CN114978919A - 利用开关型非福斯特系统的换能器带宽拓宽方法及装置 - Google Patents

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CN114978919A CN202210669046.7A CN202210669046A CN114978919A CN 114978919 A CN114978919 A CN 114978919A CN 202210669046 A CN202210669046 A CN 202210669046A CN 114978919 A CN114978919 A CN 114978919A
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Abstract

本发明提供一种利用开关型非福斯特系统的电声换能器带宽拓宽方法及装置。电声换能器带宽拓宽端连接有构成开关型非福斯特系统的单相全桥逆变器、第一电容、第一电感。单相全桥逆变器的两个输入端分别与直流供电模块的两个输出端对应电连接；第一公共连接端、第二公共连接端分别与第一电感一端、第一电容一端对应电连接；第一电感另一端、第一电容另一端、功率放大器一个输出端相互电连接。电声换能器带宽拓宽方法包括：调整单相全桥逆变器的调制度、调制相角，从而拓宽电声换能器带宽。

Description

利用开关型非福斯特系统的换能器带宽拓宽方法及装置
技术领域
本发明涉及水声通信技术领域，涉及一种利用开关型非福斯特系统的换能器带宽拓宽方法及装置。
背景技术
随着水下无线通信技术及探测手段的不断发展，声波由于其在水介质中的高波速、低衰减频率等优点，成为了能在水下远距离传递信息的唯一载体。由此衍生出了能够研究水声传播规律和水下信号处理的水声技术，而水声技术中关键的一环就是电声换能器。电声换能器是一种可以远距离传输信息的大功率能量转换设备，主要由电磁储能元件和机械振动系统组成：储能元件负责在某种物理效应下完成电机转换，机械振动系统负责输出转换后的能量，即声能。电声换能器按照能量转换的机理可以分为5大类：压电换能器、电动换能器、电磁换能器、静电换能器，磁致伸缩换能器。为了获得最大的输出响应，换能器通常在其机械谐振的频率范围内工作，该频段内机械支路中的电抗较小，静态等效电感(容)主导系统的无功响应，其输入阻抗呈感(容)性。
为了提高以上所述大功率电声换能器的传输效率和品质，需要增设一个阻抗匹配网络以抵消换能器静态电抗带来的无功损耗，拓展系统共振带宽。传统的无源匹配方式受制于增益带宽理论，只能在单一频率下抵消静态电抗，不适用于宽带匹配。
非福斯特电路已经有了很长的研究历史：1953年Linwill基于Rodolph Sanon提出非福斯特器件的概念首次利用晶体管实现了接地型的负阻抗变换器；Antoniou在1972年提出利用差分输入电路结构实现浮地型差分结构负阻抗变换器(Negative impedanceconverter，NIC)。近年来关于非福斯特电路的研究也一直在持续：2018年Ting-Yen Shih等人使用晶体管构造了负阻抗转换器，并结合电流缓冲器和变压器设计了一种新的非福斯特传输匹配架构，匹配后的电性小型天线的传输效率相较于匹配前至多提高了34.4dB，并在其工作频段(26-89MHz)都能保持较好的稳定性；2020年Curtis Rasmussen借助一个运放组成负阻抗变换器，并由两个电阻器控制反馈增益，产生一个负电容，并将其匹配于压电谐振器上，将带宽拓展了三倍。
但目前的非福斯特电路集中应用于微型天线等小型声源，因为负阻抗变换器所使用的晶体管和运放的输出能力有限，只适用于于高频段微小功率设备，不能满足大功率声辐射器的带宽拓展要求，即现有的非福斯特宽带匹配方法无法适用于类似电声换能器的大功率声源。
发明内容
本发明的目的在于针对现有非福斯特电路不能满足大功率声辐射器的带宽拓展要求的问题，提供一种利用开关型非福斯特系统的电声换能器带宽拓宽方法及装置。
为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是：一种利用开关型非福斯特系统的电声换能器带宽拓宽方法，电声换能器驱动信号由功率放大器提供，所述电声换能器的集中参数模型具有振动系统等效电路结构；
所述开关型非福斯特系统包括连接于所述电声换能器驱动端的单相全桥逆变器、第一电容、第一电感；所述单相全桥逆变器的两个开关管具有第一公共连接端，另外两个开关管具有第二公共连接端；所述单相全桥逆变器的两个输入端分别与直流供电模块的两个输出端对应电连接；所述第一公共连接端、第二公共连接端分别与第一电感一端、第一电容一端对应电连接；所述第一电感另一端、第一电容另一端、功率放大器一个输出端相互电连接于第一电连接点；
当所述电声换能器输入阻抗为容性时：所述电声换能器一个驱动端连接至第一电连接点，所述功率放大器另一个输出端、电声换能器另一个驱动端均连接至第二公共连接端；
当所述电声换能器输入阻抗为感性时，所述电声换能器一个驱动端连接至第二公共连接端，所述功率放大器另一个输出端、电声换能器另一个驱动端相互电连接；
所述电声换能器带宽拓宽方法包括：
(M1)当所述电声换能器输入阻抗为容性时，根据下式计算单相全桥逆变器的调制度m’、调制相角θs，其中
m’＝m1+Δm1；
Figure BDA0003694102460000021
θs＝θm；
其中，ω＝2πFs，Vdc为所述直流供电模块的输出电压，Ls、Cs分别为第一电容的电容值、第一电感的电感值；Em、Fs、θm分别为所述功率放大器输出电压信号的振幅、频率、相角；Δm1是根据
Figure BDA0003694102460000022
计算得到的调制度反馈量；Z等效1是对应于输入阻抗为容性的电声换能器的开关型非福斯特系统在第一电连接点与第二公共连接端之间的等效阻抗的实测值，C0为输入阻抗为容性的电声换能器的集中参数模型中静态等效电容的容值；
(M2)当所述电声换能器输入阻抗为感性时，根据下式计算单相全桥逆变器的调制度为m’、调制相角θs，其中
m’＝m2+Δm2；
Figure BDA0003694102460000023
Figure BDA0003694102460000031
其中，在输入阻抗为感性的电声换能器的集中参数模型中，所述静态等效电感与振动系统等效电路结构构成第一等效电路结构，Zr、θr分别为所述第一等效电路结构的等效阻抗所对应的阻抗模、阻抗角；Δm2是根据jωLe-Z等效2计算得到的调制度反馈量；Le为所述集中参数模型中静态等效电感的电感值，Z等效2是对应于输入阻抗为感性的电声换能器的开关型非福斯特系统在第一电连接点与第二公共连接端之间的等效阻抗的实测值。
通过上述设置，使得单相全桥逆变器的调制度m’可以跟踪功率放大器输出电压信号的频率，从而可以拓展系统共振带宽，可随着功率放大器输出电压信号的频率而调整调制度，从而可以避免仅在单一频率下抵消静态等效电抗(静态等效电容或静态等效电感)，从而适用于宽带匹配。通过将目标匹配的的值与实测得到的值相减(
Figure BDA0003694102460000032
或jωLe-Z等效2)，从而计算得到调制度反馈量，从而可以实现闭环控制，使得控制精度更高。
通过上述设置，本发明设置了非福斯特阻抗匹配网络，产生负阻抗以抵消换能器静态电抗，从而可以提高电声换能器输出信号的传输效率和品质。
本发明中，当所述电声换能器输入阻抗为容性时，通过上述公式调整单相全桥逆变器的调制度m’、调制相角θs，从而使得所述单相全桥逆变器、第一电容、第一电感构成的电路结构在第一电连接点与第二公共连接端之间的等效阻抗抵消了所述集中参数模型中静态等效电容所对应的阻抗值。即使得从第一电连接点流向第二公共连接端的电流与流过静态等效电容相等。这样在不考虑其他损耗的条件下，使得功率放大器的输出电流尽可能提供给振动系统等效电路结构，从而尽量避免影响换能器振动系统的性能。
本发明中，当所述电声换能器输入阻抗为感性时，通过上述公式调整调整单相全桥逆变器的调制度m’、调制相角θs，使得所述单相全桥逆变器、第一电容、第一电感构成的电路结构在第一电连接点与第二公共连接端之间的等效阻抗抵消了所述集中参数模型中静态等效电感所对应的阻抗值。即使得从第一电连接点、第二公共连接端之间的电压抵消静态等效电感两端的电压。这样在不考虑其他损耗的条件下，使得功率放大器的输出电压尽可能提供给振动系统等效电路结构，从而尽量避免影响换能器振动系统的性能。
上述技术方案中，所述电声换能器输入阻抗为容性；
在所述电声换能器的集中参数模型中，所述振动系统等效电路结构与静态等效电容、第一静态等效电阻相互并联在电声换能器的两个驱动端之间。
上述技术方案中，当所述电声换能器输入阻抗为容性时，Z等效1是
Figure BDA0003694102460000047
与
Figure BDA0003694102460000046
的比值，其中，
Figure BDA0003694102460000045
为由第一电容另一端流向第一电容一端的电流值，
Figure BDA0003694102460000048
为由第一电感一端流向第一电感另一端的电流，
Figure BDA0003694102460000044
为所测量的第一电容另一端电压与第一电容一端电压之间的差值。
上述技术方案中，当所述电声换能器输入阻抗为感性时，Z等效2为
Figure BDA0003694102460000049
与
Figure BDA00036941024600000410
的比值，
Figure BDA00036941024600000411
为所测量的功率放大器输出电流。
上述技术方案中，Δm1是根据
Figure BDA0003694102460000041
通过比例-积分调节方法计算得到；Δm2是根据jωLe-Z等效2通过比例-积分调节方法计算得到。
本发明中，通过采用PI控制器使得响应快速，且可实现无静差调节。
上述技术方案中，电声换能器带宽拓宽方法还包括：判断所述电声换能器输入阻抗为容性还是感性；
若判断所述电声换能器输入阻抗为容性，则令所述第一电感另一端、第一电容另一端、功率放大器一个输出端、电声换能器一个驱动端相互电连接，且令所述第二公共连接端、第一电容一端、功率放大器另一个输出端、电声换能器另一个驱动端相互电连接；
若判断所述电声换能器输入阻抗为感性，则令所述第一电感另一端、第一电容另一端、功率放大器一个输出端相互电连接，且令所述第二公共连接端、第一电容一端、电声换能器一个驱动端相互电连接，且令所述功率放大器另一个输出端、电声换能器另一个驱动端相互电连接。
本发明中，通过上述设置，可以根据电声换能器输入阻抗为容性还是感性相应调整第一电感、第一电容、功率放大器、电声换能器的连接关系，从而使得本申请的适用性更好。
上述技术方案中，第一电感的电感值Ls、第一电容的电容值Cs满足下式：
Figure BDA0003694102460000042
Figure BDA0003694102460000043
其中，Fs为所述功率放大器输出信号的频率，Fn为第一电感、第一电容构成的LC滤波器的谐振频率；Fp为所述单相全桥逆变器的开关管的开关频率；Δiac_max为所述功率放大器额定输出电流有效值的30％。
上述技术方案中，通过在所述电声换能器带宽拓宽端施加激励信号，获取所述电声换能器的电输入导纳曲线或电输入阻抗曲线，根据电输入导纳曲线或电输入阻抗曲线拟合得到所述电声换能器的集中参数模型。
上述技术方案中，所述直流供电模块并联连接有第二电容。
本发明中，通过在单相全桥逆变器的直流侧设置电容，从而可以暂存能量和缓冲无功能量。
本发明还提供一种利用开关型非福斯特系统的电声换能器带宽拓宽装置，包括处理器，所述处理器被配置为用于执行所述的电声换能器带宽拓宽方法的步骤。
与现有技术相比，本发明具有如下优点：
1、本发明使用开关型非福斯特前馈控制系统构造的有源匹配网络实现对电声换能器阻抗的宽带匹配，使得电声换能器可以在较大带宽范围内工作，同时提高了非福斯特控制系统的功率适用量级；
2、本发明使用开关型非福斯特前馈控制系统构造的有源匹配网络理论上适用于各种类型的大功率声源，从而可以适用于类似电声换能器的大功率声源，应用场景广泛；
3、本发明在保证电声换能器大功率输出的同时拓展了输出带宽，大大提高了换能器的输出效率；
4、本发明采用前馈控制的方法，能够有效地减少检测和控制量，提高收敛速度和响应速度，在降低成本的同时提高了系统的可靠性，具有实际的理论价值和工程意义。
附图说明
图1(a)为现有技术中输入阻抗为容性的电声换能器的集中参数模型及其简化图；
图1(b)为现有技术中输入阻抗为感性的电声换能器的集中参数模型及其简化图；
图2是本发明实施例1的电声换能器带宽拓宽装置与功率放大器、电声换能器的电路连接示意图；
图3是图2的原理分析示意图；
图4是本发明实施例2的电声换能器带宽拓宽装置与功率放大器、电声换能器的电路连接示意图；
图5是图4的原理分析示意图；
图6是本发明实施例1和2的控制框图；
图7是本发明实施例1和2的电声换能器带宽拓宽方法的流程示意图；
图8是本发明实施例1的控制效果示意图；
图9是本发明实施例2的控制效果示意图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图通过特定的实施例说明本发明的实施方式，对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
实施例1
现有的阻抗匹配网络一般仅能在单点频率上完成匹配，因此无法实现负载的宽带匹配，而本申请使用非福斯特网络完成对负载的宽带匹配。
目前已有的非福斯特网络由运放等输出能力有限的元件组成，只能实现对微小天线等毫瓦级小功率的负载的阻抗匹配。本申请中，提出的开关型非福斯特系统输出能力较强，可以完成对换能器等功率为100W以上的大功率声源的阻抗匹配，且可以跟踪功率放大器输出信号频率，从而在整个输出信号频率范围内，实现对电声换能器静态阻抗的匹配，拓展电声换能器带宽。
当电声换能器输入阻抗为容性时，电声换能器集中参数模型及其简化图如图1(a)所示。模型根据电机类比方法推导而来，包括驱动系统等效电路和振动系统等效电路，两系统之间通过变比为机电转换系数的变压器连接。其中驱动系统等效电路包括并联的静态电阻R0和静态等效电容C0，振动系统等效电路是由动态电感Lm、动态电容Cm、动态电阻R1和负载阻抗ZL串联组成。容性电声换能器集中参数模型也可以化简为由静态等效电阻R0(例如介质电损耗电阻)和静态等效电容C0，以及振动系统等效电阻Rmes、振动系统等效电感Lmes和振动系统等效电容Cmes组成的五参数元件等效电路。由于静态等效电阻R0的值很大，通常可以将其忽略。当电声换能器10输入阻抗为容性时，所述振动系统等效电路结构由相互串联的振动系统等效电阻53、振动系统等效电感54、振动系统等效电容55组成。
当电声换能器输入阻抗为感性时，电声换能器集中参数模型及其简化图如图1(b)所示。模型根据电机类比方法推导而来，包括驱动系统等效电路和振动系统等效电路，两系统之间通过变比为机电转换系数的回转器连接。其中驱动系统等效电路包括串联的驱动线圈直流电阻Re(也可称为静态等效电阻)和静态等效电感Le，振动系统等效电路是由动态电感Lm、动态电容Cm、动态电阻R1和负载阻抗ZL串联组成。感性换能器集中参数模型也可以化简为由静态等效电阻Re(例如驱动线圈直流电阻)和静态等效电感Le，以及振动系统等效电阻Rmes、振动系统等效电感Lmes和振动系统等效电容Cmes组成的五参数元件等效电路。当电声换能器10输入阻抗为感性时，所述振动系统等效电路结构由相互并联的振动系统等效电阻53、振动系统等效电感54、振动系统等效电容55组成。
本发明采用非福斯特有源电路(Non-Foster Circuit)突破增益带宽理论的限制，克服无源性的假设局限，实现大功率电声换能器的宽带匹配。
如图2-图3所示为本发明实施例1所述容性电声换能器非福斯特电路所在网络及其结构组成图。其中功率放大器20用于为容性电声换能器提供可变幅值和频率的电压与电流信号。本文所述开关型非福斯特前馈控制系统并联在容性电声换能器与功率放大器20之间。
电声换能器10驱动信号由功率放大器20提供，所述电声换能器10的集中参数模型具有振动系统等效电路结构。
所述电声换能器10驱动端连接有单相全桥逆变器30、第一电容1、第一电感2；
所述单相全桥逆变器30的两个开关管具有第一公共连接端A，另外两个开关管具有第二公共连接端B。
所述单相全桥逆变器30的两个输入端分别与直流供电模块4的两个输出端对应电连接；所述第一公共连接端A、第二公共连接端B分别与第一电感2一端、第一电容1一端对应电连接；所述第一电感2另一端、第一电容1另一端、功率放大器20一个输出端相互电连接。
当所述电声换能器10输入阻抗为容性时，所述第一电感2另一端、第一电容1另一端、功率放大器20一个输出端、电声换能器10一个驱动端相互电连接于第一电连接点P1，所述第二公共连接端B、第一电容1一端、功率放大器20另一个输出端、电声换能器10另一个驱动端相互电连接。
所述电声换能器带宽拓宽方法包括：当所述电声换能器10输入阻抗为容性时，计算单相全桥逆变器30的调制度m’、调制相角θs。其中，m’＝m1+Δm1。
本发明中，逆变器交流侧的输出电压幅值Vac与直流侧的输入电压Vdc关系为：
Figure BDA0003694102460000071
从数值大小的角度，调制波的幅值与交流侧电压幅值相同，载波幅值与直流侧电压幅值相同。
逆变模块输出正弦波包括幅值信息和相角信息。幅值和相角共同组成了完整的波形，为了运用PWM调制技术对逆变器输出波形进行调制，需要同时对幅值和相角进行调制。所以需要目标调制度和目标相角共同作为PWM调制的参数，作用是分别对逆变器输出波形的幅值和相角进行调制。
逆变器交流侧电流振幅相量，即为流过第一电感2的电流。
Δm1是根据
Figure BDA0003694102460000072
计算得到的调制度反馈量。
C0为所述集中参数模型中静态等效电容51的容值，Z等效1是所述第一电路结构在第一电连接点P1与第二公共连接端B之间的等效阻抗的实测值。
优选地，Z等效1是
Figure BDA0003694102460000081
与
Figure BDA0003694102460000082
(也即
Figure BDA0003694102460000083
)的比值，其中，
Figure BDA0003694102460000084
为由第一电容1另一端流向第一电容1一端的电流值，
Figure BDA0003694102460000085
为由第一电感2一端流向第一电感2另一端的电流，
Figure BDA0003694102460000086
为所测量的第一电容1另一端电压与第一电容1一端电压之间的差值。
所述电声换能器10输入阻抗为容性；
在所述集中参数模型中，所述振动系统等效电路结构与静态等效电容51、第一静态等效电阻52相互并联在电声换能器10的两个驱动端之间；
Figure BDA0003694102460000087
θs＝θm；
其中，ω＝2πFs。
所述电声换能器带宽拓宽方法还包括：判断所述电声换能器10输入阻抗为容性还是感性。例如磁致伸缩换能器即为感性电声换能器，压电换能器为容性换能器。
若判断所述电声换能器10输入阻抗为容性，则令所述第一电感2另一端、第一电容1另一端、功率放大器20一个输出端、电声换能器10一个驱动端相互电连接，且令所述第二公共连接端B、第一电容1一端、功率放大器20另一个输出端、电声换能器10另一个驱动端相互电连接。
通过在所述电声换能器10驱动端施加激励信号，获取所述电声换能器10的电输入导纳曲线或电输入阻抗曲线，根据电输入导纳曲线或电输入阻抗曲线拟合得到所述电声换能器10的集中参数模型。
所述直流供电模块4并联连接有第二电容3。第二电容3为直流侧直流电容，起到稳压作用，暂存能量和缓冲无功能量。Vdc为定值。直流供电模块4可为直流电源或电池。
本发明还提供一种电声换能器带宽拓宽装置，包括处理器，所述处理器被配置为用于执行上述电声换能器带宽拓宽方法的步骤。
图6是本发明电声换能器带宽拓宽装置(也称开关型非福斯特前馈控制系统)的控制框图。控制系统包括逆变模块、电压检测模块、锁相模块、PWM计算模块、PWM调制模块；所述逆变模块的输入端连接直流电压源，输出端与功率放大器和所述电声换能器连接；所述电压检测模块，用于对功率放大器两端输出电压的检测；所述锁相模块，用于进行对检测到的电压信号进行锁相计算，并进行角度跟踪控制，并最终输出到所述PWM计算模块；所述PWM计算模块用于计算PWM的目标调制度及相角，并将其作为前馈量使用PI控制器对逆变器输出相位和幅值进行实时补偿，最终输出到所述PWM调制模块；所述PWM调制模块输入端连接所述PWM计算模块，输出端连接所述逆变器模块，用于输出合适的PWM脉冲，控制所述非福斯特前馈控制系统的工作状态。非福斯特电路是指其输出特性能够等效为负电感或负电容的电路。
图6表示整个前馈控制的信号采集及反馈输出过程。将电压检测模块输出端与相位检测模块输入端连接。PWM计算模块经计算后得到前馈量：目标调制度m和目标相角θs，经调制单元生成SPWM波形后，测量PWM整流桥两端电压(即第一电容1两端电压)得到实际补偿值，通过与理论计算值比较，通过PI控制器完成对前馈量的反馈控制过程；PI控制器的输出Δm与理论计算值m经过一定的运算关系，连接到PWM调制模块。PI控制器输入为实际补偿量计算结果；锁相模块采集功率放大器两端的相角，进而计算后续调制相角。
PI控制器输入是理论补偿电感(电容)与实际补偿电感(电容)的差值。通过控制器控制调制度m’变化。PI控制器参数是主要分为比例系数Kp和积分系数Ki，结合理论计算和实际情况调优确定。实际过程中，比例系数、积分系数可通过调试得到，例如在实验时接入控制系统，根据输出波形的质量以及稳态误差的大小去确定。本发明中，对于输入阻抗为容性、感性的电声换能器，比例-积分调节中均可取比例系数Kp＝10，积分系数Ki＝5。本发明的PI控制器响应快速，且能进行无静差调节。也可采用PD控制器。
理想状态中，根据目标调制度、目标调制相角得到的PWM波形可以满足要求，但实际中由于逆变器控制存在的误差，使得负阻抗可能无法完全抵消换能器静态电抗，因此采集逆变器输出交流，再反馈进行补偿计算、PI控制，再计算所需要的目标调制度m’。
相位检测模块即为功率放大器输出电压相位检测，可以理解为锁相器，其作用在于得到功率放大器输出电压相位θm，作为PWM计算模块的输入量，以得到前馈量(目标调制度m和目标相角θs)，进而控制开关型非福斯特匹配网络输出所需的负阻抗值。本发明中θm即为功率放大器输出电压相角。
本方案提出的开关型非福斯特宽带匹配网络可跟踪相角频率的变化，更重要的是通过跟踪相角频率，能够在多个频率点通过输出负阻抗调节换能器的等效输入阻抗实现宽带匹配。
剩余阻抗Zr(图5中标号为50)指NIC网络匹配后换能器集总等效电路剩余的等效阻抗。剩余阻抗是由换能器集中参数等效电路阻抗减去所需匹配的阻抗所剩余的阻抗值。这个值并不是由采集量计算得到的，而是预先由理论计算得到以用于目标调制度和相角的计算。
PWM整流桥两端电压指A端、B端之间电压经LC滤波器后第一电容1两端电压，即NIC网络的输出电压。
测量的交流侧电压(即第一电容两端电压)为随时间变化的电压，其与电流进行相量×、÷，计算出NIC网络的输出等效阻抗，与需要匹配的阻抗做比较，得到补偿误差，再通过控制器跟随控制补偿。对于容性换能器，因为补偿等效量是电容，是电容量相比较；对于感性换能器，补偿等效量是电感，是电感量比较。
图2中，NIC是与功率放大器并联，则实际补偿量(即PI控制器的输入值)应是NIC两端电压(第一电容1两端电压)与流过NIC的电流比值(即图3中
Figure BDA0003694102460000101
)。
一种用于拓宽电声换能器带宽的开关型非福斯特系统，包括等效电路模型模块、模型辨识模块、逆变模块、电压检测模块、锁相模块、PWM计算模块、PWM调制模块；所述逆变模块的输入端连接直流电压源，输出端与功率放大器和所述电声换能器连接；所述电压检测模块，用于对功率放大器两端输出电压的检测；所述锁相模块，用于进行对检测到的电压信号进行锁相计算，并进行角度跟踪控制，并最终输出到所述PWM计算模块；所述PWM计算模块用于计算PWM的目标调制度及相角，并将其作为前馈量使用PI控制器对逆变器输出相位和幅值进行实时补偿，最终输出到所述PWM调制模块；所述PWM调制模块输入端连接所述PWM计算模块，输出端连接所述逆变器模块，用于输出合适的PWM脉冲，控制所述开关型非福斯特系统的工作状态。
本方案根据目标调制度、目标调制相角的要求，来控制PWM调制模块生成PWM波形，控制各个开关通断。
本发明的电声换能器带宽拓宽方法利用开关型非福斯特系统构造的有源匹配网络实现对电声换能器阻抗进行宽带匹配时。
图7是本实施例所述用于拓宽电声换能器带宽的电声换能器带宽拓宽方法(也称为开关型非福斯特前馈控制方法)的流程图，当电声换能器输入电阻抗呈容性时，本发明的电声换能器带宽拓宽方法的步骤具体如下：
S1：根据电声换能器的类型，选择开关型非福斯特系统前馈控制方案。如果电声换能器输入电阻抗呈容性，则根据步骤S2-S5进行控制；如果电声换能器输入电阻抗呈感性，则根据步骤S6-S9进行控制；
本发明中，区分电声换能器为感性或容性的依据是：在电声换能器在机械谐振频率处其输入阻抗所呈现的特性为感性或容性。在机械谐振频率处，输入阻抗Z＝R+jX，若X>0呈感性，X＜0呈容性。本领域技术人员可以理解。
S2：使用功率放大器对大功率容性电声换能器施加激励信号，获取所述换能器的电输入导纳曲线。
S3：根据所述容性电声换能器结构建立集中参数模型，并用拟合算法根据电输入导纳曲线拟合出模型元件参数值，该模型建立方法亦适用于多模态设计的宽频带电声换能器，根据其谐振频率与模态推导集中参数模型结构及具体参数。
对于多模态换能器，目标调制度和目标相角可采用与本方案相同的计算公式，只是集中参数模型结构不同，也就是调制度和相角计算过程中所需要的输入参数值不同。本领域技术人员可根据实际需求，将本方案用于多模态换能器。
所述步骤S3中，容性电声换能器集中参数模型根据电机类比方法推导而来，模型包括驱动系统等效电路和振动系统等效电路。
电声换能器的输入导纳即为输入复阻抗的倒数。根据电输入导纳曲线拟合出集中参数模型中各个元件的参数值，是已有技术内容。电声换能器集中参数模型即为对电声换能器的等效电路建模。建立电声换能器集中参数模型是已有技术。
功率放大器两端输出电压，经由非福斯特匹配电路后，再输出到电声换能器两端。但是对于容性换能器，由于功率放大器经由并联非福斯特匹配网络连接到电声换能器输入端，功率放大器输出电压幅值等于换能器输入电压幅值。
所述步骤S3中，可以选用最小二乘算法、粒子群算法等拟合算法对电输入导纳曲线进行拟合，但是拟合算法不限于这两种算法。
所述步骤S3中，可以选用最小二乘算法、粒子群算法等拟合算法对电输入导纳曲线进行拟合，但是拟合算法不限于这两种算法。
通过拟合算法根据电输入导纳曲线拟合出模型元件参数值，当拟合误差小于设定值时，元件拟合参数如下表所示。
Figure BDA0003694102460000111
S4：将开关型非福斯特前馈控制系统并联在功率放大器与电声换能器之间，根据容性电声换能器集中参数模型中静态等效电容值，给定逆变器输出端口所需要模拟的负电容容值-C0；
对于容性换能器，功率放大器和控制系统NIC互相并联在电声换能器输入端(图2)；对于感性换能器，功率放大器和控制系统NIC与电声换能器互相串联(图4)。
由于测量的是换能器整体的阻抗曲线，所以拟合需要换能器集中参数模型中所有元件的拟合值。
计算调制度的过程是：假设系统能够提供-C0的负电容，则匹配完全。根据匹配完全后剩余阻抗信息，获得此刻电声换能系统和匹配系统中的电流和电压值，根据电压和电流值确定调制度和调制相角。当输入电阻抗呈容性时，因为相互并联、且控制系统的阻抗与原有阻抗符号相反时，才能抵消原有输入阻抗，因此，将控制系统与功率放大器并联在换能器输入端。当输入电阻抗呈感性时，因为相互串联、且控制系统的阻抗与原有阻抗符号相反时，才能抵消原有输入阻抗，因此，将控制系统与功率放大器串联在换能器输入端。即在机械谐振频率处，电输入阻抗呈容性时，必须在换能器输入端并联非福斯特匹配网络抵消静态等效电容C0，非福斯特网络输出特性等效为-C0。输入阻抗呈感性时，必须在换能器输入端串联非福斯特匹配网络抵消静态等效电感Le，非福斯特网络输出特性等效为-Le。
S5：通过控制PWM调制度和调制相角，保持逆变器输出电流为负电容电流，从而实现对容性换能器阻抗的宽带匹配；
所述步骤S5具体包括：
S501：用电压检测模块检测功率放大器电压信号，得到功率放大器输出电压幅值为Em，频率为Fs，初相角为θm，即功率放大器输出电压振幅相量为
Figure BDA0003694102460000121
S502：用锁相模块对检测到的电压信号进行锁相计算(即得到功率放大器20的实时相角)，并对角度进行跟踪控制，最终输出到所述PWM计算模块。
S503：所述PWM计算模块用于计算PWM的目标调制度及相角，并将其作为前馈量使用PI控制器对逆变器输出相位和幅值进行实时补偿，最终输出到所述PWM调制模块；
PWM目标调制度及相角计算过程如下：
通过容性换能器静态等效电容上的电流为：
Figure BDA0003694102460000122
当容性电声换能器静态等效电容匹配完全时，逆变器目标输出电流等于负电容电流，即：
Figure BDA0003694102460000123
假设PWM目标调制度为m1，PWM逆变器交流侧电压振幅相量为
Figure BDA0003694102460000124
交流侧电流振幅相量为
Figure BDA0003694102460000125
PWM逆变器直流侧电压为Vdc，则当不计功率开关管桥路损耗时，交直流侧电压关系为：
Figure BDA0003694102460000126
根据基尔霍夫电流定律，逆变器交流侧满足流过第一电容1(容值为Cs)电流
Figure BDA0003694102460000127
等于流过第一电感2(电感值为Ls)电流
Figure BDA0003694102460000128
与逆变器目标输出电流
Figure BDA0003694102460000129
之和，即：
Figure BDA00036941024600001210
根据基尔霍夫电压定律，逆变器交流侧回路满足交流侧电压等于第一电感2电压与第一电容1电压之和，即：
Figure BDA0003694102460000131
联立式(1)、(2)、(3)、(4)和(5)即可解得：
PWM目标调制度：
Figure BDA0003694102460000132
PWM目标调制相角：θs＝θm。
S504：PWM调制模块根据步骤S502和步骤S503中计算与控制结果，输出合适的PWM脉冲，控制所述开关型非福斯特前馈控制系统的工作状态，保持逆变器输出电流为负电容电流，从而实现对容性电声换能器静态阻抗的匹配。
图3为本发明实施例1所述的容性电声换能器使用的开关型非福斯特前馈控制系统结构示意图。逆变器端口输出电压
Figure BDA0003694102460000133
与容性换能器静态等效电容51(容值为C0)两端电压
Figure BDA0003694102460000134
之间的关系为：
Figure BDA0003694102460000135
从逆变器端口流入逆变器的电流
Figure BDA0003694102460000136
与流经静态等效电容51的电流
Figure BDA0003694102460000137
之间的关系为：
Figure BDA0003694102460000138
由于逆变器输出阻抗
Figure BDA0003694102460000139
静态电抗
Figure BDA00036941024600001310
所以可以得到
Figure BDA00036941024600001311
从而实现对容性换能器静态阻抗的匹配。
图3中，g端口表示开关型器件的栅极。
Figure BDA00036941024600001312
指输出端口A、B两端经第一电感2和第一电容1后两端的输出电压。
Figure BDA00036941024600001313
等效为与C0并联的电抗，电抗
Figure BDA00036941024600001314
输出特性呈现负电容特性，并联的
Figure BDA00036941024600001315
相加从而抵消静态等效电容C0。对于容性换能器，匹配网络与功率放大器和换能器是并联关系，即逆变器端口和静态等效电容C0两端电压相同，若要实现逆变器输出端口特性等效为-C0，那么流经逆变器
Figure BDA00036941024600001316
和静态等效电容IL的电流关系必须为
Figure BDA00036941024600001317
这是求解匹配网络所需调制度和相角的预设条件。
Figure BDA00036941024600001318
根据图3，即流到B点的电流为
Figure BDA00036941024600001319
其中一部分
Figure BDA00036941024600001320
由静态等效电容C0消耗，则另一部分
Figure BDA00036941024600001321
流到电声换能器10，而且由于换能器输入电压与功率放大器输出电压相等，即换能器接收到功率放大器的全部输出功率
Figure BDA00036941024600001322
优选地，所述逆变模块为了将开关频率附近的高次谐波滤除，采用下式所示原则选用LC滤波器(即第一电感2的电感值Ls、第一电容1的电容值Cs满足下式)。
Figure BDA00036941024600001323
Figure BDA0003694102460000141
其中，Fs为所述功率放大器20输出信号的频率，Fn为第一电感2、第一电容1构成的LC滤波器的谐振频率；Fp为所述单相全桥逆变器30的开关管的开关频率(即输出PWM信号的载波频率)；Δiac_max为所述功率放大器20额定输出电流有效值的30％。基于以上原则，优选地，取第一电感2的电感值Ls为2mH；第一电容1的电容值Cs为10μF。
图8为本发明实施例1容性电声换能器开关型非福斯特宽带控制系统效果图。实线(—)表示功率放大器电纳曲线，从图中可以看出随着频率的增加，功率放大器输出电纳迅速增加，严重限制了换能器的宽带输出；虚线(—·—)表示在电声换能系统中引入的Non-foster前馈控制系统输出电纳曲线；在引入本文所述控制系统后，图3的P1点、P1’点之间的输出电纳曲线如图8虚线(——)所示，在完全消除换能器静态电抗的情况下，能够保持高频情况下输出电纳接近于零，从而提高电声换能器的输出效率，拓展其的输出带宽。
换能器静态等效电容和机械端等效阻抗的频率特性均会导致输出电纳增加，这并不是功率放大器本身的影响。未添加匹配网络时，换能器静态等效电容会分担功率放大器提供的功率，导致换能器在多个频率下输出功率较低。本方案实际上的确是在维持功率放大器输出电压不变的情况下，使用非福斯特匹配网络在较宽频率范围调节换能器输入位置的等效导纳(阻抗)，提高换能器输出功率，实现换能器的宽频带输出。
本方案提出一种能够实现声源宽带匹配的非福斯特网络并给出了网络的建立、分析、实现方法。实现方法的具体过程为：测试声源的阻抗(导纳)特性，得到其阻抗(导纳)曲线；建立声源的集中参数等效电路，根据等效电路结构拟合获得相关参数；根据网络参数获得完成声源宽带匹配的目标前馈量(调制度m和相角)。根据目标调制度、目标调制相角的要求，控制PWM调制模块生成PWM波形；PWM波形控制开关型非福斯特网络输出负阻抗，进而实现对声源的宽带匹配。
本发明采用非福斯特有源电路(Non-Foster Circuit)可实现电声换能器的宽带匹配。
本方案在功率放大器和换能器之间添加一个非福斯特宽带匹配系统，该系统借助开关器件构建逆变器，输出与换能器输入特性相反的负电抗，该负电抗能够抵消换能器的静态电抗，使得在激励相同的前提下，换能器在各频率下的输出功率增大，拓展了换能器的输出带宽(即宽带匹配)。本申请根据对换能器的阻抗分析结果经过前馈计算，得到相应的调制度和相角，使用由开关器件构成的逆变器，输出所需的负电抗值，拓展换能器输出带宽且提高了非福斯特电路的输出功率量级。
本发明提供一种用于拓宽电声换能器带宽的开关型(Switch-mode)非福斯特前馈系统及其实现方法，使用开关型非福斯特前馈控制系统构造有源匹配网络实现对电声换能器阻抗的宽带匹配。这种非福斯特系统可以在理论上实现较大带宽，突破了增益-带宽理论对电声换能器带宽的限制；且该系统相较于常用的基于运算放大器的非福斯特系统功率能力可以提高1000倍以上，提升了非福斯特电路匹配网络的功率适用量级。本发明在保证换能器输出的同时拓展了输出带宽，大大提高了电声换能器的输出效率，具有实际的理论价值和工程意义。本方案能够提高非福斯特的功率适用量级，能够适用于更多的应用场景。
实施例2
如图4-图5所示，本实施例2与实施例1区别是，所述电声换能器10输入阻抗为感性。
当所述电声换能器10输入阻抗为感性时，所述第一电感2另一端、第一电容1另一端、功率放大器20一个输出端相互电连接于第一电连接点P1，所述第二公共连接端B、第一电容1一端、电声换能器10一个驱动端相互电连接，所述功率放大器20另一个输出端、电声换能器10另一个驱动端相互电连接。当所述电声换能器10输入阻抗为感性时，所述功率放大器20的输出电流恒定。
本实施例中，所述电声换能器带宽拓宽方法包括：调整单相全桥逆变器30的调制度m’、调制相角θs。其中，m’＝m2+Δm2。
Δm2是根据jωLe-Z等效2计算得到的调制度反馈量。Le为所述集中参数模型中静态等效电感56的电感值，Z等效2是所述第一电路结构在第一电连接点P1与第二公共连接端B之间的等效阻抗的实测值。
优选地，Z等效2为
Figure BDA0003694102460000151
与
Figure BDA0003694102460000152
的比值，
Figure BDA0003694102460000153
为所测量的功率放大器20输出电流。
Δm2是根据jωLe-Z等效2通过比例-积分调节方法计算得到，也可通过比例-微分调节方法计算得到。
所述电声换能器10输入阻抗为感性；
在所述集中参数模型中，所述振动系统等效电路结构与静态等效电感56、第二静态等效电阻57相互串联在电声换能器10的两个驱动端之间，所述静态等效电感56与振动系统等效电路结构构成第一等效电路结构；
Figure BDA0003694102460000154
Figure BDA0003694102460000155
其中，ω＝2πFs；Zr、θr分别为所述第一等效电路结构的等效阻抗所对应的阻抗模、阻抗角。
所述电声换能器带宽拓宽方法还包括：判断所述电声换能器10输入阻抗为容性还是感性；
若判断所述电声换能器10输入阻抗为感性，则令所述第一电感2另一端、第一电容1另一端、功率放大器20一个输出端相互电连接，且令所述第二公共连接端B、第一电容1一端、电声换能器10一个驱动端相互电连接，且令所述功率放大器20另一个输出端、电声换能器10另一个驱动端相互电连接。
图4是为本发明实施例2所述感性电声换能器非福斯特电路所在网络及其结构组成。其中功率放大器为感性换能器提供可变幅值和频率的电压与电流信号。本文所述开关型非福斯特前馈控制系统串联在感性换能器与功率放大器之间。
图6是本发明所述开关型非福斯特前馈控制系统的控制框图。控制系统包括逆变模块、电压检测模块、锁相模块、PWM计算模块、PWM调制模块；所述逆变模块的输入端连接直流电压源，输出端与功率放大器和所述电声换能器连接；所述电压检测模块，用于对功率放大器两端输出电压的检测；所述锁相模块，用于进行对检测到的电压信号进行锁相计算，并进行角度跟踪控制，并最终输出到所述PWM计算模块；所述PWM计算模块用于计算PWM的目标调制度及相角，并将其作为前馈量使用PI控制器对逆变器输出相位和幅值进行实时补偿，最终输出到所述PWM调制模块；所述PWM调制模块输入端连接所述PWM计算模块，输出端连接所述逆变器模块，用于输出合适的PWM脉冲，控制所述非福斯特前馈控制系统的工作状态。
图7是本实施例所述用于拓宽电声换能器带宽的开关型非福斯特前馈控制系统实现方法的流程图，当电声换能器输入电阻抗呈感性时，包括以下步骤：
S1：根据电声换能器的类型，选择开关型非福斯特系统前馈控制方案。如果电声换能器输入电阻抗呈容性，则根据步骤S2-S5进行控制；如果电声换能器输入电阻抗呈感性，则根据步骤S6-S9进行控制；
S6：使用功率放大器对大功率感性电声换能器施加激励信号，获取所述换能器的电输入阻抗曲线。
S7：根据所述感性电声换能器结构建立集中参数模型，并用拟合算法根据电输入阻抗曲线拟合出模型元件参数值；
所述步骤S7中，以单模态感性电声换能器为例，其集中参数模型根据电机类比方法推导而来，包括驱动系统等效电路和振动系统等效电路，两系统之间通过变比为机电转换系数的回转器连接。其中驱动系统等效电路包括串联的驱动线圈直流电阻Re和静态等效电感Le，振动系统等效电路是由动态电感Lm、动态电容Cm、动态电阻R1和负载阻抗ZL串联组成。感性换能器集中参数模型也可以化简为由驱动线圈直流电阻Re(即第二静态等效电阻57)和静态等效电感Le(即静态等效电感56)，以及振动系统等效电阻Rmes、振动系统等效电感Lmes和振动系统等效电容Cmes组成的五参数元件等效电路。
所述步骤S7中，可以选用最小二乘算法、粒子群算法等拟合算法对电输入阻抗曲线进行拟合，但是拟合算法不限于这两种算法。
由于Re仅代表直流电阻，值本身很小，相较于Le影响并不大，所以本文并没有考虑。其次，本发明的重点在于提出一种开关型非福斯特系统用于电声换能发射系统的匹配(因为此前非福斯特电路所运用的运放或者晶体管等有源器件仅适用于小功率(小信号)情况)，而对于是对Re和Le整体进行匹配还是对Le进行匹配，与本发明的目的并不冲突，且本发明均能实现。
S8：将开关型非福斯特前馈控制系统串联在功率放大器与电声换能器之间，根据感性换能器集中参数模型中静态等效电感值，给定逆变器输出端口所需要模拟的负电感感值-Le；
计算调制度的过程是：假设系统能够提供-Le的负电感，则匹配完全。根据匹配完全后剩余阻抗信息，获得此刻电声换能系统和匹配系统中的电流和电压值，根据电压和电流值确定调制度和调制相角。总结来说，系统调制度和调制相角的获得，是根据剩余阻抗信息，也就是问题中提到的其他拟合值。
S9：通过控制PWM调制度和调制相角，保持逆变器输出电压为负电感电压，从而实现对感性换能器阻抗的宽带匹配。
所述步骤S9具体包括：
S901：用电压检测模块检测功率放大器电压信号，得到功率放大器输出电压幅值为Em，频率为Fs，初相角为θm，即功率放大器输出电压振幅相量为
Figure BDA0003694102460000171
S902：用锁相模块对检测到的电压信号进行锁相计算，并对角度进行跟踪控制，最终输出到所述PWM计算模块；
S903：所述PWM计算模块用于计算PWM的目标调制度及相角，并将其作为前馈量使用PI控制器对逆变器输出相位和幅值进行实时补偿，最终输出到所述PWM调制模块；
PWM目标调制度及相角计算过程如下：
当感性电声换能器静态等效电感匹配完全，假设换能器剩余阻抗振幅相量可以表示为
Figure BDA0003694102460000172
则功率放大器输出电流振幅相量为：
Figure BDA0003694102460000173
逆变器目标输出电压等于负电感电压，即：
Figure BDA0003694102460000181
假设PWM目标调制度为m2，PWM逆变器交流侧电压振幅相量为
Figure BDA0003694102460000182
交流侧电流振幅相量为
Figure BDA0003694102460000183
PWM逆变器直流侧电压为Vdc，则当不计功率开关管桥路损耗时，交直流侧电压关系为：
Figure BDA0003694102460000184
根据基尔霍夫电压定律，逆变器交流侧回路满足交流侧电压等于第一电感2(电感值为Ls)电压与第一电容1(电容值为Cs)电压之和，即：
Figure BDA0003694102460000185
同时第一电容1电压Vnon等于逆变器目标输出电压：
Figure BDA0003694102460000186
联立式(6)、(7)、(8)、(9)和(10)即可解得：
PWM目标调制度：
Figure BDA0003694102460000187
PWM目标调制相角：
Figure BDA0003694102460000188
S904：PWM调制模块根据步骤S902和步骤S903中计算与控制结果，输出合适的PWM脉冲，控制所述开关型非福斯特前馈控制系统的工作状态，保持逆变器输出电压为负电感电压，从而实现对感性换能器静态阻抗的匹配。
优选地，所述逆变模块为了将开关频率附近的高次谐波滤除，采用下式所示原则选用LC滤波器：
Figure BDA0003694102460000189
Figure BDA00036941024600001810
其中，Fn为LC滤波器的谐振频率；Fp为PWM的载波频率；Δiac_max为功率放大器输出额定电流有效值的30％。
优选地，所述逆变模块为了将开关频率附近的高次谐波滤除，采用上式所示原则选用LC滤波器，取第一电感2的电感值为Ls为2mH；第一电容1的电容值Cs为10μF。
优选地，所述步骤S7中，可以选用最小二乘算法、粒子群算法等拟合算法对电输入阻抗曲线进行拟合，但是拟合算法不限于这两种算法。
通过拟合算法根据电输入阻抗曲线拟合出模型元件参数值，当拟合误差小于设定值时，元件拟合参数如下表所示。
Figure BDA0003694102460000191
图5为本发明实施例2所述感性电声换能器使用的开关型非福斯特前馈控制系统结构示意图。逆变器端口输出电压
Figure BDA0003694102460000192
与感性换能器静态等效电感Le两端电压
Figure BDA0003694102460000193
之间的关系为：
Figure BDA0003694102460000194
从逆变器端口流入逆变器的电流
Figure BDA0003694102460000195
与流经静态等效电感Le的电流
Figure BDA0003694102460000196
之间的关系为：
Figure BDA0003694102460000197
由于逆变器输出阻抗
Figure BDA0003694102460000198
静态电抗
Figure BDA0003694102460000199
所以可以得到
Figure BDA00036941024600001910
从而实现对感性换能器静态阻抗的匹配。
图9为本发明实施例1容性电声换能器开关型非福斯特宽带控制系统效果图。实线(—)表示功率放大器输出电抗曲线，从图中可以看出随着频率的增加，功率放大器输出电抗迅速增加，严重限制了换能器的宽带输出；虚线(—·—)表示在电声换能系统中引入Non-foster前馈控制系统后P1点和P2’点之间的输出电抗曲线；在引入本文所述控制系统后，功率放大器输出电抗曲线如图虚线(——)所示，在完全消除换能器静态电抗的情况下，能够保持高频情况下功率放大器输出电抗接近于零，从而提高电声换能器的输出效率，拓展其的输出带宽。

Claims (10)

1.一种利用开关型非福斯特系统的电声换能器带宽拓宽方法，电声换能器(10)驱动信号由功率放大器(20)提供，所述电声换能器(10)的集中参数模型具有振动系统等效电路结构；其特征在于，所述开关型非福斯特系统包括连接于所述电声换能器(10)驱动端的单相全桥逆变器(30)、第一电容(1)、第一电感(2)；所述单相全桥逆变器(30)的两个开关管具有第一公共连接端(A)，另外两个开关管具有第二公共连接端(B)；所述单相全桥逆变器(30)的两个输入端分别与直流供电模块(4)的两个输出端对应电连接；所述第一公共连接端(A)、第二公共连接端(B)分别与第一电感(2)一端、第一电容(1)一端对应电连接；所述第一电感(2)另一端、第一电容(1)另一端、功率放大器(20)一个输出端相互电连接于第一电连接点(P1)；
当所述电声换能器(10)输入阻抗为容性时：所述电声换能器(10)一个驱动端连接至第一电连接点(P1)，所述功率放大器(20)另一个输出端、电声换能器(10)另一个驱动端均连接至第二公共连接端(B)；
当所述电声换能器(10)输入阻抗为感性时，所述电声换能器(10)一个驱动端连接至第二公共连接端(B)，所述功率放大器(20)另一个输出端、电声换能器(10)另一个驱动端相互电连接；
所述电声换能器带宽拓宽方法包括：
(M1)当所述电声换能器(10)输入阻抗为容性时，单相全桥逆变器(30)的调制度m’、调制相角θs利用下式计算，其中
m’＝m1+△m1；
Figure FDA0003694102450000011
θs＝θm；
其中，ω＝2πFs，Vdc为所述直流供电模块(4)的输出电压，Ls、Cs分别为第一电容(1)的电容值、第一电感(2)的电感值；Em、Fs、θm分别为所述功率放大器(20)输出电压信号的振幅、频率、相角；Δm1是根据
Figure FDA0003694102450000012
计算得到的调制度反馈量；Z等效1是对应于输入阻抗为容性的电声换能器(10)的开关型非福斯特系统在第一电连接点(P1)与第二公共连接端(B)之间的等效阻抗的实测值，C0为输入阻抗为容性的电声换能器(10)的集中参数模型中静态等效电容(51)的容值；
(M2)当所述电声换能器(10)输入阻抗为感性时，单相全桥逆变器(30)的调制度m’、调制相角θs利用下式计算，其中
m’＝m2+Δm2：
Figure FDA0003694102450000021
Figure FDA0003694102450000022
其中，在输入阻抗为感性的电声换能器(10)的集中参数模型中，所述静态等效电感(56)与振动系统等效电路结构构成第一等效电路结构，Zr、θr分别为所述第一等效电路结构的等效阻抗所对应的阻抗模、阻抗角；Δm2是根据jωLe+Z等效2计算得到的调制度反馈量；Le为所述集中参数模型中静态等效电感(56)的电感值，Z等效2是对应于输入阻抗为感性的电声换能器(10)的开关型非福斯特系统在第一电连接点(P1)与第二公共连接端(B)之间的等效阻抗的实测值。
2.根据权利要求1所述的电声换能器带宽拓宽方法，其特征在于：所述电声换能器(10)输入阻抗为容性；
在所述电声换能器(10)的集中参数模型中，所述振动系统等效电路结构与静态等效电容(51)、第一静态等效电阻(52)相互并联在电声换能器(10)的两个驱动端之间。
3.根据权利要求1所述的电声换能器带宽拓宽方法，其特征在于：当所述电声换能器(10)输入阻抗为容性时，Z等效1是
Figure FDA0003694102450000023
与
Figure FDA0003694102450000024
的比值，其中，
Figure FDA0003694102450000025
为由第一电容(1)另一端流向第一电容(1)一端的电流值，
Figure FDA00036941024500000211
为由第一电感(2)一端流向第一电感(2)另一端的电流，
Figure FDA0003694102450000026
为所测量的第一电容(1)另一端电压与第一电容(1)一端电压之间的差值。
4.根据权利要求1所述的电声换能器带宽拓宽方法，其特征在于：当所述电声换能器(10)输入阻抗为感性时，Z等效2为
Figure FDA0003694102450000027
与
Figure FDA0003694102450000028
的比值，
Figure FDA0003694102450000029
为所测量的功率放大器(20)输出电流。
5.根据权利要求1所述的电声换能器带宽拓宽方法，其特征在于：Δm1是根据
Figure FDA00036941024500000210
通过比例-积分调节方法计算得到；Am2是根据jωLe-Z等效2通过比例-积分调节方法计算得到。
6.根据权利要求1所述的电声换能器带宽拓宽方法，其特征在于：所述电声换能器带宽拓宽方法还包括：判断所述电声换能器(10)输入阻抗为容性还是感性；
若判断所述电声换能器(10)输入阻抗为容性，则令所述第一电感(2)另一端、第一电容(1)另一端、功率放大器(20)一个输出端、电声换能器(10)一个驱动端相互电连接，且令所述第二公共连接端(B)、第一电容(1)一端、功率放大器(20)另一个输出端、电声换能器(10)另一个驱动端相互电连接；
若判断所述电声换能器(10)输入阻抗为感性，则令所述第一电感(2)另一端、第一电容(1)另一端、功率放大器(20)一个输出端相互电连接，且令所述第二公共连接端(B)、第一电容(1)一端、电声换能器(10)一个驱动端相互电连接，且令所述功率放大器(20)另一个输出端、电声换能器(10)另一个驱动端相互电连接。
7.根据权利要求1-6中任一项所述的电声换能器带宽拓宽方法，其特征在于：第一电感(2)的电感值Ls、第一电容(1)的电容值Cs满足下式：
Figure FDA0003694102450000031
Figure FDA0003694102450000032
其中，Fn为第一电感(2)、第一电容(1)构成的LC滤波器的谐振频率；Fp为所述单相全桥逆变器(30)的开关管的开关频率；Δiac_max为所述功率放大器(20)额定输出电流有效值的30％。
8.根据权利要求1-6中任一项所述的电声换能器带宽拓宽方法，其特征在于：通过在所述电声换能器(10)驱动端施加激励信号，获取所述电声换能器(10)的电输入导纳曲线或电输入阻抗曲线，根据电输入导纳曲线或电输入阻抗曲线拟合得到所述电声换能器(10)的集中参数模型。
9.根据权利要求1-6中任一项所述的电声换能器带宽拓宽方法，其特征在于：所述直流供电模块(4)并联连接有第二电容(3)。
10.一种利用开关型非福斯特系统的电声换能器带宽拓宽装置，其特征在于，包括处理器，所述处理器被配置为用于执行权利要求1-9中任一项所述的电声换能器带宽拓宽方法的步骤。
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