JPH0358513A

JPH0358513A - 整合回路網の自動調整回路

Info

Publication number: JPH0358513A
Application number: JP2119640A
Authority: JP
Inventors: Roland Gesche; ゲッシェ　ローラント; Stefan Locher; ロッヘル　シュテファン
Original assignee: Leybold AG
Current assignee: Balzers und Leybold Deutschland Holding AG
Priority date: 1989-07-18
Filing date: 1990-05-09
Publication date: 1991-03-13
Also published as: DE59010563D1; EP0408841B1; EP0408841A2; DE3923662A1; EP0408841A3; US5053725A

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は整合回路網を自動同調するための自動同調回路
に関する。

（従来技術）洟い屑を付着したり除大したりする設備には、高周波に
よるプラズマ発生か広く利用されている。この場合には
，プラズマの可変インピータンスを１３．５６ＭＨｚの
高周波発生器の一定負荷プラズマ，たとえば５０Ω、に
変換しなければならない。この目的て一般に整合回路網
が使用され、高周波発生器とプラズマ経路との間に配置
される。これらの整合回路網は可変コイルおよび／また
はキャパシタをイ■し、これらを相互に調整して整合を
行なう。

キャパシタまたはコイルにおいてキャパシタンスまたは
インダクタンスを相互に設定することはやっかいである
のて、自動整合回路網がすでに示唆されている。しかし
なから、これらの回路網を実現するときには，種々の問
題が生じて、その解決がはなはだ困難である．たとえば
、複素数インピーダンスを高い電力で測定できるトラン
スジューサが必要とされる。ベクトル高周波測定技術の
分野で知られているこれらのトランスジューサは非常に
高価なものである上に、現在プラズマ塗装で使われてい
る電力レンジでは使用できない。特に、電流の測定に問
題がある，１３．５６ＭＨｚの周波数はこの口的には低
過ぎるので、方向性カプラーの使用も排除される。

また、プラズマインピーダンス自体を測定しそしてそこ
からキャパシタンスまたはインダクタンスの必要な調整
値を計算することも七えられる。

しかしながら、プラズマインピーダンスを測定する以上
の問題を｛ｔなう。というのは、電力およびインピーダ
ンスレンジにより測定精度およびタイナミックレンジを
相当に高くすることか必要になるからである。さらに、
計算に対しては、署しく多数のＩａ｛直が必要となる。

上記した理由で、一般に、入力インピーダンスか測定さ
れて、直接調整に使用される。しかしながら、一群の特
性はプラズマインピーダンスの関数であるから、調整応
答もプラズマインピータンスの関数となる。これに加え
て、一群の特性か独特なものでないために，調整装置は
あるプラズマインピーダンスでは全くａ能しない。

しかしながら、ハントバスフィルタとして形成された調
整凹路が知られており、この回路においては、周波数か
変化したときまたはアンテナか変化したときに正しい意
味で調整素子の変化が生しるようになっている（トイツ
特許公報第１，９１５，７６０号）。この点については
，少なくとも２つの並列な共振回路において電圧か測定
されそして結合工１荷インピーダンスに流れる直列′−
ｋ流か測定される。制御ロジックをベースとする調整回
路は、位相を９０’　　（またはその奇数倍）回転させ
る整合回路網を介して２つの共振回路か接続されるとい
う事実からスタートするものである。しかしながら．Ｊ
整のみを行なわねばならないフィルタ以外の装置におい
てノ（振回路に必要とされる消費電力は非常に高い。既
知の調整回路は、非常に高いインピーダンス差が生じる
プラズマの使用目的には適していない。

さらに、自動整合回路網を有する高周波発生器も知られ
ているが、その機能は詳細に述べられていなイ（　１　
９　８　３年４刀の“Ｓｏｌｉｄ　ＳｔａｔｅＴｅｃｈ
ｎｏｌｏｇｙ″第２６巻，第４号，第７９−８０頁，第
４図に示された“デュアル　リアクターインラインプラ
ズマシステム（Ｄｕａｌ　Ｒｅａｃｔｏｒ　Ｉｎ　−Ｌ
ｉｎｅ　Ｐｌａｓａｍａ　ＳｙｓＬｃ＋ｓ）”を参照）
。

さらに、高ｊ，１４波電力のインピーダンス変化を院視
するプラズマエッチンクプロセスの制御方法も知られて
いる。この］１的のために、インピータンストランスシ
ューサか位相および大きさ検出器として実施される。こ
のトランスジューサは誘導性′Ｉｔｉ流トランスシュー
サをイｆしているが、これは容．ｊ．ＬＬ　仕結合から
保護することか困難である。このインピーダンストラン
スジ；Ｌ−サては自動調幣を実現することかてきない。

（発明の構成）それ故、本発ＩＪＩは、可食ｊ１荷インピータンスに対
し整合ｌｒｉＪ路の入力インピーダンスをｆｌｆｆ　’
ｉｔに測定し、それを調整に使用するという課題に基づ
くものである。

この課題は、特許請求の範囲第１川に記・Ｉｎた特徴に
よって解決される。

本発ｌＪ１によって得られる効果は、特に、２つの電圧
のみを測定しそしてその電圧差から電流に比例する信号
を形成し、これ仁より、直接的な゛−ｔ流測定を必要と
しないことにある。さらに，３つの信号の大きさから制
御値を形成し、位相の測定を不要にする。これにより、
トランスジューサおよび評価回路の構造かコスト効率の
よいそして信頼性の高いものとなる。さらに、調整はほ
ぼ振巾にかかわらず行なわれる．（突施例）以下、添付図節を参照し、本発明の実施例を詳細に説明
する．第１図には高周波発生器ｌが示されており，これは１３
．５６ＭＨｚの周波数で発振するもので、整合回路網２
を経て可変負荷インピーダンス３に接続されている。整
合回路＃１２は，直列アームに３つのキャパシタ４，５
．６を宥し、分路アームに２つの並列共振回路７．８を
右している。これらの共振回路７．８の各々は、可変キ
ャパシタ９またはｌＯと、固定コイル１１またはｌ２と
を備えており、共振回路８はその一方の端子かアース１
３に接続され、他力の端子かキャパシタ５と６との間に
接続されるようになっており、もう１つの共振ＩＩ１路
７も同様にその一方の端子かアース１３に接続されるか
，他方の端子かキャパシタ４および５に接続されるよう
になっている。

整合回路２においては、２つの異なる植か取り出されて
制御ユニット１４へ送られる。これらの植は、高周波発
生器ｌの出力に現われる電圧Ｕ２と、並列ノ（振凹路７
に現われる電圧Ｕ，とである。これらの電圧Ｕ６および
Ｕ１は、２つのキャパシタ１７．１８または１９．２０
で各々構成される容是性分圧器１５．１６を経て制御ユ
ニット１４へ送られ、該ユニットは２つの制御偵Ｘ．お
よびｘ２を出力する。これらの制御埴ｘ　．およびＸ２
は増巾器２１，２２て’ｎ　ＩＩＪされ、そしてキャパ
シタ９またはｌＯの調整を行なう設定モータ２３，２４
へ供給される。ここて、キャパシタ９，ｌＯは整合回路
＃１２か高周波発生器の内部祇杭に対応するインピーダ
ンスｆｌ’ｌＺｃｎｏ−を常にとるようにセットされる
。整合状態においてはＺＥが実数であって珪っ５０Ωて
なければならない。

そこから、Ｚ　ｌｎＯヵに対する整合状態、ひいては、
Ｕ，において生しるべきインピータンスの値、すなわち
５０Ωから固定キャパシタ４のインピータンスを引いた
萌か生しる。これは複素数である．から、２つのインピ
ータンスの大きさは、反射係数すなわち入力インピーダ
ンスの実数部および虚数部に関する情報を与える。

第２図には，制御ユニット１４の基本的な動作機構か詳
細に示されている。信号〜Ｕ．および〜Ｕ１は各々ハン
トバスフィルタ２７．２８へ送られることかＩＪＩらか
である。これらフィルタ２７．２８の伝達関数および分
圧器１５．１６の伝達関数はここては同相であり、これ
は、適当な調整によって容易に実現することかてきる。

２つのバンドパスフィルタ２７および２８の出力信号は
減算器２６に送られ，この減算器２６の後には整流器２
９があって、そのＨｌ力信畦は２つ割算器３０．３１に
供給される。さらに、ハンドパスフィルタ２７の■力信
号は整流器３２へ送られ、その出力は藷算器３０の第２
人力に接続されている。バンドパスフィルタ２８の出力
信号は、さらに、整流器３３を経て；！Ａ算器３ｌの第
２人力に達し、次いでその出力信号は２つの制御値形成
回路３４および３５に送られる。第３の制御値形成凹路
３６には２．１算泰３０の出力信号のみが供給される。

この制御値形成回路３６の出力信号は正常動作増巾器３
７と反転動作増１１］器３８とに供給されて、そこから
各々出力３９および４０へ送られる。これに対し，制御
植形成回路３４．３５の出力信号は各々ＰＩＤ制御器４
１および４２を経て出力４０および３９へ送られる。こ
れらの出力３９．４０には制御植Ｘ　ｌ　＊　Ｘ　２が
現われ，これらは第１図に示すように設定モータ２３，
２４に送られる。

整流器３２から送られ，入力電Ｊ．Ｅ　Ｕ．の大きさに
比例するＤＣ電流信号は、割算器３０において、入力電
流ＩＥの大きさに比例するＤＣ電流信号によって割算さ
れる。これにより、割算器３０の出力には、入力インピ
ーダンスの大きさに対応する信号ＩＺ２１が得られる。

同様に、電Ｊ′ＥＵ，の大きさに比例する信号は、割算
器３ｌにおいて、入力電流Ｉ６の大きさに比例する信号
によって割算される。それ故、割算器３ｌの出力に現わ
れる信号１｜ＺＥ｜は、入力インピーダンスとキャパシ
タ４のインピーダンスとの差に対応するインピーダンス
の大きさに対応するものである。インピーダンスＩＺＥ
１およびＩ’Ｚ．Ｉを決定することにより，振巾にほぼ
拘りなく調整を行なえるようになる。

制御ｆＩｆ形成回路３４．３５においては、インピーダ
ンス信号｜ＺＩ｜および｜ＺＩ｜かさらに処理され、特
に制御値形成回路３４において、｜ＺＥ｜とＺＥの公称
値との差か形成される。この公称値Ｚ　ｔｎｏ．１は、
正常動作中に生じる入力インピータンスに対応する。従
って、Ｚ６の実際の値と公称値との差か制御偏差を表わ
す。この制御偏差は、これをさらに処理し易くするため
に定数Ｋ１を掛けることかできる．さらに、制御値形成
回路３４においては、インピーダンス１２．１と、Ｚｌ
の公称インピーダンスとの差か形成される。この差に比
例係数Ｋ．を再び掛けることかてきる。

ここて２つの差信号を加える場合には、２つの個々の制
御差に対応する全制御偏差か得られる。

この全制御偏差は制御ｉｆｆを最適なものにする。

ここてＰＩＤ制御器４ｌの助けにより設定モータ２３か
回転され、これは、制御値形成回路３４の全制御偏差か
ゼロになるまでキャパシタ９を調整する。

制御偵形成回路３５においても、制御値形成回路３４に
おいて形成されたのと同様に、特に｜ＺＩ｜の公称値と
実際のｆ〆１との差か形成される。

しかしながら、ここては、その差の値か比例係数κ２て
乗算される。このように形成された制御偏差はＰＩＤｉ
′ＩＪＩ御器４２へ送られ，この制御器４２は、制御偏
差ＩＺＩ１−１２ｌｎ。．１かゼロになるまでキャパシ
タｌＯを調整する。

制ｇ＃植形成回路３６においては、人力インピーダンス
｜ＺＥ｜の大きさがこの入力インピーダンスの所定の最
大植より大きいかどうか判断される。

もしそうであれば、比較的時定数か大きいことで悩まさ
れていたＰＩＤ制御器４１．４２は、制御イｒ！ｉ形成
回路３６からの信号に打ち勝つことかでき、すなわち特
にキャパシタ９か小さなキャパシタンス埴にされそして
キャパシタｌＯか大きな．キャパシタンス価にされると
いう７ａ味でキャパシタ９およびｌＯの優先順位設定か
行なわれる。

キャパシタ９および１０の相反する駆動は増１１１器３
７．３８によって行なわれ、その出力信号は互いに逆の
符号を４１する。

キャパシタ９，ｔｏの設定の変化に対するインピーダン
スＺ８およびＺ，の影饗は直交関係ではなく、すなわち
キャパシタ９，１０のいずれか一方のみか変化しても両
インピーダンスＺＰ：およびｚ１か変化する。最短路を
通して整合点に到達するキャパシタ設定速度を決定する
ために、一群の特性萌線を公称位置から整合点と通る直
線上に置くことかできる．従って，インピーダンス偏差
はキャパシタ速度のリニアな組合せとして表わされる。

しかしながら、一群の特性ｔｆｂ線はリニアではなく、
負荷インピーダンス３の閣数であるから、このような解
決策はやっかいな上に経ヱ？かかかる。種々の【′１荷
インピータンスに対する一群の特性Ｉ出線および模擬計
算から、キャパシタ９に対する制御植Ｘ，か制御値形成
回路３４において両制御偏差の重ダｔから形成される一
方、キャパシタ１０の制ｇｇ偵ｘ２か制御偵形１＆回路
３５において２１から直接導出され発生される場合には
好都合な兼ね合いか得られることか分った。この兼ね合
いはすべての状慝を網羅するものてはないのて；Ａ整装
置が設定レンジの隅でもつれるようなＺ６の限界を越え
ないようにト１【止する制御値形成１ｆＩＩ路３６か提
供された。

公称インピーダンスＺ６は５０Ωの実数てあり、一方公
称インピーダンスＺ１は複素数である。実際のインピー
ダンスの大きさか形成されるのて、これらは公称インピ
ータンスの大きさと比較されねばならない。このため、
第２図のインピーダンスには絶対埴記号（バー）が設け
られている。

【図面の簡単な説明】

第１図は可変負荷インピータンスに対する整合回路とそ
れに関連した制御回路を示す図、第２図は測定値から調
整制御偵を発生する構成を示す図である。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）　電気エネルギ源と負荷との間に配置され、調整
可能なインダクタンスおよびまたは調整可能なキャパシ
タンスを有する整合回路網の自動同調回路において、上
記整合回路網においてまたはその中において２つの電気
的な値（Ｕ＿Ｅ，Ｕ＿Ｉ）が測定されて制御ユニットに
供給され、該制御ユニットはそこから３つの電気的な値
（Ｉ＿Ｅ，Ｕ＿Ｅ，Ｕ＿Ｉ）の大きさを形成し、そして
これらの値（Ｉ＿Ｅ，Ｕ＿Ｅ，Ｕ＿Ｉ）に基づいて上記
整合回路網のインダクタンスおよびまたはキャパシタン
スをセットすることを特徴とする整合回路網の自動同調
回路。
（２）　一つの電気的な値は整合回路網の入力電圧であ
る請求高１に記載の自動同調回路。
（３）　一つの電気的な値は上記整合回路網の第１直列
部分の後方の電圧（Ｕ＿Ｉ）である請求項１に記載の自
動同調回路。
（４）　上記整合回路網の１つの電気的な値である入力
電流（Ｉ＿Ｅ）は電圧（Ｕ＿Ｅ）および（Ｕ＿Ｉ）の差
から形成される請求項１に記載の自動同調回路。
（５）　上記制御ユニットは、キャパシタを調整する設
定モードを駆動する請求項１に記載の自動同調回路。
（６）　上記入力電圧（Ｕ＿Ｅ）は容量性受信部によっ
て収集されそしてバンドパスフィルタおよび整流器を経
て分割器に送られる請求項２に記載の自動同調回路。
（７）　上記電圧（Ｕ＿Ｉ）は容量性受信部によって収
集されそしてバンドパスフィルタおよび整流器を経て分
割器へ送られる請求項３に記載の自動同調回路。
（８）　上記電圧（Ｕ＿Ｅ）と（Ｕ＿Ｉ）の差は減算器
によって形成されそして整流器を経て第１分割器へ送ら
れるとともに第２分割器へ送られる請求項４に記載の自
動同調回路。
（９）　上記第１分割器は、｜Ｕ＿Ｅ｜および｜Ｉ＿Ｅ
｜から商｜Ｚ＿Ｅ｜を形成する請求項１，６，７および
８に記載の自動同調回路。
（１０）　上記第２分割器は｜Ｕ＿Ｉ｜および｜Ｉ＿Ｅ
｜から商｜Ｚ＿Ｉ｜を形成する請求項１，６，７および
８に記載の自動同調回路。
（１１）　｜Ｚ＿Ｅ｜の実際の値と公称値との差をとる
制御値形成回路が設けられた請求項９に記載の自動同調
回路。
（１２）　｜Ｚ＿Ｉ｜の実際の値と公称値との差をとる
制御値形成回路が設けられた請求項１０に記載の自動同
調回路。
（１３）　上記制御値形成回路は、｜Ｚ＿Ｉ｜の実際の
値と公称値との差も同様に形成する請求項９，１０およ
び１１に記載の自動同調回路。
（１４）　上記入力インピーダンス｜Ｚ＿Ｅ｜はスレッ
シュホールド確認回路へ送られ、該回路は、｜Ｚ＿Ｅ｜
の所定のスレッシュホールド値を越えたときに、上記整
合網のキャパシタを直接セットする請求項９に記載の自
動同調回路。
（１５）　上記制御値形成回路の出力信号は、制御回路
のキャパシタを各々セットする１つのＰＩＤ制御器を経
て送られる請求項１１，１２および１３に記載の自動同
調回路。
（１６）　一方のキャパシタはキャパシタンスか小さく
なる方向に調整され、他方のキャパシタはキャパシタン
スが大きくなる方向に調整される請求項第１４に記載の
自動同調回路。
（１７）　上記負荷はプラズマ路によって表わされる請
求項１に記載の自動同調回路。
（１８）　上記プラズマ路は、切換え可能な電極間に存
在する請求項１および７に記載の自動同調回路。