CN117176091B - 一种射频电源的平衡功放拓扑电路及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种射频电源的平衡功放拓扑电路及其控制方法，属于射频大功率功放技术领域，解决了现有平衡功放拓扑方式存在的成本高、精度差的问题。在该平衡功放拓扑电路中，第一功分器的输入端连接功率电源的输出端；第一功分器的一个输出端连接90°移相器的输入端，90°移相器的输出端连接第二功分器的输入端；第二功分器依次连接第一匹配电路、第一功率合成器；第一功分器的另一个输出端直接连接第三功分器的输入端；第三功分器依次连接第二匹配电路、第二功率合成器；第一功率合成器、第二功率合成器的输出端分别连接耦合器的通路端、耦合端；耦合器的共源端连接负载。

Description

一种射频电源的平衡功放拓扑电路及其控制方法

技术领域

本发明涉及射频大功率功放技术领域，尤其涉及一种射频电源的平衡功放拓扑电路及其控制方法。

背景技术

射频功率放大器不仅广泛应用在无线通信设备中，也在等离子体系统中作为供能射频功率。在射频电源-等离子体系统中，射频电源的功率变化会影响等离子体的等效阻抗，等离子体阻抗的变化也会影响射频电源的功率。当腔体的气体阻抗变换到射频功放的最大功率阻抗点时，非平衡功放会有瞬间功率过冲，引起电路的烧毁。在脉冲应用中，等离子阻抗的激变会引起射频功率的过冲。

当负载的阻抗变换到射频功放的最大功率阻抗点时，就会产生反射功率。过大的反射功率会导致功率电源能量过冲，甚至破坏电路和设备。因此，采用适当的方式去抑制能量过冲具有研究意义。

现有的减少反射功率以达到抑制能量过冲的方式主要包括以下两种：

（1）通过LC匹配电路（匹配器）：在负载与电源之间加入电感L、电容C网络，使得负载的阻抗与射频电源输出阻抗共轭，包括L型、T型、型。阻抗网络匹配分为手动调节和自动调节，主要通过调节电容的大小来调节阻抗网络大小。

（2）软件（PID算法）控制电路：输出端检测输出功率超出阈值时及时减少功放输入功率。

现有抑制能量过冲的方式存在以下缺点：

（1）电路中分立元件多，成本较高；

（2）当负载快速变化时，由于控制有延时性以及精度问题，依然会存在一定的能量过冲问题。

发明内容

鉴于上述的分析，本发明实施例旨在提供一种射频电源的平衡功放拓扑电路及其控制方法，用以解决现有平衡功放拓扑方式存在的成本高、精度差的问题。

一方面，本发明公开了一种射频电源的平衡功放拓扑电路，所述平衡功放拓扑电路包括第一功分器、90°移相器、第二功分器、第三功分器、第一匹配电路、第二匹配电路、第一功率合成器、第二功率合成器及耦合器；其中，

第一功分器的输入端连接功率电源的输出端；第一功分器的一个输出端连接90°移相器的输入端，90°移相器的输出端连接第二功分器的输入端；第二功分器的输出端连接第一匹配电路的输入端，第一匹配电路的输出端连接第一功率合成器的输入端，第一功率合成器的输出端连接耦合器的通路端；

第一功分器的另一个输出端直接连接第三功分器的输入端；第三功分器的输出端连接第二匹配电路的输入端，第二匹配电路的输出端连接第二功率合成器的输入端，第二功率合成器的输出端连接耦合器的耦合端；耦合器的共源端连接负载；

所述第一匹配电路和第二匹配电路均包括N个基准匹配电路；，且N为整数；所述基准匹配电路包括顺序连接的输入匹配电路、射频功率放大器及输出匹配电路。

在上述方案的基础上，本发明还做出了如下改进：

进一步，所述第二功分器和第三功分器均为一分N功率分配器；所述第一功率合成器和第二功率合成器均为N合一功率合成器；

所述第二功分器和第三功分器的每路输出端分别连接一路基准匹配电路的输入端；所述第一功率合成器和第二功率合成器的每路输入端分别连接一路基准匹配电路的输出端。

进一步，所述基准匹配电路还包括连接在所述输出匹配电路之后的隔直模块；

所述输入匹配电路的输入端作为所述基准匹配电路的输入端，所述隔直模块的输出端作为所述基准匹配电路的输出端。

进一步，所述第二功分器和第三功分器的输入端的输入阻抗均为功率电源的特征阻抗；所述第二功分器和第三功分器的N路输出端的输出阻抗相等，且N路输出端的输出阻抗的等效阻抗为所述功率电源的特征阻抗；

所述第一功率合成器和第二功率合成器的输出端的输出阻抗均为所述功率电源的特征阻抗；所述第一功率合成器和第二功率合成器的N路输入端的输入阻抗相等，且N路输入端的输入阻抗的等效阻抗为所述功率电源的特征阻抗。

进一步，所述输入匹配电路，用于将第二功分器或第三功分器的一路输出端的输出阻抗变换到所述射频功率放大器的输入阻抗，使得第二功分器或第三功分器的该路输出端的输出阻抗经输入匹配电路变换后，与所述射频功率放大器的输入阻抗共轭匹配。

进一步，所述输出匹配电路，用于将所述射频功率放大器的输出阻抗变换到第一功率合成器或第二功率合成器的一路输入端的输入阻抗，使得射频功率放大器的输出阻抗经输出匹配电路变换后，与第一功率合成器或第二功率合成器的一路输入端的输入阻抗共轭匹配。

进一步，当耦合器的共源端产生反射功率时，利用耦合器、第一功率合成器和第二功率合成器消除反射功率。

进一步，所述平衡功放拓扑电路还包括控制模块；

所述控制模块，用于当耦合器的共源端未产生反射功率时，测量并处理所述负载的实际输入功率，得到功率电源输出功率控制信号；并基于所述功率电源输出功率控制信号调节所述功率电源的输出功率。

另一方面，本发明还公开了一种射频电源的平衡功放拓扑电路的控制方法，所述方法包括：

利用第一功分器和90°移相器处理功率电源的输出信号，使得输入第二功分器、第三功分器的电压的幅值相同、相位相差90°；

将输入第二功分器的电压分解成幅值相同、相位相同的N路，经由

第一匹配电路匹配放大，并利用第一功率合成器将N路匹配放大的功率合并成一路功率后输入耦合器的通路端；

将输入第三功分器的电压分解成幅值相同、相位相同的N路，经由

第二匹配电路匹配放大，并利用第二功率合成器将N路匹配放大的功率合并成一路功率后输入耦合器的耦合端；

若耦合器的共源端未产生反射功率，测量并处理负载的实际输入功率，得到功率电源输出功率控制信号，并基于所述功率电源输出功率控制信号调节功率电源的输出功率；

若耦合器的共源端产生反射功率，利用耦合器和第一功率合成器、第二功率合成器消除所述反射功率。

在上述方案的基础上，本发明还做出了如下改进：

进一步，所述利用耦合器和第一功率合成器、第二功率合成器消除所述反射功率，包括：

反射电压从耦合器的共源端输入，然后从耦合器的通路端、耦合端分别输出幅值相同、相位相差90°的电压；

耦合器的通路端、耦合端输出的电压分别被第一功率合成器、第二功率合成器阻挡，耦合器的通路端、耦合端输出的电压幅值分别以第一功率合成器、第二功率合成器的反射系数为倍数变化、相位不变；

被第一功率合成器、第二功率合成器阻挡反射回来的电压分别从耦合器的通路端、耦合端输入，耦合器的共源端输出相位相反、幅度相等的电压，反射功率消除。

与现有技术相比，本发明至少可实现如下有益效果之一：

综上所述，本发明提供的射频电源的平衡功放拓扑电路，通过在功率电源与负载中间增加一个平衡功放拓扑电路，使得产生的反射功率无法影响功率电源，同时加入PID反馈调节，平衡功放与控制模块共同确保功率电源的输出稳定在预定范围且能够有效抑制能量过冲。本实施例的有益效果具体说明如下：

（1）平衡功放拓扑电路的电路结构简单，电路中用到的器件均为本领域常用器件，易于实现，且无需复杂的电路网络，无需计算过多参数。

（2）利用两个功率合成器及耦合器配合解决反射功率导致的能量过冲问题，不受负载变化的影响，不用考虑控制精度以及延时性问题，更加稳定。

（3）平衡功放具备良好的输入输出匹配特性，同时可以将功率放大。

（4）简单的PID控制模块自动调节电源的输出功率，确保负载预定输入功率，同时在负载获得预定输入功率的过程中不发生能量过冲问题。

（5）相比起90°或者其他的耦合器，本发明提出的45°的耦合器可以保证从两个端口输出的能量相同，在传输的过程中更好地减少功率的损失、以及更好地实现能量过冲抑制功能。

由于本发明中控制方法与上述平衡功放拓扑电路的原理相同，所以本发明中的控制方法也具有上述平衡功放拓扑电路相应的技术效果。

本发明中，上述各技术方案之间还可以相互组合，以实现更多的优选组合方案。本发明的其他特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分优点可从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过说明书以及附图中所特别指出的内容中来实现和获得。

附图说明

附图仅用于示出具体实施例的目的，而并不认为是对本发明的限制，在整个附图中，相同的参考符号表示相同的部件；

图1为本发明实施例1提供的射频电源的平衡功放拓扑电路的结构示意图；

图2为本发明实施例1提供的N取3时的射频电源的平衡功放拓扑电路的结构示意图；

图3为本发明实施例1提供的威尔金森一分二功率分配器的电路图；

图4为本发明实施例1提供的90 °移相器的电路图；

图5为本发明实施例1提供的威尔金森一分三功率分配器的电路图；

图6为本发明实施例1提供的射频功率放大电路的电路图；

图7为本发明实施例1提供的输出匹配电路的电路图；

图8为本发明实施例1提供的威尔金森三合一功率合成器的电路图；

图9为本发明实施例1提供的45°定向耦合器的电路图；

图10为本发明实施例1提供的电源功率正向传播时耦合器的工作示意图；

图11为本发明实施例1提供的反射电压输入耦合器的共源端的工作示意图；

图12为本发明实施例1提供的耦合器的耦合端、通路端分别输出幅值相同、相位相反的电压的工作示意图；

图13为本发明实施例1提供的耦合器的耦合端、通路端的输出电压分别被第一功率合成器、第二功率合成器阻挡反射的工作示意图；

图14为本发明实施例1提供的反射功率消除时的耦合器的工作示意图；

图15为本发明实施例2提供的射频电源的平衡功放拓扑电路的控制方法的流程图。

具体实施方式

下面结合附图来具体描述本发明的优选实施例，其中，附图构成本申请一部分，并与本发明的实施例一起用于阐释本发明的原理，并非用于限定本发明的范围。

本发明的具体实施例1，公开了一种射频电源的平衡功放拓扑电路，结构示意图如图1所示。该平衡功放拓扑电路包括第一功分器、90°移相器、第二功分器、第三功分器、第一匹配电路、第二匹配电路、第一功率合成器、第二功率合成器及耦合器；其中，第一功分器的输入端连接功率电源的输出端；第一功分器的一个输出端连接90°移相器的输入端，90°移相器的输出端连接第二功分器的输入端；第二功分器的输出端连接第一匹配电路的输入端，第一匹配电路的输出端连接第一功率合成器的输入端，第一功率合成器的输出端连接耦合器的通路端；第一功分器的另一个输出端直接连接第三功分器的输入端；第三功分器的输出端连接第二匹配电路的输入端，第二匹配电路的输出端连接第二功率合成器的输入端，第二功率合成器的输出端连接耦合器的耦合端；耦合器的共源端连接负载；所述第一匹配电路和第二匹配电路均包括N个基准匹配电路；，且N为整数；所述基准匹配电路包括顺序连接的输入匹配电路、射频功率放大器及输出匹配电路。

优选地，平衡功放拓扑电路还包括控制模块；该控制模块，用于当耦合器的共源端未产生反射功率时，测量并处理所述负载的实际输入功率，得到功率电源输出功率控制信号；并基于所述功率电源输出功率控制信号调节所述功率电源的输出功率。通过设置控制模块，能够逐步调节功率电源的输出功率，从而防止能量过冲。具体地，在控制模块中，对负载的理想输入功率与实际输入功率之间的偏差量进行PID调节，得到功率电源输出功率控制信号。

此外，本实施例中的平衡功放拓扑电路还包括电压传感器、电流传感器及DSP；其中，电压传感器、电流传感器分别用于采集耦合器的共源端的电压、电流；DSP根据所述电压和电流计算耦合器的共源端的正向功率和反射功率，以判断平衡功放拓扑电路是否产生反射功率。具体实施过程中，DSP根据电压传感器、电流传感器检测到的耦合器的共源端的采样信号的大小和相位来计算正向功率和反射功率，正向功率和反射功率可以分别被认为是流向负载的功率和从负载反射回来的功率。正向功率减去反射功率是在负载中耗散的功率称为负载功率。

优选地，第二功分器和第三功分器均为一分N功率分配器；第一功率合成器和第二功率合成器均为N合一功率合成器；第二功分器和第三功分器的每路输出端分别连接一路基准匹配电路的输入端；第一功率合成器和第二功率合成器的每路输入端分别连接一路基准匹配电路的输出端。优选地，基准匹配电路还包括连接在输出匹配电路之后的隔直模块；此时，输入匹配电路的输入端作为所述基准匹配电路的输入端，隔直模块的输出端作为所述基准匹配电路的输出端。N取3时的射频电源的平衡功放拓扑电路的结构示意图如图2所示。

下面，对平衡功放拓扑电路中各组件的功能做如下介绍：

第一功分器为一分二功率分配器。一分二功率分配器用于将输入端的一路信号等分成两路信号，两路信号的幅值大小、相位及功率均相同。同时，第一功分器的输入端的输入阻抗和输出端的输出阻抗均为功率电源的特征阻抗，与功率电源的特征阻抗相匹配，以消除由于阻抗不匹配产生的反射功率。示例性地，第一功分器选用威尔金森一分二功率分配器。威尔金森一分二功率分配器的电路图如图3所示。在图3中，将电容C5的一端接地，电容C5的另一端分别连接电感L3的一端、电感L4的一端。电感L3的另一端分别连接电容C6的一端、电容C8的一端、电阻R1的一端，电容C6的另一端和电容C8的另一端均接地。电感L4的另一端分别连接电容C7的一端、电容C9的一端、电阻R2的一端，电容C7的另一端和电容C9的另一端均接地。电阻R1的另一端和电阻R2的另一端相连。将电容C5的另一端作为威尔金森一分二功率分配器的输入端，将电阻R1的一端作为威尔金森一分二功率分配器的一路输出端，将电阻R2的一端作为威尔金森一分二功率分配器的另一路输出端。

90 °移相器，将接收到的信号的相位移动90 °，幅度保持不变。示例性地，90 °移相器的电路图如图4所示。在图4中，电容C10的一端、电容C11的一端均接地，电容C10的另一端与电容C11的另一端之间连接电感L5。将电容C10的一端（或电容C11的一端）作为90 °移相器的输入端，将将电容C11的一端（或电容C10的一端）作为90 °移相器的输出端。

在本实施例中，第二功分器和第三功分器将输入端的一路信号等分成N路信号，N路信号的幅值大小、相位及功率均相同。同时，第二功分器和第三功分器的输入端的输入阻抗均为功率电源的特征阻抗；第二功分器和第三功分器的N路输出端的输出阻抗相等，且N路输出端的输出阻抗的等效阻抗为功率电源的特征阻抗。示例性地，当N取3时，第二功分器和第三功分器可选用威尔金森一分三功率分配器。威尔金森一分三功率分配器的电路图如图5所示。在图5中，将电容C12的一端接地，电容C12的另一端分别连接电感L6的一端、电感L7的一端及电感L8的一端。电感L6的另一端分别连接电容C12的一端、电容C15的一端、电阻R3的一端，电容C12的另一端和电容C15的另一端均接地。电感L7的另一端分别连接电容C13的一端、电容C16的一端、电阻R4的一端，电容C13的另一端和电容C16的另一端均接地。电感L8的另一端分别连接电容C14的一端、电容C17的一端、电阻R5的一端，电容C14的另一端和电容C17的另一端均接地。电阻R3的另一端、电阻R4的另一端及电阻R5的另一端相连。将电容C12的另一端作为威尔金森一分三功率分配器的输入端，将电阻R3的一端作为威尔金森一分三功率分配器的第一路输出端，将电阻R4的一端作为威尔金森一分三功率分配器的第二路输出端，将电阻R5的一端作为威尔金森一分三功率分配器的第三路输出端。

输入匹配电路，用于将第二功分器或第三功分器的一路输出端的输出阻抗变换到射频功率放大器的输入阻抗，使得第二功分器或第三功分器的该路输出端的输出阻抗经输入匹配电路变换后，与射频功率放大器的输入阻抗共轭匹配。

射频功率放大器，将输入的射频小功率信号放大成射频大功率信号，将输入的直流能量转换成交流能量。输入匹配电路的输出端连接射频功率放大器的栅极，射频功率放大器的漏极连接输出匹配电路的输入端，所有射频功率放大器的漏极还共同连接电源VDC，所有射频功率放大器的源极接地。示例性地，射频功率放大器可直接选用场效应管，也可选用如图6所示的射频功率放大电路。在图6中，电容C24的一端连接电感L13的一端，电感L13的另一端连接电阻R9的一端，电阻R9的另一端分别连接电容C26的一端、电容C25的一端，电容C26的一端分别连接结型场效应管的漏极、电阻R10的一端、电阻C28的一端、二极管的阴极及电感L15的一端，电感L15的另一端连接电感C29的一端。电阻C25的一端还连接MOS管的栅极，MOS管的漏极分别连接电阻R10的另一端、电阻C28的另一端，电感C25的另一端分别连接MOS管的源极、结型场效应管的栅极、电感L14的一端、电容C27的一端。电容C24的另一端、电感L14的另一端、电容C27的另一端及电容C29的另一端均相连。将电容C24的一端作为射频功率放大器的栅极，将电容C24的另一端作为射频功率放大器的源极，将电容C29的一端作为射频功率放大器的漏极。

输出匹配电路，用于将射频功率放大器的输出阻抗变换到第一功率合成器或第二功率合成器的一路输入端的输入阻抗，使得射频功率放大器的输出阻抗经输出匹配电路变换后，与第一功率合成器或第二功率合成器的一路输入端的输入阻抗共轭匹配。具体实施过程中，射频功率放大器会有相应的最佳匹配的工作阻抗（即最佳阻抗），射频功率放大器在其最佳工作阻抗下工作，工作功率和效率才达到最佳。所以，选用不用的射频功率管，会影响输出匹配电路匹配给射频功率放大器的最佳阻抗。同时，最佳阻抗也非定值，根据选用的不用的射频功率放大器确定。示例性地，当N取3、功率电源的特征阻抗为50ohm时，射频功率放大管的输出阻抗由第一功率合成器或第二功率合成器的一路输入端的输入阻抗12.5ohm匹配到最佳阻抗。输出匹配电路的电路图如图7所示。在图7中，电感L12的一端分别连接电容C22的一端、电容C23的一端，电容C22的另一端接地。将电感L12的另一端作为输出匹配电路的输入端，将电容C23的另一端作为输出匹配电路的输出端。

隔直模块，将直流和交流分隔开，滤除直流信号。

第一功率合成器和第二功率合成器，用于将等幅值的N路功率信号合成一路功率信号。第一功率合成器和第二功率合成器的输出端的输出阻抗均为功率电源的特征阻抗；第一功率合成器和第二功率合成器的N路输入端的输入阻抗相等，且N路输入端的输入阻抗的等效阻抗为功率电源的特征阻抗。示例性地，当N取3、功率电源的特征阻抗为50ohm时，第一功率合成器或第二功率合成器将输出端的输出阻抗50ohm匹配到一路输入端的输入阻抗12.5ohm。第一功率合成器和第二功率合成器可选用威尔金森三合一功率合成器，电路图如图8所示。在图8中的，电容C19的一端分别连接电阻R6的一端、电感L9的一端，电容C20的一端分别连接电阻R7的一端、电感L10的一端，电容C21的一端分别连接电阻R8的一端、电感L11的一端。电感C19的另一端、电感C20的另一端、电感C21的另一端均接地。电阻R6的另一端、电阻R7的另一端、电阻R8的另一端均接地。电感L9的另一端、电感L10的另一端、电感L11的另一端均接入电容C18的一端，电容C18的另一端接地。将电容C19的一端、电容C20的一端、电容C21的一端分别作为威尔金森三合一功率合成器的第一输入端、第二输入端、第三输入端，将电容C18的一端作为威尔金森三合一功率合成器的输出端。

本实施例中的耦合器优选45°耦合器，45°定向耦合器的电路图如图9所示，包括：电容C1、电容C2、电容C3和电容C4，耦合电感L1和耦合电感L2；其中，电容C1的一端连接耦合电感L1的一端，耦合电感L1的另一端连接电容C2的一端；电容C3的一端连接耦合电感L2的一端，耦合电感L1的另一端连接电容C4的一端；电容C1的另一端、电容C3的另一端、电容C2的另一端与电容C4的另一端均接地。由图9可知，耦合器是x、y轴对称结构，所以每个端口都可以作为输入口（共源端）。因此，在如图9所示的耦合器的电路图中，在两个耦合电感的四个端口处，任意确定一个端口作为共源端，共源端的对角端口为隔离端，剩余两个端口分别为通路端、耦合端。示例性地，在图9中，将耦合电感L1的一端、另一端分别作为耦合器的通路端（端口1）、共源端（端口2）；耦合电感L2的一端、另一端分别作为耦合器的隔离端（端口3）、耦合端（端口4）。在本实施例中，耦合器的隔离端经由电阻R0接地。

下面，以图2为例（N=3），分别从在电源功率正向传播的方向上、当负载的阻抗与功率电源和射频传输线的阻抗不匹配时两种情况讨论平衡功放拓扑电路的工作过程：

（1）在电源功率正向传播的方向上：

功率电源经过第一功分器等分为两个幅度、相位均相同的电压。90°移相器使得输入第二功分器和第三功分器的电压的幅度相同、相位相差90°。第二功分器、第三功分器分别将各自接收到的电压等分成3个幅度、相位均相同的电压。

此时，射频功率放大器A、B、C的入射电压的幅度、相位均相同，射频功率放大器E、F、G的入射电压的幅度、相位均相同，且射频功率放大器A、B、C与射频功率放大器E、F、G的入射电压的幅度相同、相位相差90°。射频功率放大器A、B、C分别依次经过相应的输出匹配电路、隔直模块后输入至第一功率合成器，利用第一功率合成器将3路匹配放大的功率合并成一路功率后输入耦合器的通路端；射频功率放大器E、F、G分别依次经过输出匹配电路、隔直模块后输入至第二功率合成器，利用第二功率合成器将3路匹配放大的功率合并成一路功率后输入耦合器的耦合端。因此，从第一功率合成器和第二功率合成器输出的电压的幅值相等、相位仍相差90°。

电源功率正向传播时耦合器的工作示意图如图10所示。设耦合器的通路端输入大小为、相位为45°的电压，耦合器的耦合端输入大小为/>、相位为-45°的电压。、/>分别表示第一匹配电路、第二匹配电路的放大倍数，二者相等。此时，耦合器的共源端与负载相连接，输出大小为/>、相位为0°的电压。耦合器的隔离端经由电阻R0接地，输出相位相反的电压。理想状态下，耦合器的共源端的输出功率的大小为耦合器的通路端与耦合端的输入功率的和。

（2）当负载的阻抗与功率电源、传输线的阻抗不匹配时：

在耦合器的共源端处产生反射功率，假设相应的反射电压为/>，此时，耦合器与第一功率合成器、第二功率合成器可以消除反射功率对功率电源的影响，反射功率消除过程参考图11到图14。当产生反射功率时，反射电压/>输入耦合器的共源端，如图11所示。经过耦合器的分解，通过耦合器的耦合端、通路端分别输出幅值相同、相位相反的电压，如图12所示。耦合器的耦合端、通路端的输出电压分别被第二功率合成器、第一功率合成器阻挡反射，如图13所示。/>、/>分别表示第一匹配电路、第二匹配电路的反射系数，二者相等。被第二功率合成器、第一功率合成器阻挡反射回来的电压分别从耦合器的耦合端、通路端输入，耦合器的共源端输出相位相反、幅度相等的电压，反射功率消除，如图14所示。同时，虽然耦合器的共源端与隔离端的输出电压的幅值相同，但是耦合器的隔离端经过电阻R0后接地，从而使得从耦合器的隔离端输出的功率以热量的形式被耗散。因此，反射功率被耦合器与第二功率合成器、第一功率合成器阻挡并消除，从而无法影响到功率电源。

基于上述分析可知，在本实施例提供的射频电源的平衡功放拓扑电路中，设置了两条路径来抑制能量过冲：

（1）消除干扰，利用所提出的匹配电路、45°定向耦合器及功率合成器自身的工作性质，使得反射功率无法影响电源功率。在匹配电路部分，通过稳定的阻抗匹配最大程度减少反射功率；在耦合器及两个功率耦合器处，将产生的反射功率一部分输送到接地端，一部分通过幅值大小相同、相位相反的电压相互抵消。

（2）PID调节。通过PID调节使得输出功率逐步稳定在正常范围，也使系统在受到干扰时稳定，也能抑制能量过冲。

综上所述，本实施例提供的射频电源的平衡功放拓扑电路，通过在功率电源与负载中间增加一个平衡功放拓扑电路，使得产生的反射功率无法影响功率电源，同时加入PID反馈调节，平衡功放与控制模块共同确保功率电源的输出稳定在预定范围且能够有效抑制能量过冲。本实施例的有益效果具体说明如下：

（1）平衡功放拓扑电路的电路结构简单，电路中用到的器件均为本领域常用器件，易于实现，且无需复杂的电路网络，无需计算过多参数。

（2）利用两个功率合成器及耦合器配合解决反射功率导致的能量过冲问题，不受负载变化的影响，不用考虑控制精度以及延时性问题，更加稳定。

（3）平衡功放具备良好的输入输出匹配特性，同时可以将功率放大。

（4）简单的PID控制模块自动调节电源的输出功率，确保负载预定输入功率，同时在负载获得预定输入功率的过程中不发生能量过冲问题。

（5）相比起90°或者其他的耦合器，本实施例提出的45°的耦合器可以保证从两个端口输出的能量相同，在传输的过程中更好地减少功率的损失、以及更好地实现能量过冲抑制功能。

本发明的一个具体实施例2，公开了一种射频电源的平衡功放拓扑电路的控制方法，流程图如图15所示，该方法包括以下步骤：

步骤S1：利用第一功分器和90°移相器处理功率电源的输出信号，使得输入第二功分器、第三功分器的电压的幅值相同、相位相差90°；

步骤S2：将输入第二功分器的电压分解成幅值相同、相位相同的N路，经由第一匹配电路匹配放大，并利用第一功率合成器将N路匹配放大的功率合并成一路功率后输入耦合器的通路端；同时，将输入第三功分器的电压分解成幅值相同、相位相同的N路，经由第二匹配电路匹配放大，并利用第二功率合成器将N路匹配放大的功率合并成一路功率后输入耦合器的耦合端；

步骤S3：若耦合器的共源端未产生反射功率，测量并处理负载的实际输入功率，得到功率电源输出功率控制信号，并基于所述功率电源输出功率控制信号调节功率电源的输出功率；

步骤S4：若耦合器的共源端产生反射功率，利用耦合器和第一功率合成器、第二功率合成器消除所述反射功率。

在步骤S4中，具体执行：

步骤S41：反射电压从耦合器的共源端输入，然后从耦合器的通路端、耦合端分别输出幅值相同、相位相差90°的电压；

步骤S42：耦合器的通路端、耦合端输出的电压分别被第一功率合成器、第二功率合成器阻挡，耦合器的通路端、耦合端输出的电压幅值分别以第一功率合成器、第二功率合成器的反射系数为倍数变化、相位不变；

步骤S43：被第一功率合成器、第二功率合成器阻挡反射回来的电压分别从耦合器的通路端、耦合端输入，耦合器的共源端输出相位相反、幅度相等的电压，反射功率消除。

需要说明的是，本发明方法实施例的具体实施过程参见上述电路实施例即可，本实施例在此不再赘述。

由于本实施例与上述电路实施例原理相同，所以本方法实施例也具有上述电路实施例相应的技术效果。

本领域技术人员可以理解，实现上述实施例方法的全部或部分流程，可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，所述的程序可存储于计算机可读存储介质中。其中，所述计算机可读存储介质为磁盘、光盘、只读存储记忆体或随机存储记忆体等。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种射频电源的平衡功放拓扑电路，其特征在于，所述平衡功放拓扑电路包括第一功分器、90°移相器、第二功分器、第三功分器、第一匹配电路、第二匹配电路、第一功率合成器、第二功率合成器及耦合器；其中，

第一功分器的输入端连接功率电源的输出端；第一功分器的一个输出端连接90°移相器的输入端，90°移相器的输出端连接第二功分器的输入端；第二功分器的输出端连接第一匹配电路的输入端，第一匹配电路的输出端连接第一功率合成器的输入端，第一功率合成器的输出端连接耦合器的通路端；

第一功分器的另一个输出端直接连接第三功分器的输入端；第三功分器的输出端连接第二匹配电路的输入端，第二匹配电路的输出端连接第二功率合成器的输入端，第二功率合成器的输出端连接耦合器的耦合端；耦合器的共源端连接负载；

所述第一匹配电路和第二匹配电路均包括N个基准匹配电路；，且N为整数；所述基准匹配电路包括顺序连接的输入匹配电路、射频功率放大器及输出匹配电路；

当耦合器的共源端产生反射功率时，利用耦合器、第一功率合成器和第二功率合成器消除反射功率。

2.根据权利要求1所述的射频电源的平衡功放拓扑电路，其特征在于，

所述第二功分器和第三功分器均为一分N功率分配器；所述第一功率合成器和第二功率合成器均为N合一功率合成器；

所述第二功分器和第三功分器的每路输出端分别连接一路基准匹配电路的输入端；所述第一功率合成器和第二功率合成器的每路输入端分别连接一路基准匹配电路的输出端。

3.根据权利要求2所述的射频电源的平衡功放拓扑电路，其特征在于，所述基准匹配电路还包括连接在所述输出匹配电路之后的隔直模块；

所述输入匹配电路的输入端作为所述基准匹配电路的输入端，所述隔直模块的输出端作为所述基准匹配电路的输出端。

4.根据权利要求3所述的射频电源的平衡功放拓扑电路，其特征在于，

所述第二功分器和第三功分器的输入端的输入阻抗均为功率电源的特征阻抗；所述第二功分器和第三功分器的N路输出端的输出阻抗相等，且N路输出端的输出阻抗的等效阻抗为所述功率电源的特征阻抗；

所述第一功率合成器和第二功率合成器的输出端的输出阻抗均为所述功率电源的特征阻抗；所述第一功率合成器和第二功率合成器的N路输入端的输入阻抗相等，且N路输入端的输入阻抗的等效阻抗为所述功率电源的特征阻抗。

5.根据权利要求4所述的射频电源的平衡功放拓扑电路，其特征在于，

所述输入匹配电路，用于将第二功分器或第三功分器的一路输出端的输出阻抗变换到所述射频功率放大器的输入阻抗，使得第二功分器或第三功分器的该路输出端的输出阻抗经输入匹配电路变换后，与所述射频功率放大器的输入阻抗共轭匹配。

6.根据权利要求5所述的射频电源的平衡功放拓扑电路，其特征在于，

所述输出匹配电路，用于将所述射频功率放大器的输出阻抗变换到第一功率合成器或第二功率合成器的一路输入端的输入阻抗，使得射频功率放大器的输出阻抗经输出匹配电路变换后，与第一功率合成器或第二功率合成器的一路输入端的输入阻抗共轭匹配。

7.根据权利要求1-6中任一项所述的射频电源的平衡功放拓扑电路，其特征在于，所述平衡功放拓扑电路还包括控制模块；

所述控制模块，用于当耦合器的共源端未产生反射功率时，测量并处理所述负载的实际输入功率，得到功率电源输出功率控制信号；并基于所述功率电源输出功率控制信号调节所述功率电源的输出功率。

8.一种射频电源的平衡功放拓扑电路的控制方法，其特征在于，所述方法包括：

利用第一功分器和90°移相器处理功率电源的输出信号，使得输入第二功分器、第三功分器的电压的幅值相同、相位相差90°；

将输入第二功分器的电压分解成幅值相同、相位相同的N路，经由

第一匹配电路匹配放大，并利用第一功率合成器将N路匹配放大的功率合并成一路功率后输入耦合器的通路端；

将输入第三功分器的电压分解成幅值相同、相位相同的N路，经由

第二匹配电路匹配放大，并利用第二功率合成器将N路匹配放大的功率合并成一路功率后输入耦合器的耦合端；

若耦合器的共源端未产生反射功率，测量并处理负载的实际输入功率，得到功率电源输出功率控制信号，并基于所述功率电源输出功率控制信号调节功率电源的输出功率；

若耦合器的共源端产生反射功率，利用耦合器和第一功率合成器、第二功率合成器消除所述反射功率。

9.根据权利要求8所述的射频电源的平衡功放拓扑电路的控制方法，其特征在于，所述利用耦合器和第一功率合成器、第二功率合成器消除所述反射功率，包括：

反射电压从耦合器的共源端输入，然后从耦合器的通路端、耦合端分别输出幅值相同、相位相差90°的电压；

耦合器的通路端、耦合端输出的电压分别被第一功率合成器、第二功率合成器阻挡，耦合器的通路端、耦合端输出的电压幅值分别以第一功率合成器、第二功率合成器的反射系数为倍数变化、相位不变；

被第一功率合成器、第二功率合成器阻挡反射回来的电压分别从耦合器的通路端、耦合端输入，耦合器的共源端输出相位相反、幅度相等的电压，反射功率消除。