CN115622377B - 一种基于分数阶元件的阻抗匹配方法及系统 - Google Patents

一种基于分数阶元件的阻抗匹配方法及系统 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种基于分数阶元件的阻抗匹配方法及系统，属于阻抗匹配网络调节技术领域，解决了现有阻抗匹配方式无法兼顾负载呈现容性或感性的状态的问题。该方法包括：采集射频电源系统中阻抗匹配网络和负载阻抗之间的入射波和反射波；根据入射波和反射波判断阻抗是否存在差异，若存在，基于入射波和反射波得到幅值差异电压和相角差异电压；根据幅值差异电压和相角差异电压生成控制信号，利用控制信号调节DC‑AC变换器的输出电压和输出电流；基于DC‑AC变换器的输出电压和输出电流调节DC‑AC变换器对应的分数阶元件的阻抗值，使得调节后的分数阶元件、阻抗匹配网络及负载阻抗的阻抗值之和等于射频电源系统的电源阻抗的阻抗值。

Description

一种基于分数阶元件的阻抗匹配方法及系统
技术领域
本发明涉及阻抗匹配网络调节技术领域，尤其涉及一种基于分数阶元件的阻抗匹配方法及系统。
背景技术
射频电源系统包括射频电源，射频电源是等离子体腔室的配套电源，应用于射频溅镀、PECVD化学气相沉积、反应离子刻蚀等领域中。一般来讲，等离子体腔室中的非线性负载的阻抗与射频电源的恒定输出阻抗并不相等，故在射频电源和等离子体腔室之间具有严重的阻抗失配，使得传输线上存在较大的反射功率，射频电源产生的功率无法全部输送到等离子体腔室，功率损耗较大。
为解决这种问题，在射频电源系统中增加阻抗匹配网络，通过对射频电源系统中的阻抗匹配网络进行调节，以使匹配网络的阻抗与等离子体腔室中的非线性负载的阻抗之和等于射频电源的阻抗，从而实现阻抗匹配，达到最大的输出功率。现有的阻抗匹配网络多为
Figure SMS_1
型，L型，
Figure SMS_2
型，N型等。现有技术中，通常采用改变阻抗匹配网络中的电容值或电感值来实现阻抗匹配。常见的改变电容值的方法有：通过步进电机改变电容两个极板之间的距离，以此来改变阻抗匹配网络中的电容值；通过控制并联电容的数量来改变阻抗匹配网络中的电容值。常见的改变电感值的方法是：通过开关管的开通和关断决定电感串联的数量，从而改变阻抗匹配网络中的串联电感的值。
上述调节方式存在以下缺陷：
通过步进电机改变电容两个极板之间的距离，从而改变电容的值，这种调节方法对步进电机的精度要求极高，而且成本高昂，可调节范围小，调节速度不够快；
通过控制并联电容的数量来改变电容的值，这种方法的调节过程不够平滑，对电容值的设计要求较高，且难以应付复杂多变的负载情况。
通过开关管的开通和关断决定电感串联的数量，这种调节方法同样有调节过程不平滑的问题，且由于电感电流不能突变，开关开通和关断的过程可能会有尖峰问题，且开关上的寄生电容可能会降低阻抗匹配调节的精度。
此外，以上调节方式分别只能单一应对负载呈现容性或者感性的状态；且当负载呈现高于或低于常用阻抗（例如：50
Figure SMS_3
）时，现有的常用阻抗匹配网络往往无法实现阻抗匹配。
发明内容
鉴于上述的分析，本发明实施例旨在提供一种基于分数阶元件的阻抗匹配方法及系统，用以解决现有阻抗匹配方式无法兼顾负载呈现容性或感性的状态的问题。
一方面，本发明公开了一种基于分数阶元件的阻抗匹配方法，包括：
采集射频电源系统中阻抗匹配网络和负载阻抗之间的入射波和反射波；
根据所述入射波和所述反射波判断阻抗是否存在差异，若存在，基于所述入射波和所述反射波得到幅值差异电压和相角差异电压；所述阻抗是否存在差异，指所述阻抗匹配网络及所述负载阻抗的阻抗值之和与所述射频电源系统的电源阻抗的阻抗值之间是否存在偏差；
根据所述幅值差异电压和所述相角差异电压生成控制信号，利用所述控制信号调节DC-AC变换器的输出电压和输出电流；
基于所述DC-AC变换器的输出电压和输出电流调节所述DC-AC变换器对应的分数阶元件的阻抗值，使得调节后的分数阶元件、所述阻抗匹配网络及负载阻抗的阻抗值之和等于所述射频电源系统的电源阻抗的阻抗值。
在上述方案的基础上，本发明还做出了如下改进：
进一步，所述根据所述幅值差异电压和所述相角差异电压生成控制信号，包括：
根据所述幅值差异电压和所述相角差异电压，生成幅值反馈信号和移相反馈信号；
根据所述幅值反馈信号和所述移相反馈信号，生成调制波；
将所述调制波与三角载波比较后生成所述控制信号。
进一步，基于所述幅值反馈信号和所述移相反馈信号生成调制波，包括：
对所述幅值反馈信号与参考幅值之间的偏差信号进行PI调节，得到PI调节信号；
将所述PI调节信号与正弦信号相乘，并基于所述移相反馈信号对相乘后的信号进行移相处理，得到所述调制波；
所述正弦信号的频率与所述射频电源系统中射频电源的频率相同。
进一步，所述DC-AC变换器包括开关管T1-T4；其中，开关管T1、T2分别为第一桥臂的上桥臂、下桥臂；开关管T3、T4分别为第二桥臂的上桥臂、下桥臂。
进一步，将所述调制波与三角载波比较后生成所述控制信号，包括：
当所述调制波的瞬时值大于所述三角载波的瞬时值时，生成驱动开关管T1和T4导通的控制信号；
当所述调制波的瞬时值小于所述三角载波的瞬时值时，生成驱动开关管T2和T3导通的控制信号。
进一步，所述DC-AC变换器的输出电压经由低通滤波器后作用在所述阻抗匹配网络和负载阻抗之间，以调节所述DC-AC变换器对应的分数阶元件的阻抗值。
另一方面，本发明还公开了一种基于分数阶元件的阻抗匹配系统，所述阻抗匹配系统应用于射频电源系统，所述射频电源系统包括射频电源、阻抗匹配网络和负载阻抗；
所述阻抗匹配系统包括定向耦合器、幅相测量芯片、控制模块和DC-AC变换器；
所述定向耦合器，用于采集射频电源系统中阻抗匹配网络和负载阻抗之间的入射波和反射波；
所述幅相测量芯片，用于根据所述入射波和所述反射波判断阻抗是否存在差异，若存在，基于所述入射波和所述反射波得到幅值差异电压和相角差异电压；
所述控制模块，用于根据所述幅值差异电压和所述相角差异电压生成控制信号，利用所述控制信号调节DC-AC变换器的输出电压和输出电流；
基于所述DC-AC变换器的输出电压和输出电流调节所述DC-AC变换器对应的分数阶元件的阻抗值，使得调节后的分数阶元件、所述阻抗匹配网络及负载阻抗的阻抗值之和等于所述射频电源系统的电源阻抗的阻抗值。
在上述方案的基础上，本发明还做出了如下改进：
进一步，所述阻抗匹配系统还包括低通滤波器；
所述DC-AC变换器的输出端连接所述低通滤波器的输入端，所述低通滤波器的输出端连接在所述阻抗匹配网络和所述负载阻抗之间；
所述DC-AC变换器的输出电压经由低通滤波器后作用在所述阻抗匹配网络和负载阻抗之间，以调节所述DC-AC变换器对应的分数阶元件的阻抗值。
进一步，所述控制模块包括：
反馈信号生成单元，用于根据所述幅值差异电压和所述相角差异电压，生成幅值反馈信号和移相反馈信号；
调制波生成单元，用于根据所述幅值反馈信号和所述移相反馈信号，生成调制波；
比较器，用于将所述调制波与三角载波比较后生成所述控制信号。
进一步，所述DC-AC变换器包括开关管T1-T4；其中，开关管T1、T2分别为第一桥臂的上桥臂、下桥臂；开关管T3、T4分别为第二桥臂的上桥臂、下桥臂；
所述比较器执行：
当所述调制波的瞬时值大于所述三角载波的瞬时值时，生成驱动开关管T1和T4导通的控制信号；
当所述调制波的瞬时值小于所述三角载波的瞬时值时，生成驱动开关管T2和T3导通的控制信号。
与现有技术相比，本发明至少可实现如下有益效果之一：
本发明提供的基于分数阶元件的阻抗匹配方法及系统，可以通过分析入射波和反射波确定幅值差异电压和相角差异电压、并生成相应的控制信号，然后根据控制信号调节DC-AC变换器的输出电压和输出电流、进而根据该输出电压和输出电流调节DC-AC变换器对应的分数阶元件的阻抗值，使得调节后的分数阶元件、阻抗匹配网络及负载阻抗的阻抗值之和等于射频电源系统的电源阻抗的阻抗值。
由于分数阶元件可以呈现容性、感性或阻性状态，因此，上述阻抗匹配方式可以使得该阻抗匹配网络可以应对负载呈现容性或者感性的状态，以及负载更加复杂的情况，有效扩展了阻抗匹配方法的应用场景。
本发明中，上述各技术方案之间还可以相互组合，以实现更多的优选组合方案。本发明的其他特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分优点可从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过说明书以及附图中所特别指出的内容中来实现和获得。
附图说明
附图仅用于示出具体实施例的目的，而并不认为是对本发明的限制，在整个附图中，相同的参考符号表示相同的部件；
图1为本发明实施例1提供的基于分数阶元件的阻抗匹配方法的流程图；
图2为本发明实施例1提供的另一种基于分数阶元件的阻抗匹配方法的流程图；
图3为本发明实施例1提供的等效阻抗成正阻性、
Figure SMS_4
、
Figure SMS_5
时的电压、电流关系图；
图4为本发明实施例1提供的等效阻抗成负阻性、
Figure SMS_6
或-2、
Figure SMS_7
时的电压、电流关系图；
图5为本发明实施例1提供的等效阻抗成电感、
Figure SMS_8
、
Figure SMS_9
时的电压、电流关系图；
图6为本发明实施例1提供的等效阻抗成电容、
Figure SMS_10
、
Figure SMS_11
时的电压、电流关系图；
图7为本发明实施例2提供的基于分数阶元件的阻抗匹配系统中生成幅值差异电压和相角差异电压部分的结构示意图；
图8为本发明实施例2提供的基于分数阶元件的阻抗匹配系统中控制模块及DC-AC变换器部分的结构示意图。
具体实施方式
下面结合附图来具体描述本发明的优选实施例，其中，附图构成本申请一部分，并与本发明的实施例一起用于阐释本发明的原理，并非用于限定本发明的范围。
实施例1
本发明的具体实施例1，公开了一种基于分数阶元件的阻抗匹配方法，流程图如图1和2所示，包括以下步骤：
步骤S1：采集射频电源系统中阻抗匹配网络和负载阻抗之间的入射波和反射波；
步骤S2：根据所述入射波和所述反射波判断阻抗是否存在差异，若存在，基于所述入射波和所述反射波得到幅值差异电压和相角差异电压；
步骤S3：根据所述幅值差异电压和所述相角差异电压生成控制信号，利用所述控制信号调节DC-AC变换器的输出电压和输出电流；
步骤S4：基于所述DC-AC变换器的输出电压和输出电流调节所述DC-AC变换器对应的分数阶元件的阻抗值，使得调节后的分数阶元件、所述阻抗匹配网络及负载阻抗的阻抗值之和等于所述射频电源系统的电源阻抗的阻抗值。
与现有技术相比，本实施例提供的基于分数阶元件的阻抗匹配方法，可以通过分析入射波和反射波确定幅值差异电压和相角差异电压、并生成相应的控制信号，然后根据控制信号调节DC-AC变换器的输出电压和输出电流、进而根据该输出电压和输出电流调节DC-AC变换器对应的分数阶元件的阻抗值，使得调节后的分数阶元件、阻抗匹配网络及负载阻抗的阻抗值之和等于射频电源系统的电源阻抗的阻抗值。由于分数阶元件可以呈现容性、感性或阻性状态，因此，上述阻抗匹配方式很好地解决了现有阻抗匹配方式无法兼顾负载呈现容性或感性状态的问题，有效扩展了阻抗匹配方法的应用场景。
在本实施例中，入射波表示阻抗匹配网络传递至负载阻抗的信号，反射波表示负载阻抗返回至阻抗匹配网络的信号。具体实施过程中，根据入射波和反射波，即可确定阻抗匹配网络与负载阻抗之间的信号传输功率的损耗程度，即判断射频电源产生的功率是否全部传输至负载阻抗，若入射波与反射波之间不存在差异，则表示射频电源产生的功率全部传输至了负载阻抗；若入射波与反射波之间存在差异，则表示射频电源产生的功率并未全部传输至负载阻抗，因此，需要调节分数阶元件的阻抗值，以使得调节后的分数阶元件、阻抗匹配网络及负载阻抗的阻抗值之和等于射频电源系统的电源阻抗的阻抗值。
需要说明的是，步骤S2的操作过程由幅相测量芯片完成。具体地，在步骤S2中，需要根据入射波和反射波判断阻抗是否存在差异。具体判断过程中，入射波和反射波只有同时满足幅值匹配和相位匹配，才能确定阻抗不存在差异。幅值匹配和相位匹配判断过程中，可以根据实际情况设置幅值偏差阈值和相位偏差阈值。当入射波和反射波不存在差异时，继续采集入射波和反射波。当入射波和反射波存在差异时，可以通过以下方式获取幅值差异电压
Figure SMS_12
和相角差异电压
Figure SMS_13
：
Figure SMS_14
Figure SMS_15
其中，
Figure SMS_16
、
Figure SMS_17
分别表示入射波的幅值、反射波的幅值；
Figure SMS_18
、
Figure SMS_19
分别表示入射波的相位、反射波的相位；
Figure SMS_20
表示幅相测量芯片的输入信号的幅度比变化为1dB时、幅相测量芯片输出电压的改变量，
Figure SMS_21
表示幅相测量芯片的输入信号的相位变化为
Figure SMS_22
时、幅相测量芯片输出电压的改变量。
在步骤S3中，通过执行以下操作生成控制信号：
步骤S31：根据所述幅值差异电压和所述相角差异电压，生成幅值反馈信号和移相反馈信号；
在本实施例中，幅值差异电压和相角差异电压能够反映“阻抗匹配网络及负载阻抗的阻抗值之和”与“射频电源系统的电源阻抗的阻抗值”之间的偏差，即，能够反映为达到阻抗匹配所需分数阶元件的阻抗信息（包括幅值和相位），因此，可以根据幅值差异电压和相角差异电压生成幅值反馈信号和移相反馈信号。
示例性地，获取到幅值差异电压和相角差异电压后，可以通过以下方式生成幅值反馈信号和移相反馈信号：
S311：获取负载阻抗和阻抗匹配网络的阻抗值；并基于获取的负载阻抗和阻抗匹配网络的阻抗值，得到所需分数阶元件的阻抗；
具体实施过程中，由于负载阻抗和阻抗匹配网络的阻抗值都会因电特性而波动，且阻抗调节的目的是使得阻抗匹配网络及负载阻抗的阻抗值之和等于所述射频电源系统的电源阻抗的阻抗值（即，输入阻抗的理想值），而电源阻抗的阻抗值为固定值（示例性地，
Figure SMS_23
），因此，可以根据该等式关系得到所需分数阶元件的阻抗，以对应后续逻辑判断的等式关系。
S312：将所需分数阶元件的相位转化为移相反馈信号；将所需分数阶元件和负载阻抗的阻抗值之和的实部值转化为幅值反馈信号。
需要说明的是，阻抗由电阻和电抗组成，其中，实部表示电阻，虚部表示电抗。以公式U=IZ为例，其中，电压U的实部相对于电阻，表征电压振幅；虚部相对于电抗，表征电压相位。因此，考虑振幅反馈时，需考量整体输入阻抗的实部，也就是电阻。而考虑相位反馈时，亦是考量反向推导输入阻抗中的电抗。
步骤S32：根据所述幅值反馈信号和所述移相反馈信号，生成调制波；具体地，
步骤S321：对所述幅值反馈信号与参考幅值之间的偏差信号进行PI调节，得到PI调节信号；
具体实施过程中，可以根据施行的不同工艺，经实验得到设备施行对应工艺时，具备较佳效能的参考幅值。
步骤S322：将所述PI调节信号与正弦信号相乘，并基于所述移相反馈信号对相乘后的信号进行移相处理，得到所述调制波；
其中，所述正弦信号的频率与射频电源系统中射频电源的频率相同。
步骤S33：将所述调制波与三角载波比较后生成所述控制信号。
需要说明的是，在本实施例中，DC-AC变换器包括开关管T1-T4；其中，开关管T1、T2分别为第一桥臂的上桥臂、下桥臂；开关管T3、T4分别为第二桥臂的上桥臂、下桥臂。此时，将所述调制波与三角载波比较后生成所述控制信号，包括：
步骤S331：当所述调制波的瞬时值大于所述三角载波的瞬时值时，生成驱动开关管T1和T4导通的控制信号；
步骤S332：当所述调制波的瞬时值小于所述三角载波的瞬时值时，生成驱动开关管T2和T3导通的控制信号。
需要说明的是，在步骤S4中，DC-AC变换器的输出电压经由低通滤波器后作用在所述阻抗匹配网络和负载阻抗之间，以调节所述DC-AC变换器对应的分数阶元件的阻抗值。
在本实施例中，总输入阻抗
Figure SMS_24
，其中，
Figure SMS_25
表示阻抗匹配网络的阻抗值，
Figure SMS_26
表示负载阻抗的阻抗值，
Figure SMS_27
分别表示分数阶元件的阻抗值。
当阻抗匹配时，满足
Figure SMS_28
，
Figure SMS_29
为电源阻抗的阻抗值。
当负载出现波动时，
Figure SMS_30
发生变化，使得
Figure SMS_31
不再成立。此时，可以通过控制DC-AC变换器的开关通断，调节分数阶元件的阻抗值
Figure SMS_32
，使得
Figure SMS_33
再次成立。
在S域中，分数阶元件的阻抗值的定义为：
Figure SMS_34
式中，
Figure SMS_35
为分数阶元件的阻抗系数，
Figure SMS_36
为分数阶元件的阻抗的阶数。
在本实施例中，DC-AC变换器输出的电压
Figure SMS_37
、电流
Figure SMS_38
在频域下满足：
Figure SMS_39
式中，
Figure SMS_40
为分数阶元件的阻抗的幅值。
假设分数阶元件为感性、阶次为
Figure SMS_41
，则其阻抗的定义为：
Figure SMS_42
可见，分数阶元件的阻抗可以分解为实部等效电阻和虚部等效电抗：
Figure SMS_43
Figure SMS_44
由此可知，分数阶元件取不同阶数时，根据DC-AC变换器输出的电压、电流关系，其等效阻抗可以是正电阻、负电阻、电容和电感。
设输入交流电压为50V/50Hz，根据不同的阶数，分数阶元件的电压、电流关系如图3-6所示。其中，
图3表示等效阻抗成正阻性、
Figure SMS_45
、
Figure SMS_46
时的电压、电流关系图。此时，电压和电流相位相同；就正电阻图呈现，电压调变前后的相位相同。
图4表示等效阻抗成负阻性、
Figure SMS_47
或-2、
Figure SMS_48
时的电压、电流关系图。此时，电压和电流相位相反；就负电阻图呈现，电压调变后的相位相差180度。
图5表示等效阻抗成电感、
Figure SMS_49
、
Figure SMS_50
时的电压、电流关系图。此时，电压相位在电流前面；就电感图呈现，电压调变后的相位超前0-90度。
图6表示等效阻抗成电容、
Figure SMS_51
、
Figure SMS_52
时的电压、电流关系图。此时，电压相位在电流前面；就电容图呈现，电压调变后的相位延后0-90度。
因此，通过控制DC-AC变换器的输出电压和输出电流，即可控制DC-AC变换器对应的分数阶元件的幅值和相位，即可实现不同的分数阶元件的阻抗特性。
实施例2
本发明实施例2提供了一种基于分数阶元件的阻抗匹配系统，结构示意图如图7和图8所示。其中，图7为生成幅值差异电压和相角差异电压部分的结构示意图，图8为控制模块及DC-AC变换器部分的结构示意图。该阻抗匹配系统应用于射频电源系统，所述射频电源系统包括射频电源、阻抗匹配网络和负载阻抗；其中，
所述阻抗匹配系统包括定向耦合器、幅相测量芯片、控制模块和DC-AC变换器；
所述定向耦合器，用于采集射频电源系统中阻抗匹配网络和负载阻抗之间的入射波和反射波；具体地，如图7所示，定向耦合器连接在阻抗匹配网络的第一端口和负载阻抗的第一端口之间；
所述幅相测量芯片，用于根据所述入射波和所述反射波判断阻抗是否存在差异，若存在，基于所述入射波和所述反射波得到幅值差异电压和相角差异电压；
所述控制模块，用于根据所述幅值差异电压和所述相角差异电压生成控制信号，利用所述控制信号调节DC-AC变换器的输出电压和输出电流；
基于所述DC-AC变换器的输出电压和输出电流调节所述DC-AC变换器对应的分数阶元件的阻抗值，使得调节后的分数阶元件、所述阻抗匹配网络及所述负载阻抗的阻抗值之和等于所述射频电源系统的电源阻抗的阻抗值。
此外，在定向耦合器和幅相测量芯片之间还可以设置衰减网络，用于对入射波和反射波进行衰减、并将衰减后的入射波和反射波发送至幅相测量芯片，以适应幅相测量芯片接收信号的量程范围。
此外，所述阻抗匹配系统还包括低通滤波器；所述DC-AC变换器的输出端连接所述低通滤波器的输入端，所述低通滤波器输出端连接在所述阻抗匹配网络和所述负载阻抗之间。具体地，低通滤波器的第一输出端和第二输出端分别连接阻抗匹配网络的第二端口、负载阻抗的第二端口。
此时，所述DC-AC变换器的输出电压经由低通滤波器后作用在所述阻抗匹配网络和负载阻抗之间，以调节所述DC-AC变换器对应的分数阶元件的阻抗值。
在该系统中，所述控制模块包括：
反馈信号生成单元，用于根据所述幅值差异电压和所述相角差异电压，生成幅值反馈信号
Figure SMS_53
和移相反馈信号
Figure SMS_54
；
调制波生成单元，用于根据所述幅值反馈信号和所述移相反馈信号，生成调制波；具体地，调制波生成单元包括PI控制器、移相电路和乘法器；其中，
将所述幅值反馈信号与参考幅值之间的偏差信号送入PI控制器，由PI控制器对偏差信号进行PI调节，得到PI调节信号；
利用乘法器，将所述PI调节信号与正弦信号相乘；
通过移相电路，利用移相反馈信号对相乘后的信号进行移相处理，得到调制波
Figure SMS_55
；
比较器，用于将所述调制波与三角载波比较后生成所述控制信号。
本实施例中，DC-AC变换器包括开关管T1-T4；其中，开关管T1、T2分别为第一桥臂的上桥臂、下桥臂；开关管T3、T4分别为第二桥臂的上桥臂、下桥臂。因此，比较器执行以下操作得到控制信号：
当所述调制波的瞬时值大于所述三角载波的瞬时值时，生成驱动开关管T1和T4导通的控制信号；
当所述调制波的瞬时值小于所述三角载波的瞬时值时，生成驱动开关管T2和T3导通的控制信号。
在图8中，低通滤波器包括电感
Figure SMS_58
、电阻
Figure SMS_61
和电容
Figure SMS_64
。开关管T1的源极连接电感
Figure SMS_57
的一端，开关管T3的源极连接电感
Figure SMS_60
的一端，电感
Figure SMS_63
的另一端和电感
Figure SMS_65
的另一端、电阻
Figure SMS_56
的一端相连，电阻
Figure SMS_59
的另一端记为低通滤波器的输出端A，前述电感
Figure SMS_62
的一端记为低通滤波器的输出端B，AB两个输出端连接在阻抗匹配网络和负载阻抗之间。
综上，本发明系统实施例的具体实施过程参见上述方法实施例即可，本系统实施例在此不再赘述。
由于本系统实施例与上述方法实施例原理相同，所以本系统也具有上述方法实施例相应的技术效果。
本领域技术人员可以理解，实现上述实施例方法的全部或部分流程，可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，所述的程序可存储于计算机可读存储介质中。其中，所述计算机可读存储介质为磁盘、光盘、只读存储记忆体或随机存储记忆体等。
以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种基于分数阶元件的阻抗匹配方法，其特征在于，包括：
采集射频电源系统中阻抗匹配网络和负载阻抗之间的入射波和反射波；
根据所述入射波和所述反射波判断阻抗是否存在差异，若存在，基于所述入射波和所述反射波得到幅值差异电压和相角差异电压；所述阻抗是否存在差异，指所述阻抗匹配网络及所述负载阻抗的阻抗值之和与所述射频电源系统的电源阻抗的阻抗值之间是否存在偏差；
根据所述幅值差异电压和所述相角差异电压生成控制信号，利用所述控制信号调节DC-AC变换器的输出电压和输出电流；
基于所述DC-AC变换器的输出电压和输出电流调节所述DC-AC变换器对应的分数阶元件的阻抗值，使得调节后的分数阶元件、所述阻抗匹配网络及负载阻抗的阻抗值之和等于所述射频电源系统的电源阻抗的阻抗值；
所述根据所述幅值差异电压和所述相角差异电压生成控制信号，包括：
根据所述幅值差异电压和所述相角差异电压，生成幅值反馈信号和移相反馈信号；
根据所述幅值反馈信号和所述移相反馈信号，生成调制波；
将所述调制波与三角载波比较后生成所述控制信号。
2.根据权利要求1所述的基于分数阶元件的阻抗匹配方法，其特征在于，基于所述幅值反馈信号和所述移相反馈信号生成调制波，包括：
对所述幅值反馈信号与参考幅值之间的偏差信号进行PI调节，得到PI调节信号；
将所述PI调节信号与正弦信号相乘，并基于所述移相反馈信号对相乘后的信号进行移相处理，得到所述调制波；
所述正弦信号的频率与所述射频电源系统中射频电源的频率相同。
3.根据权利要求1或2所述的基于分数阶元件的阻抗匹配方法，其特征在于，所述DC-AC变换器包括开关管T1、开关管T2、开关管T3和开关管T4；其中，开关管T1、开关管T2分别为第一桥臂的上桥臂、下桥臂；开关管T3、开关管T4分别为第二桥臂的上桥臂、下桥臂。
4.根据权利要求3所述的基于分数阶元件的阻抗匹配方法，其特征在于，将所述调制波与三角载波比较后生成所述控制信号，包括：
当所述调制波的瞬时值大于所述三角载波的瞬时值时，生成驱动开关管T1和开关管T4导通的控制信号；
当所述调制波的瞬时值小于所述三角载波的瞬时值时，生成驱动开关管T2和开关管T3导通的控制信号。
5.根据权利要求1所述的基于分数阶元件的阻抗匹配方法，其特征在于，所述DC-AC变换器的输出电压经由低通滤波器后作用在所述阻抗匹配网络和负载阻抗之间，以调节所述DC-AC变换器对应的分数阶元件的阻抗值。
6.一种基于分数阶元件的阻抗匹配系统，其特征在于，所述阻抗匹配系统应用于射频电源系统，所述射频电源系统包括射频电源、阻抗匹配网络和负载阻抗；
所述阻抗匹配系统包括定向耦合器、幅相测量芯片、控制模块和DC-AC变换器；
所述定向耦合器，用于采集射频电源系统中阻抗匹配网络和负载阻抗之间的入射波和反射波；
所述幅相测量芯片，用于根据所述入射波和所述反射波判断阻抗是否存在差异，若存在，基于所述入射波和所述反射波得到幅值差异电压和相角差异电压；所述阻抗是否存在差异，指所述阻抗匹配网络及所述负载阻抗的阻抗值之和与所述射频电源系统的电源阻抗的阻抗值之间是否存在偏差；
所述控制模块，用于根据所述幅值差异电压和所述相角差异电压生成控制信号，利用所述控制信号调节DC-AC变换器的输出电压和输出电流；
基于所述DC-AC变换器的输出电压和输出电流调节所述DC-AC变换器对应的分数阶元件的阻抗值，使得调节后的分数阶元件、所述阻抗匹配网络及负载阻抗的阻抗值之和等于所述射频电源系统的电源阻抗的阻抗值；
所述控制模块包括：
反馈信号生成单元，用于根据所述幅值差异电压和所述相角差异电压，生成幅值反馈信号和移相反馈信号；
调制波生成单元，用于根据所述幅值反馈信号和所述移相反馈信号，生成调制波；
比较器，用于将所述调制波与三角载波比较后生成所述控制信号。
7.根据权利要求6所述的基于分数阶元件的阻抗匹配系统，其特征在于，所述阻抗匹配系统还包括低通滤波器；
所述DC-AC变换器的输出端连接所述低通滤波器的输入端，所述低通滤波器的输出端连接在所述阻抗匹配网络和所述负载阻抗之间；
所述DC-AC变换器的输出电压经由低通滤波器后作用在所述阻抗匹配网络和负载阻抗之间，以调节所述DC-AC变换器对应的分数阶元件的阻抗值。
8.根据权利要求7所述的基于分数阶元件的阻抗匹配系统，其特征在于，所述DC-AC变换器包括开关管T1、开关管T2、开关管T3、开关管T4；其中，开关管T1、开关管T2分别为第一桥臂的上桥臂、下桥臂；开关管T3、开关管T4分别为第二桥臂的上桥臂、下桥臂；
所述比较器执行：
当所述调制波的瞬时值大于所述三角载波的瞬时值时，生成驱动开关管T1和开关管T4导通的控制信号；
当所述调制波的瞬时值小于所述三角载波的瞬时值时，生成驱动开关管T2和开关管T3导通的控制信号。
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