo D，利用下式计算参考电压vAB*：
Figure BDA0003597588590000031
4)将所述参考电压vAB*经过前馈控制和反馈控制产生驱动有源变换器功率器件的控制信号。参考电压vAB*与前馈控制系数Kf的乘积，参考电压vAB*与实际电压vAB的差乘以G_PR(s)，上述两者的和经过SPWM调制产生驱动信号；反馈控制为一个分段谐振控制，传递函数为G_PR(s)，根据ω0的大小来确定G_PR(s)工作在哪一个区间，利用下式计算G_PR(s)：
Figure BDA0003597588590000032
其中，ω0为输出电压vCo的角频率；KP1，KP2，…，KPn为分段谐振控制的比例系数；KI1，KI2，…，KIn为分段谐振控制的积分系数；ωc为分段谐振控制的角频率带宽；ω2，ω3，…，ωn为分段谐振控制的分段频率点；S1，S2，…，Sn为分段谐振控制的工作区间符号；vAB*为有源变换器输出的参考电压；vAB为有源变换器产生的实际电压。
所述有源变换器的直流电压Vdc与调制系数m的乘积大于参考电压vAB*的幅值，m一般取值0.9左右；在功率放大器输出电压频率、幅值最大时，水声换能器产生的无功功率最大，此时需要匹配的电压vAB*也为最大幅值。
上述步骤1)之前，还包括：采用过零比较方法实时计算功率放大器输出电压vCo的相角ω0和周期T。
本发明采用有源变换器和电容模块进行阻抗匹配，电容模块匹配部分无功功率，剩下的无功功率通过有源变换器进行匹配，两者结合拓宽了匹配的频带；电容模块的匹配是不可以调节的，用来匹配电声换能器工作在最低频率的无功功率；根据换能器工作频率及幅值的变大，电容模块不足以补偿电声换能器的无功功率，此时通过有源变换器进行匹配，有源变换器可以根据水声换能器工作频率的变化实时的匹配，从而实现了宽频带、动态自调节的阻抗匹配，提高了功率放大器的功率输出能力。
与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：
1)本发明与电声换能器负载匹配，通过有源变换器与电容模块相结合的匹配方法使阻抗匹配电路与电声换能器串联的电路整体成为纯阻性，使功率放大器仅输出有功功率，提高了功率放大器的输出能力；
2)对比现有的阻抗匹配装置，本发明可以在不同的负载、功率放大器变电压频率、幅值的条件下，通过电容模和有源变换器混合匹配来实现宽频带，有源变换器实现高精度阻抗匹配。
附图说明
图1是本发明实施例混合式阻抗匹配拓扑结构及其布置位置示意图；
图2是本发明实施例控制框图；
图3是仿真例中利用本发明进行负载匹配在改变功率放大器输出电压频率前后的电声换能器侧、功率放大器侧、混合式阻抗匹配拓扑结构侧暂态电压电流对比图，以及功率放大器输出功率和电声换能器负载功率的曲线图；
图4是仿真例中利用本发明进行负载匹配在改变功率放大器输出电压值前后的电声换能器侧、功率放大器侧、混合式阻抗匹配拓扑结构侧暂态电压电流对比图，以及功率放大器输出功率和电声换能器负载功率的曲线图。
具体实施方式
本发明利用一组串并联电容组和一个有源变换器串联组成混合式阻抗匹配拓扑结构，其前端与功率放大器相连，后端与电声换能器连接，以匹配电声换能器的无功功率。串并联电容组由多个电容串、并联组成，有源变换器可为单模块有源变换器或者多模块有源变换器，单模块有源变换器由全桥逆变器和滤波电路组成，多模块有源变换器由单模块有源变换器级联组成。电声换能器在某个工作频带的阻抗特性可以通过阻抗测量仪器测出。本发明阻抗匹配由两部分构成，串并联电容组实现粗匹配，有源变换器实现精匹配。粗匹配即用电容进行匹配，为一次匹配，不能调节。精匹配为有源变换器匹配，为二次匹配，可以调节。粗匹配等效电容值由最低工作频率时换能器的感抗决定，即在最小工作频率时换能器的感抗等于串并联电容组的容抗。精匹配通过采集串并联电容组和电声换能器串联电路的电压和电流计算还需补偿的无功功率，并通过控制有源变换器产生相应的匹配电压来实现阻抗匹配。
如图1所示，本发明实施例包括一个有源变换器和一个串并联电容组(即电容模块)，有源变换器与串并联电容组串联，上述电路构成了混合式阻抗匹配拓扑结构。
混合式阻抗匹配拓扑结构前端连接功率放大器的正极，后端连接电声换能器，串联在功率放大器与电声换能器构成的回路中。功率放大器可以产生幅值、频率可变的电压，输出电压为vCo、回路电流为iL；电声换能器为负载，可等效为一个阻感负载，即Req+Leq，两端电压为vo。混合式阻抗匹配拓扑结构是实现功率放大器与电声换能器的阻抗匹配。有源变换器负责精确匹配，其两端电压表示为vAB。串并联电容组负责粗匹配，两端电压为vc。vAB加上vc得到组合电压vL，即电声换能器通过串并联电容组粗匹配后的组合电压vL。
如图1所示，有源变换器可以为单模块有源变换器或者多模块有源变换器。单模块有源变换器中，直流电容Cdc提供直流电压Vdc，全控型电力电子器件(IGBT或MOSFET)TaM、
Figure BDA0003597588590000051
TbM、
Figure BDA0003597588590000052
构成一个全桥逆变器，所全桥逆变器输出侧接一个LC滤波器，Lf为滤波电感，Cf为滤波电容，滤波电容Cf为输出端，输出接口A、B与所述的有源变换器的接口一致。直流电容Cdc与有源全桥逆变器构成了一个单模块有源变换器。
多模块有源变换器由n个单模块有源变换器串联，再与一个LC滤波器并联构成；LC滤波器由滤波电感Lf2和滤波电容Cf2组成。滤波电容Cf2为输出端，输出接口A、B与有源变换器的接口一致。
串并联电容组包括多个并联的电容支路，每个电容支路包括多个串联的电容，串并联电容组等效电容值为CM。粗匹配为串并联电容组匹配电声换能器的部分无功功率。等效电容值CM可由以下关系计算得出：当系统最小工作频率f时，串并联电容组的容抗与电声换能器的感抗相等。
本发明使用过零比较的方法实时地求出功率放大器输出电压vCo的相角ω0和周期T。然后根据串并联电容组和电声换能器串联电路的组合电压vL、回路电流iL计算出还需要匹配的无功功率。接着基于有功由功率放大器提供、无功由有源变换器提供的目标，计算出有源变换器输出参考电压vAB*。然后根据ω0的值来确定工作区间，每个区间对应一个PR控制器，应用多个分段PR控制器实现对参考信号vAB*无静差的跟踪。最终阻抗匹配有源变换器部分产生相应匹配电压，同串并联电容组匹配电压相加实现对功率放大器与换能器负载的阻抗匹配。
如图2，本发明实施例的控制方法包括以下步骤：
1)vCo通过过零比较方法实现对周期T的检测；
2)将组合电压vL、回路电流iL做1/4T时长的延迟得到vL D以及iL D，进行式(1)的计算，可计算出经过粗匹配以后串并联电容组和电声换能器串联的组合电路的瞬时功率，其中pL为瞬时有功功率，qL为瞬时无功功率；再对pL、qL进行低通滤波得到
Figure BDA0003597588590000061
对
Figure BDA0003597588590000062
进行式(2)的计算，得到有功功率PL，对
Figure BDA0003597588590000063
进行式(2)的计算，得到无功功率QL；
Figure BDA0003597588590000064
Figure BDA0003597588590000065
Figure BDA0003597588590000066
3)将功率放大器输出电压vCo做3/4T时长的延迟得到vCo D；再做式(4)的计算，可计算出有源变换器的参考电压vAB*；
Figure BDA0003597588590000067
4)参考电压vAB*再经过一个前馈+反馈控制产生驱动功率器件的控制信号；其中G_PR(s)为分段谐振控制器在s域的传递函数，如式(5)所示，其中ω0＝2π/T，即把系统的工作频带分成多段，分别设计每个分段的控制参数；Kf为前馈系数，一般取值小于0.1。
Figure BDA0003597588590000068
本发明实施例中，各元器件参数确定方法如下：
串并联电容组的等效容值CM由电声换能器工作在最低频率时的等效电感决定，满足(ω0)minLeq＝1/((ω0)minCM)。
有源变换器的直流电压Vdc与调制系数的乘积必须大于参考电压vAB*的幅值，在功率放大器输出电压频率、幅值最大时vAB*取得最大幅值。
图3、4为本发明的仿真例中的若干工作情况：
该仿真例是用来验证本发明所提出一种适用于大功率电声换能系统的混合式阻抗匹配拓扑结构及其控制方法的有效性，能够有效的在功率放大器输出电压不同的频率、幅值时实现系统的阻抗匹配。故仿真中展示了2种不同的动态工作过程，即：1)功率放大器初始输出电压为220V、200Hz，20ms后切换频率，频率提高至500Hz，输出电压值不变，参见图3；2)功率放大器初始输出电压为220V、300Hz，20ms后切换电压值，电压提高至380V，输出电频率不变，参见图4。
功率放大器系统参数：
输出电压范围：VCo＝220V～380V、输出频率范围：f＝200Hz～500Hz。
负载部分参数：
电声换能器等效电感值：Leq＝20mH,电声换能器等效电阻值：Req＝24Ω。
混合式阻抗匹配拓扑结构参数：
有源变换器：Vdc＝800V；串并联电容组：CM＝31.7μF。
以下各种情况均为利用本发明在仿真中的结果。
参见图3，在区间0ms～20ms时，功率放大器输出电压有效值220V、频率200Hz至电声换能器负载，但电声换能器负载侧由于大量等效感性负载的存在，电声换能器端电流滞后于电压，功率因数为0.69，极大地降低了功率放大器的功率输出能力。但是在应用混合式阻抗匹配拓扑结构的功率放大器侧，功率放大器输出电压和电流被匹配到了相同相位，功率因数提升至1，提高了功率放大器的输出能力。在上述这个区间，主要通过串并联电容组先进行粗匹配，串并联电容组等效电容容抗等于电声换能器等效感抗的值，因此在低频率下有源变换器起精匹配的作用。功率放大器输出频率在20ms时刻提升至500Hz，并持续到40ms，在此时间段电声换能器负载侧的功率因数降低到0.36。混合式阻抗匹配拓扑结构经过短暂的暂态过程(5ms)，同样可以使功率放大器侧的电流、电压同相位，以及1的功率因数。此外在高频阶段，串并联电容组和有源变换器同时匹配，串并联电容组的匹配能力固定，有源变换器的匹配能力可调。此仿真例，证明了本发明的阻抗匹配拓扑结构可以运行在较宽的频率范围，并且具有自动调节的功能。此仿真例的结果总结参见表1所示。
表1混合式阻抗匹配拓扑结构工作在功率放大器输出电压不同频率时的仿真总结
功率放大器输出 200Hz、220V 500Hz、220V
时间 0～20ms 20ms～40ms
负载侧无功 1949Var 6120Var
负载侧有功 1861W 2388W
负载侧功率因数 0.69 0.36
放大器侧无功 -1Var 91Var
放大器侧有功 -1936W -2168W
电源侧电流功率因数 1 1
参见图4，于区间0ms～20ms时，功率放大器输出电压有效值为220V、频率为300Hz的电压至电声换能器负载，但电声换能器负载侧由于大量等效感性负载的存在，电声换能器端电流滞后于电压，功率因数为0.54，极大地降低了功率放大器的功率输出能力。但是在应用混合式阻抗匹配拓扑结构的功率放大器侧，功率放大器输出电压和电流被匹配到了相同相位，功率因数提升至1，提高了功率放大器的输出能力。功率放大器输出电压在20ms时刻提升至380V，并持续到40ms。混合式阻抗匹配拓扑结构经过短暂的暂态过程(5ms)，同样可以使功率放大器侧的电流、电压同相位，以及1的功率因数。此仿真例，证明了本发明的阻抗匹配拓扑结构可以在功率放大器输出电压值改变的情况下仍然可以正常工作，并且具有自动调节的功能。此仿真例的结果总结参见表2所示。
表2混合式阻抗匹配拓扑结构工作在功率放大器输出电压值改变时的仿真总结
功率放大器输出 220V，300HZ 380V，300HZ
时间 0～20ms 20ms～40ms
负载侧无功 3377Var 9009Var
负载侧有功 2150W 5737W
负载侧功率因数 0.54 0.54
放大器侧无功 146Var 93Var
放大器侧有功 -2076W -6181W
电源侧电流功率因数 1 1
最后，以上两组仿真结果验证了本发明提出的混合式阻抗匹配拓扑结构可以在较宽频带下自动的匹配电声换能器负载的阻抗，以提高功率放大器的功率因数，从而最终提高放大器的输出能力。

Claims (9)

1.一种混合式阻抗匹配拓扑结构，其特征在于，包括：
有源变换器，输入侧与功率放大器连接；
电容模块，与所述有源变换器的输出侧连接；
其中，所述电容模块与电声换能器连接，且在电声换能器工作频率最小时，所述电容模块的容抗与所述电声换能器的感抗相等。
2.根据权利要求1所述的混合式阻抗匹配拓扑结构，其特征在于，所述电容模块包括多个并联的支路，每个支路包括多个串联的电容。
3.根据权利要求1所述的混合式阻抗匹配拓扑结构，其特征在于，所述有源变换器为单模块有源变换器或多模块有源变换器；所述单模块有源变换器包括全桥逆变器和滤波电路，所述全桥逆变器两个桥臂中点与所述滤波电路连接；所述多模块有源变换器包括多个级联的单模块有源变换器。
4.根据权利要求1所述的混合式阻抗匹配拓扑结构，其特征在于，所述有源变换器用于对阻抗匹配进行精匹配，具体实现过程包括：通过采集电容模块和电声换能器串联电路的电压和电流，计算还需补偿的无功功率，并通过控制有源变换器产生相应的匹配电压，实现阻抗匹配。
5.一种权利要求1～4之一所述混合式阻抗匹配拓扑结构的控制方法，其特征在于，包括：
1)对组合电压vL、功率放大器输出电流iL进行1/4T时长的延迟，分别得到vL D以及iL D，计算出经过粗匹配以后电容模块和电声换能器串联的组合电路的瞬时功率：
Figure FDA0003597588580000011
其中，pL为瞬时有功功率，qL为瞬时无功功率；T为功率放大器输出电压的周期；vL为电容模块两端电压与有源变换器两端电压之和；
2)对pL、qL进行低通滤波，分别得到
Figure FDA0003597588580000012
利用下式计算出有功功率PL和无功功率QL：
Figure FDA0003597588580000013
3)对功率放大器输出电压vCo进行3/4T时长的延迟，得到vCo D，利用下式计算参考电压vAB*：
Figure FDA0003597588580000021
4)将所述参考电压vAB*经过前馈控制和反馈控制产生驱动有源变换器功率器件的控制信号。
6.根据权利要求5所述的控制方法，其特征在于，步骤4)的具体实现过程包括：将所述参考电压vAB*与前馈控制系数Kf相乘，得到第一结果；
将所述参考电压vAB*与有源变换器的实际输出电压vAB的差乘以反馈控制系数G_PR(s)，得到第二结果；
将所述第一结果与第二结果之和经过SPWM调制，产生驱动有源变换器功率器件的控制信号；
其中，G_PR(s)的计算公式为：
Figure FDA0003597588580000022
ω0为输出电压vCo的角频率；KP1，KP2，…，KPn为分段谐振控制的比例系数；KI1，KI2，…，KIn为分段谐振控制的积分系数；ωc为分段谐振控制的角频率带宽；ω2，ω3，…，ωn为分段谐振控制的分段频率点；S1，S2，…，Sn为分段谐振控制的工作区间符号。
7.根据权利要求5所述的控制方法，其特征在于，所述有源变换器的直流电压Vdc与调制系数m的乘积大于参考电压vAB*的幅值，在功率放大器输出电压频率、幅值最大时，vAB*取得最大幅值。
8.根据权利要求7所述的控制方法，其特征在于，所述的调制系数取0.9。
9.根据权利要求5所述的控制方法，其特征在于，步骤1)之前，还包括：采用过零比较方法实时计算功率放大器输出电压vCo的角频率ω0和周期T。
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