JPH09135123A - 低ひずみアンプ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 本発明は、メイン・パワー・アンプが生成し
たＩＭＤ積を打ち消す、三次相互変調周波数を有する最
適化された信号エネルギーを供給する前置補償パスでク
ベール回路を使用する前置補償タイプの低ひずみアンプ
回路を提供する。 【解決手段】 このクベール回路は、各ダイオ−ドを流
れる直流電流を発生するために、少なくとも一つの直流
電源でバイアスされる一組の逆並列ダイオードを使用し
ている。クベール回路に送られた入力信号は、三次出力
電流を抽出することができるように、各ダイオ−ドを流
れる信号電流を発生する。それにより、必要な大きさの
三次電力が、入力信号の広いダイナミック・レンジにわ
たって、メイン・アンプの出力中のＩＭＤ電力を最も少
なくするために供給される。べき級数法に基づく回路分
析により、入力信号の最適化されたダイナミック・レン
ジにわたって、過度の高次の電力を生成しないで、メイ
ン・アンプの三次ＩＭＤ積を必要なだけ打ち消すため
に、クベール回路の回路パラメータを最適化することが
できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、前置補償タイプの
低ひずみアンプ回路に関し、特に多重トーン入力信号を
増幅するために非常に有用であり、ひずみのない出力を
供給するために、メイン・パワー・アンプ内で対応する
エネルギーを打ち消す三次ひずみエネルギーを供給する
ためにクベール回路を使用しているアンプ回路に関す
る。

【０００２】

【従来の技術、および、発明が解決しようとする課題】
非常に種々様々な用途の場合に起こることだが、多重ト
ーン信号を増幅するとき、望ましくない相互変調歪（Ｉ
ＭＤ）積が不可避に生じ、その結果、増幅した出力信号
が歪むことになる。上記のＩＭＤ積は、いくつかの周波
数チャネルの信号をしばしば共通のアンプで増幅する無
線通信のいろいろな用途の場合には、特に厄介なものに
なる。ＩＭＤ積を適当に減らさないと、隣接するチャネ
ル間または一つのチャネル内での信号の干渉が非常に大
きくなる恐れがある。

【０００３】相互変調ひずみを少なくするために、アン
プは通常出力をその熱的定格出力信号より低く設定し、
直線化される。無線の分野で使用する場合には、上記の
二つの方法により、ただでさえ高い送信アンプのコスト
がさらに高いものになる。従来、高周波アンプの直線性
は、相互変調を打ち消すための前置補償またはフィード
フォワード法を使用することにより改善されてきた。フ
ィードフォワード・アンプ回路は、通常ＩＭＤ電力だけ
を発生するための修正アンプと一緒に、基本電力および
寄生ＩＭＤ電力を発生するメイン・アンプを使用してい
る。二つのアンプのＩＭＤ電力は、出力結合装置内で互
いに打ち消しあう。このフィードフォワード技術は、あ
る種のシステムにとっては満足の行くものであるが、非
常に高価であり、非常に正確な整合を必要とする。本発
明の譲受人に譲渡された「低ひずみフィードフォワード
・アンプ」という名称の米国特許第５、３０４、９４５
号に、フィードフォワード低ひずみアンプの一例が開示
されている。

【０００４】ＩＭＤを低減するための前置補償法も、従
来技術で使用されてきた。前置補償アンプ回路内におい
ては、入力信号は二つのパス、すなわち、直接パスおよ
び前置補償器パスに分割される。前置補償器パス内で
は、ＩＭＤ周波数で若干の信号エネルギーを含んでいる
前置補償器信号を発生するために、ある種の方法で条件
付けが行われる。その後、この前置補償信号は、直接パ
ス内の信号と結合され、結合された信号は、メイン・ア
ンプに送られる。前置補償器信号の振幅および位相を適
当に選択すれば、メイン・アンプの出力信号は、前置補
償器信号を使用しない場合よりも、ひずみが少なくな
る。

【０００５】「信号クベール回路」という名称の米国特
許第４、１５７、５０８号に、従来技術の前置補償アン
プの一例が開示されている。この特許のアンプ回路は、
ＩＭＤ周波数において信号エネルギーを生成するため
に、前置補償器パス内に一組の逆並列ダイオードを使用
している。このダイオ−ド装置は、「クベール」、すな
わち、三次ＩＭＤ周波数で信号を発生する回路を作り出
す。上記の特許に開示されているクベールは、基本周波
数での信号の漏洩を最小限度に制限するために平衡ブリ
ッジを、クベール出力の五次ひずみを最低限度に抑える
ために付加抵抗を使用している。しかし、Ｓ／Ｎ比（Ｓ
ＮＲ）のことを考えると、大きな逆飽和電流が流れ、そ
れに関連して大きな接合容量を有しているダイオ−ドを
使用する必要がある。このようなダイオ−ドを選択する
と、ダイオ−ドの周波数応答が制限されるので、標準セ
ルラーホン周波数帯のような高い周波数でクベールを使
用できなくなる。

【０００６】

【課題を解決するための手段】本発明の一つの実施例の
場合には、前置補償タイプの低ひずみアンプ回路は、メ
イン・パワー・アンプが生成するＩＭＤ積を打ち消すた
めの、三次相互変調周波数で最適化信号エネルギーを供
給するために、前置補償パス内にクベール回路を使用し
ている。このクベール回路は、各ダイオ−ドを流れる直
流電流を発生するために、少なくとも一つの直流電源に
よってバイアスがかけられている一組の逆並列ダイオー
ドを使用している。クベール回路に送られた入力信号
は、負荷インピーダンスにより三次出力電流を取り出す
ことができるように、各ダイオ−ドを流れる信号電流を
発生する。それにより、入力信号の広いダイナミック・
レンジにわたって、メイン・アンプ出力信号のＩＭＤを
最も小さくするのに必要な大きさの三次電力が供給され
る。

【０００７】べき級数近似法に基づく回路分析を使用す
ることにより、入力信号の最適化されたダイナミック・
レンジにわたって、過度の高次の電力を生成しないで、
メイン・アンプで三次のＩＭＤ積を打ち消すのに必要な
量を供給するために、クベール回路の回路パラメータを
最適化することができる。好適には、三次の前置補償電
力のレベルをさらに最適化するために、可変利得低ノイ
ズ・アンプをクベール回路に続く前置補償器パス内に使
用することが好ましい。また、検出したＩＭＤ電力に従
って、ＬＮＡ利得を制御する目的で、メイン・アンプの
出力信号の寄生ＩＭＤ電力を検出するために、修正フィ
ードバック・ループを使用することができる。また、フ
ィードバック・ループは、連続的に調整を行うために、
マルチプライヤ、インテグレータおよび総和回路と一緒
に、ディザ・トーン発生装置を使用することもできる。

【０００８】

【発明の実施の形態】図１に、本発明の一実施例による
前置補償パアー・アンプ回路１０を示す。例示として、
高い周波数を有している二つのトーン入力信号Ｓ_in、す
なわち、周波数ｆ１およびｆ２を有している正弦波トー
ンの低ひずみ増幅を参照しながら、回路１０の動作を、
以下に説明する。しかし、二つ以上のトーンを有してい
る多重トーン入力信号の低ひずみ増幅も、またアンプ回
路１０で行えることを理解されたい。

【０００９】アンプ回路１０は、例えば、ＵＨＦ周波数
帯の下にある基本周波数ｆ１およびｆ２で、高い高周波
電力を発生するためのパワー・アンプ２０を含んでい
る。周波数ｆ１およびｆ２は、それぞれｆｃ−γおよび
ｆｃ＋γと見なされる。この場合、ｆｃは基準搬送周波
数である。信号Ｓ_inがパワー・アンプ２０の入力ポート
に直接加えられた場合には、アンプ２０の出力は、周波
数ｆ１およびｆ２を有している増幅された基本電力、お
よび三次相互変調ひずみ（ＩＭＤ）周波数ｆ３およびｆ
４を有している不必要なひずみ周波数電力からなってい
る。この場合、ｆ３＝ｆｃ−３γおよびｆ４＝ｆｃ＋３
γである。本実施例の場合には、これらの相互変調積
は、ひずみ周波数ｆ３およびｆ４で最適な大きさの電力
を発生するクベール回路１４を使用することにより、実
質的に減少させることができる。この電力は、ひずみの
ない出力信号Ｓ_outを発生するために、パワー・アンプ
２０が必然的に発生するｆ３およＦ４の周波数を有して
いる電力を本質的に打ち消す。

【００１０】簡単に説明すると、入力信号Ｓ_inは、遅延
ライン１３に送られる直接パス出力信号と、クベール１
４に送られる結合パス出力信号とを発生するために、カ
プラ１２によって分割される。クベール１４は、最適化
された各周波数成分の振幅を有している周波数ｆ１−ｆ
４の成分を含んでいる出力信号Ｓ１を発生する。信号Ｓ
１は、また五次ＩＭ周波数ｆ５＝ｆｃ−５γおよびｆ６
＝ｆｃ＋５γおよびより高い次数の周波数を有している
若干の望ましくない電力も含んでいる。高次の直線可変
低ノイズ・アンプ（ＬＮＡ）１６は、クベール出力の振
幅を調整するために、信号Ｓ１を増幅する。

【００１１】可変移相器１７は、総和装置１８の一つの
ポートに送られる信号Ｓ２を供給するために、ＬＮＡ１
６の出力の位相をシフトするのに使用される。遅延ライ
ン１３の出力は、総和装置１８の他のポートに送られ
る。遅延ライン１３の一次関数は、周波数ｆ１およびｆ
２のところで、前置補償パス−−すなわち、クベール１
４、ＬＮＡ１６および相互接続送信ライン（移相器１７
の望ましい位相シフトではない）内の成分の遅れにマッ
チするようになっている。遅延ライン１３の電気的な長
さおよび移相器１７の位相シフトを適当に選ぶことによ
って、総和装置の出力信号Ｓ３は、個々に制御された基
本周波数およびひずみ周波数の位相を有することができ
る。例えば、総和装置１８に対して、電力を等しく分割
しないウイルキンソン・タイプの結合装置を使用し、信
号Ｓ２のｆ１およびｆ２成分が、遅延ライン１３の出力
信号の位相から１８０度ずれている場合には、信号Ｓ３
のｆ１およびｆ２成分は、Θｆの任意の位相で、遅延ラ
イン１３の出力信号から信号Ｓ２を引いたものとなる。
この場合、信号Ｓ２のｆ３およびｆ４成分は、Θｄ度の
任意の位相となる。遅延ライン１３の電気的な長さが変
わると、信号Ｓ３のｆ１およびｆ２成分が増大する。何
故なら、これら成分はもはや単なる引き算だけでは求め
ることができない。位相がΘｆとは異なるからである。
一方、信号Ｓ３のｆ３およびｆ４成分の位相はΘｄのま
まである。従って、信号Ｓ３のｆ１およびｆ２成分の絶
対位相は、信号Ｓ３のｆ３およびｆ４成分の絶対位相に
対して、別々に制御される。信号Ｓ３のひずみ成分の振
幅を適当に設定すれば、この別々の位相制御により、パ
ワー・アンプ２０内のひずみ周波数を打ち消すことがで
きる。従って、アンプ２０内でのＡＭからＰＭへの変換
は、それに対して補正される。例えば、アンプ２０が、
電圧利得Ｇ１を持ち、信号Ｓ３のｆ３おｆ４成分の振幅
がそれぞれＡ３である場合には、これらの成分は増幅さ
れ、それぞれが振幅Ａ３Ｇ１を有しているＳ_out信号の
成分となる。一方、信号Ｓ３のｆ１およびｆ２成分は増
幅され、Ｓ_out信号の一部として、それぞれが振幅Ｂ３
を持ち、周波数ｆ３およびｆ４を有しているＩＭＤ積を
発生する。それ故、振幅Ａ３Ｇ１を有しているＳ_outひ
ずみ成分が、振幅Ｂ３を有しているＳ_outひずみ積に対
して、位相が１８０度ずれている場合で、Ａ３Ｇ１＝Ｂ
３である場合には、Ｓ_outのすべてのひずみ周波数出力
電力は除去される。本発明の実施例は、この望ましい結
果を実現する。

【００１２】この実施例を実際に使用する場合の制限
は、周波数ｆ５＝ｆｃ−５γおよびｆ６＝ｆｃ＋５γの
周波数を有しているＳ_out信号の五次ひずみ成分の存在
である。この五次のひずみは、三つの部分、すなわち、
１）信号Ｓ３のｆ１およびｆ２成分の増幅のみによるパ
ワー・アンプ２０内での元の五次ひずみ、２）クベール
回路１４内の欠陥による、信号Ｓ２の五次成分、３）増
幅される際の、Ｓ３のｆ１およびｆ２成分、並びにｆ３
およびｆ４成分の間の相互作用により、パワー・アンプ
２０内で生じた五次ひずみからなる。パワー・アンプ２
０は、クベール回路１４よりもっと直線的な領域で動作
するので、上記の項（２）は、５次の項内で非常に大き
な影響力を持つ。それ故、クベールの場合は、五次の残
留分を最低限度に抑えることが重要である。クベール回
路１４の立体応答、すなわち、（ｆｃ＋３γおよびｆｃ
−３γの周波数で）三次相互変調電力を発生する能力
は、その内部で使用されている半導体ダイオ−ドの非直
線応答によるものである。

【００１３】以下に説明するクベール回路１４のこの実
施例の詳細な動作の基礎となるものなので、図２に示す
単純化した逆並列ダイオードの立体前置補償器２２を先
ず最初に説明する。一組の同一の逆並列ダイオードＤ１
およびＤ２は、電源２４が発生する時変入力電圧「ｖ」
によって駆動される。各ダイオ−ドＤ１、Ｄ２は、下記
の電圧−電流特性を持っている。

【数１】

【００１４】式中、ｖはダイオ−ドの両端の電圧であ
り、βは通常４０ボルト−１であり、Ｉ_oは、各ダイオ
−ドの逆飽和電流であり、ｉ_Dは各ダイオ−ドＤ１およ
びＤ２を流れる電流である。（ダイオ−ドＤ１およびＤ
２の場合のｉ_Dは、ｉ_D＝ｉ₁およびｉ₂である。）同じ逆
並列ダイオードの合成電流は、次式によって表される。

【数２】 それ故、

【数３】

【００１５】電圧が１Ω以下の低い抵抗（図示せず）を
通って流れる電流ｉによるものである場合には、入力電
圧の一次の項、三次項および五次の項からなる出力電圧
を得ることができる。一次の項は、入力電圧を適当に組
み合わせることにより打ち消すことができる。五次の項
は、βｖの数値を１より遥かに小さく制御することによ
り、任意の小さな数値にすることができる。この場合、
残ったものが本質的に三次の項である。

【００１６】通常の高周波ダイオ−ドのＩ_o電流は約２
０ｎＡである。このことは入力信号と出力信号との間に
高い変換損失があることを意味している。それ故、回路
を高いβｖ値で動作させない限り、熱雑音により出力電
力が圧倒されてしまう。しかし、βｖ値が大きいと、高
次のひずみにより立体ひずみが非常に増大する。第二
に、過度の変換損失を防ぐために、出力電圧に対してよ
り高い抵抗が必要になる。回路２２内の抵抗が高くなる
と、式（２）の理想的な電圧−電流特性が変化する。

【００１７】図３は、図１の回路１０内で使用すること
ができるクベール回路１４の一実施例である。一組のパ
ッケージされたダイオ−ドＤ３およびＤ４は、体抵抗Ｒ
_bに直列に接続している理想的な各ダイオ−ドととも
に、それぞれ理想的なダイオ−ドＤ１およびＤ２を含ん
でいる。体抵抗Ｒ_bは、市販の各ダイオ−ドに関連する
ものであり、通常その抵抗値は１０−２０オームであ
る。一組の直流電源３０が、各ダイオ−ドＤ３およびＤ
４に直列に接続しているパス内に直流バイアス電圧Ｖ_b
をそれぞれ供給する。バイアス電圧Ｖ_bをかけると、Ｉ_o
より遥かに大きいバイアス電流Ｉ_bが発生する。電流Ｉ_b
は、そうでなければ、理想的な各ダイオ−ドＤ１および
Ｄ２を流れる電流ｉ₁およびｉ₂と合流し、その結果、電
流ｉ₁＋Ｉ_bがダイオ−ドＤ３を通って流れ、電流ｉ₂＋
Ｉ_bがダイオ−ドＤ４を通って流れる。

【００１８】図２の理想的な回路の電源２４の代わり
に、時変入力電圧Ｖ_iを発生する電圧源２６と、電源イ
ンピーダンスＲ_sと、負荷インピーダンスＲ_Lを直列に接
続したものを使用することができる。 負荷インピーダ
ンスは、本質的には、図１のアンプ１６の入力インピー
ダンスである。クベール回路１４とアンプ１６との間に
インピーダンス・トランスを使用すれば、Ｒ_Lはトラン
ス／アンプ装置に「対する」インピーダンスになる。負
荷抵抗Ｒ_Lは、以後のアンプ・ノイズと戦うための重要
な電力を得るためのものである。

【００１９】電圧Ｖ_iは、カプラ１２の結合出力パスか
らクベール１４に供給された重畳多重トーン正弦波電圧
を表す。電源インピーダンスＲ_sは、クベール入力信号
ポート１５から指向性カプラ１２に「対する」インピー
ダンスである。通常、カプラ１２の特性インピーダンス
Ｚｏは５０Ωである。しかし、５０Ωのインピーダンス
を１オーム程度の遥かに低いインピーダンスに変換する
のが望ましい。それ故、インピーダンスＲ_sはより低い
変換インピーダンスである。この変換は、カプラ１２と
クベール回路１４との間の多段マイクロストリップ・ト
ランス（図示せず）を使用して、より高い周波数で行う
ことができる。この場合、各段の長さは１／４波長で、
その結果、５０Ωのインピーダンスは、数段を経て、遥
かに低いインピーダンスＲ_sに変換される。上記の多段
トランスは当業者にとっては周知であり、通常狭いレン
ジの帯域幅から中程度のレンジの帯域幅にわたってイン
ピーダンスを変換するのに使用される。より低い周波数
の場合には、集中素子トランスが使用される。

【００２０】本実施例は、Ｖ_iの最適化されたダイナミ
ック・レンジで動作することができるクベール回路１４
に実現するように選択されているパラメータＲ_b、Ｒ_s、
Ｒ_LおよびＶ_bに対して最適化された数値を使用してい
る。下記の分析に基づく数学的べき級数を使用すること
により、当業者なら上記のパラメータを選択することが
でき、その結果、三次周波数を有している必要なクベー
ル回路出力電力が得られ、一方、五次またはそれより高
次の周波数を有している出力電力は最低限度に軽減され
る。図のダイナミック・レンジの低い方の最後の部分
は、回路内のノイズによって制限を受けている。高い方
の最後の部分は、五次および三次の電力より高次の電力
が最終的に非常に増大するので、それによって制限を受
ける。

【００２１】＜Ｉ．べき級数展開を使用する回路分析＞
最初に、入力電圧Ｖ_iは、次式に示すようにノード３２
および３４の両端に電圧を発生する。 Ｖ＝Ｖ_i−ｉＲ （４） 式中、Ｒ＝Ｒ_s＋Ｒ_Lである。また、

【数４】 電圧Ｖ_d1は、ダイオ−ドＤ１の両端に現れる。 Ｖ_d1＝Ｖ_-ｉ₁Ｒ_b＋Ｖ_b−Ｉ_bＲ_b （６） それ故、

【数５】 または、

【数６】

【外１】 である。同様に、下記の式が得られる。

【数７】 および、

【数８】

【００２２】回路は対称な形をしているので、下記の式
が得られる。 ｉ（Ｖ）＝−ｉ（−Ｖ）およびｉ（Ｖ_i）＝−ｉ（−Ｖ_i） （１１） ｉはＶ_iの奇数の関数であるので、Ｖ_iの奇数の級数とし
て表すことができる。 ｉ＝Ｃ₁Ｖ_i＋（Ｃ₃／３！）Ｖ_i ³＋（Ｃ₅／５！）Ｖ_i ⁵＋．．． （１２） 式（８）は、Ｖに対してｉ₁／Ｉ_sによるべき級数展開と
して最初に解くことができる。

【数９】 式中、ξは下記のように定義される

【数１０】

【００２３】１９６５年３月出版の国立規格局、応用数
学シリーズ＃５５のＭ．アブラモビッツおよびＩ．Ａ．
ステグン Ｅｄｓ著の「数学的関数ハンドブック」の１
６ページに記載されているべき級数復帰式、式（３．
６．２５）を使用することにより、ｉ₁／Ｉ_sはβＶによ
るべき級数として与えられる。

【数１１】 同様に、ｉ₂／Ｉ_sに対するべき級数は下記の式で表され
る。

【数１２】 式（１５）および（１６）を組合わせると、下記の式が
得られる。

【数１３】 級数復帰を適用すると、ｉの累乗で展開したＶは下記の
式で表される。

【数１４】

【００２４】式（４）と式（１８）を組み合わせると、
ｉによるＶ_iに対するべき級数が得られる。

【数１５】 式中、ηは下記のように定義される。

【数１６】

【００２５】ここでもまた級数復帰を使用することによ
り、Ｖ_iによるｉの必要なべき級数、すなわち、式（１
２）が得られる。式中、係数は下記の式によって与えら
れる。 Ｃ₁＝３Ｉ_sβ／η （２１） Ｃ₃＝２Ｉ_sβ³（３−２ξ）／η⁴ξ （２２） Ｃ₅＝２Ｉ_sβ⁵（４０ξ³＋９０ξ−１２０ξ²−２４ηξ³＋９０ηξ²−９０ ηξ＋１５η）／η⁷ξ³ （２３）

【数１７】 一定のバイアス電圧Ｖ_bに対するＲ_Lの両端の出力電圧
は、ｉＲ_Lにより完全に定義されることに留意された
い。式中、ｉは下記の式で表される。

【数１８】 また、Ｃ’は式（２１）−（２４）によって定義され
る。また、Ｃ₅、すなわち、五次ひずみは、任意の固定
のバイアス電流に対して、Ｒを調整することによって軽
減することができきることにも注目してほしい。

【００２６】＜ＩＩ．トーンが二つの場合＞すでに説明
したように、異なる周波数ｆｃ＋γおよびｆｃ−γを有
している二つの正弦波からなる時変入力電圧を使用する
ことにより、クベール回路１４の性能を容易に測定する
ことができる。しかし、クベール回路１４はまた、Ｖ_i
が二つ以上の正弦波トーンからなっている場合、三次出
力を発生するために使用することができることを理解さ
れたい。（さらに、クベール回路１４は、メイン・アン
プ内で発生した三次高調波電力を打ち消したり、または
変えたりする目的で、単一トーン入力に対する三次電力
を発生するために使用することができることにも留意さ
れたい。このことは、ある種のマイクロ波アンプで、高
調波電力を使用して、電圧および電流を成型することに
よって効率を向上させるために望ましいことである。）

【００２７】トーンが二つの入力の場合には、Ｖ_iは下
記の式によって表される。 Ｖ_i＝ａｃｏｓ（ω_cｔ＋δｔ）＋ａｃｏｓ（ω_cｔ−δｔ）＝２ａｃｏｓ（δ ｔ）ｃｏｓ（ω_cｔ） （２５） 式中、ω_c＝２πｆｃおよびδ＝２πγである。式（１
２）に式（２５）を代入し、ラジアン搬送周波数、ω_c
を中心とする帯域内の項だけ残した場合、基本周波数帯
域内のＲ_Lを通って流れる電流ｉ_fは、下記の式によって
表される。

【数１９】 従って、すでに説明した図３の回路パラメータの関数で
あるパラメータＣ₁、Ｃ₃、Ｃ₅およびＣ₇を適当に選択す
ることによって、必要とする三次出力電力を得ることが
でき、一方、他の周波数の電力を低減することができ
る。

【００２８】＜ＩＩＩ．ダイナミック・レンジの考察＞
クベール回路１４の目的は、パワー・アンプ２０内で発
生した三次電力を打ち消すのに使用することができる三
次出力を供給することであるので、パワー・アンプの類
似の項を打ち消すためには、クベール回路１４からの五
次およびそれより高次のひずみを軽減できない限り、上
記のひずみは望ましいものではない。それ故、例えば、
三次ひずみを３０ｄＢ軽減したい場合で、クベール回路
１４への入力電力が、五次およびそれより高次のひずみ
がクベール回路の三次出力の０．１％（すなわち、−３
０ｄＢ）に等しくすることができるだけ十分に高い場合
には、クベール前置補償器の高い電力に制限が加えられ
る。入力電力をこのレベルより高くした場合には、三次
ひずみ出力を打ち消すというクベール回路装置の目的が
達成されなくなる。何故なら、より高次のひずみ出力が
許容できない高いレベルまで増大するからである。より
高次のひずみの大きさより三次ひずみの大きさの方を高
い状態に確実に維持する簡単な方法は、クベール１４へ
の入力信号を減衰させ、パワー・アンプ２０の入力に供
給する前に可変アンプ１６を使用してその出力を増幅す
ることである。この方法の不都合な点は、三次クベール
出力がそのノイズ出力にほぼ近いレベルになるというこ
とである。それ故、クベール１４のダイナミック・レン
ジは、最も低い入力電力レベル、すなわち、その三次出
力電力がそのノイズ出力に近くなるレベルと、より高次
のひずみが三次出力に近くなる最も高い入力電力レベル
との間の入力電力の範囲によって決まる。これらのダイ
ナミック・レンジの限界は、クベールの出力がパワー・
アンプ入力に送られ、それによりパワー・アンプの利得
が再設計しなければならないほどに低下したとき、周波
数ｆｃ＋γおよびｆｃ−γの周波数におけるクベール１
４の基本的（直線）漏洩電力が、パワー・アンプ２０へ
の信号入力を有意に低下させるほど大きくなるのが防止
されるというと仮定に基づいている。（この基本電力
は、通常総和装置１８によって遅延ライン１３の出力信
号からさし引かれる図１の信号Ｓ２の一部である。）

【００２９】クベール・ノイズ出力を推定する際に重要
なパラメータは、その帯域幅である。例えば、無線通信
分野においては、無線チャネル内の相互変調をそのチャ
ネル内での無線送信用に通常使用されるキャリア・レベ
ルより６０ｄＢ低いレベルまで低下させる（−６０ｄ
Ｂ）ことが望ましい。動作中の低い電力限界において
は、パワー・アンプの相互変調は、−６０ｄＢよりほん
のちょっと上でなければならないので、そのチャネル帯
域幅内のノイズは約１０ｄＢ低い（−７０ｄＢ）である
ことが望ましい。このレベルをクベール１４の三次出力
と比較するには、送信されるチャネルの数、Ｍを指定し
てやる必要がある。一つのチャネル当たりの三次出力
は、全相互変調出力のほぼ１／Ｍである。それ故、クベ
ール１４のダイナミック・レンジの低い方の電力の限界
は、一つのチャネル帯域幅当たりのノイズ電力出力が、
三次出力のレベルより約１０Ｌｏｇ₁₀（１０Ｍ）ｄＢ低
い点である。ダイナミック・レンジの上限は、チャネル
の数とはほぼ無関係なので、ダイナミック・レンジは、
チャネルの数が多くなるにつれて狭くなるように思われ
る。

【００３０】図４に示すように、クベール１４のノイズ
源は、各ダイオ−ドＤ１、Ｄ２内のショット雑音Ｉ
_shot-1およびＩ_shot-2、抵抗熱雑音ｅ_Rb、ｅ_Rsおよび低
ノイズ・アンプ１６のノイズからなっている。以下の近
似ノイズ分析を容易にする目的で、非直線動作を維持す
るために、ダイオ−ド接続部の実効抵抗が直流電源３０
によって、抵抗Ｒ_s，Ｒ_bおよびＲ_Lより遥かに高くなる
ようにバイアスがかけられることに留意されたい。図４
の負荷抵抗Ｒ_Lは、図を見ればわかるように、ＬＮＡ１
６の前のトランス３４に対すインピーダンスからなる。
ダイオ−ドの平均平方ショット雑音は下記の式のよって
表される。 Ｉ_shot ²＝２ｑＩＢ （２７）

【００３１】式中、ｑは電子の電荷、すなわち、１．６
０２（１０^-19）クーロンであり、Ｉはダイオ−ドを流
れる電流であり、Ｂは入力信号の帯域幅で、無線通信の
分野では通常３０ｋＨｚである。ノイズは重要なもので
ある。何故なら、信号電流ｉ ₁およびｉ₂が小さい場合に
は、ノイズによりクベール１４の動作の低い電流レンジ
が制限されるからである。それ故、電流Ｉに対するｉ₁
およびｉ₂の影響は、無視することができ、電流Ｉは、
各ダイオ−ド内の直流バイアス電流Ｉ_bにほぼ等しいと
見なすことができる。ダイオ−ドの接合抵抗は、Ｒ_sお
よびＲ_Lより遥かに高いから、ほとんどすべてのショッ
ト雑音は、入力電源を経由して、Ｒ_Lを通る。それ故、
Ｒ_Lを通るその平均平方ショット雑音電流は、下記の式
で表される。

【数２０】 同様に、Ｒ_Lを流れる全平均平方ノイズ電流は、二つの
体抵抗Ｒ_bにより下記の式で表される。

【数２１】

【００３２】式中、式（１５）の一次項だけが使用さ
れ、βＩ_sＲ_bは１に対して無視される。（このことは、
ダイオ−ド接合の小さな信号コンダクタンスは、βＩ_s
モーであることを意味する。）式（２９）内において
は、８ｋＴＢＲ_bという項は、抵抗Ｒ_bの平均平方熱雑音
電圧から得られるものであり、この場合、ボルツマンの
定数は、室温、すなわち、Ｔ＝２９３．１５Ｋにおいて
は、ｋ＝１．３８Ｘ１０^-23／ジュール／Ｋである。式
（２１）内でξを１で近似すると、Ｒ_Lを通る平均平方
ノイズ電流は、電源抵抗Ｒ_sにより下記の式で表され
る。

【数２２】

【００３３】図４に示すように、アンプ１６の雑音は、
等価入力ノイズ電圧ｅｎａおよび通常無関係であると考
えられている電流Ｉｎａ発生装置によって表される。そ
れらの大きさの比は、雑音抵抗と呼ばれる。

【外２】 アンプ１６の雑音抵抗Ｒ_nは、アンプの入力に何も接続
されていないときのその出力ノイズ、「Ｎ_oc」と、アン
プの入力をショートした際のノイズ「Ｎ_sc」とを比較す
ることによって、以下の式に示すように、測定すること
ができる。

【数２３】 この場合、アンプ１６のノイズ数Ｆを使用して、ｅ_na ²
は下記の式によって表される。

【数２４】

【００３４】通常、Ｎ_oc＞＞Ｎ_scであるから、アンプの
等価入力ノイズ電流Ｉ_naは、その等価入力ノイズ電圧ｅ
_naより遥かに大きく、Ｒ_nは１より遥かに小さい。ｅ_na
によりＲ_Lを通って流れる平均平方ノイズ電流は、式
（２８）のところでＣ₁に対して行った同じ近似法を使
用して、下記の式によって表される。

【数２５】 式（２６）の場合のように、ダイオ−ドの低い信号接合
抵抗は、Ｒ_Lと比較すると大きいと考えられるので、Ｉ
_naの大部分はＲ_Lを流れる。

【数２６】 それ故、Ｒ_Lを流れる全平均平方ノイズ電流ｉ_nt ²は、式
（２８）−（３０）および（３２）−（３４）の数値を
合計したものである。

【数２７】

【００３５】ＬＮＡ１６の等価入力ノイズ電流は、非常
に大きいノイズ源であるので、全平均平方ノイズ電流は
通常下記の式によって近似することができることを、今
後のいくつかの例の中で証明する。

【数２８】 ＬＮＡ１６は、通常パワー・アンプ２０の入力に送る三
次前置補償のレベルを設定するのに必要なので、実際の
大部分の用途の場合には、主要なノイズ源であるからと
いって、取り外すことはできない。

【００３６】使用可能な最小入力電圧Ｖ_iminを得るため
に、Ｒ_Lを流れるクベール出力信号は、式（１２）の三
次電流ｉ_s３であると見なされる。すなわち、

【数２９】 式中、Ａ（ｔ）およびΘ（ｔ）は、入力信号の狭い帯域
幅の、（ラジアン搬送周波数、ω_c）に対してゆっくり
と変化するエンベロープおよび位相である。それ故、基
本帯域幅、平均平方、Ｒ_Lを流れる三次電流は、下記の
式によって表される。

【数３０】

【００３７】式中、角括弧＜＞は、引き数の平均値を表
し、式（３７）内の第二の近似は、式（３６）の同じよ
うに、ξ＝η＝１と見なす。それ故、以下の式で表され
る場合には、使用可能な最小入力電圧Ｖ_iminを加えられ
ると決定することができる。

【数３１】 式中、Ｘはチャネル帯域幅ノイズ・レベルに対するパワ
ー・アンプの相互変調レベルであって、例えば、上記の
例では１０ｄＢである。従って、上記のノイズ分析を使
用して、目標とする相互変調出力レベル（上記の例では
−６０ｄＢｃ）、チャネル帯域幅Ｂ、ＬＮＡ１６のノイ
ズ数Ｆおよび負荷抵抗Ｒ_Lのような変数の関数として
の、クベール回路１４のダイナミック・レンジの低い方
の限界に到達することができる。

【００３８】＜ＩＶ．最大入力レベルの決定＞クベール
回路１４への最小入力電圧Ｖ_iminを得るための基準を上
記のように設定したので、最大入力電圧、Ｖ_imaxを決定
する際のガイドラインについて説明する。Ｖ_imaxを決定
すれば、クベール回路１４のダイナミック・レンジが決
まる。再び式（３９）について説明すると、Ｖ_iminは、
一チャネル当たりの（主として出力アンプ１６のノイズ
である）平均平方ノイズ電流より、Ｘ倍大きい三次出力
平均平方電流を発生する入力電圧として定義される。例
示としてのＸ＝１０とした場合には、式（３５）、（３
８）および（３９）から下記の式を得ることができる。

【数３２】

【００３９】最大クベール回路入力電圧、Ｖ_imaxは、下
記のように、三次出力の「Ｙ」ｄＢ内にある５次または
７次出力電圧を発生させる入力電圧であると定義され
る。この場合、Ｙはパワー・アンプ２０内で行いたい三
次電力の打ち消しの量を表す。例示としてのＹの数字は
３０ｄＢ（または、１，０００）である。Ｖ_i＝Ｖ_imax
の場合には、式（１２）は下記の式のようになる。

【数３３】 Ｖ_imaxとＶ_iminとの間のｄＢによる違いは、ダイナミッ
ク・レンジとして、２０Ｌｏｇ₁₀（Ｖ_imax／Ｖ_imin）と
して定義される。三次ひずみより高次のひずみに対する
例示としての−３０ｄＢの限界（すなわち、Ｙ＝１，０
００）は、前置補償器は、以下の仮定、すなわち、三次
前置補償器の出力に対してそれより高次のひずみが−３
０ｄＢを越えた場合には、その点において、５次または
７次ひずみが全体のひずみの主要な成分となる、パワー
・アンプ２０の三次相互変調を約３０ｄＢ打ち消すため
に前置補償器が使用されるとの仮定に基づいた任意の選
択である。そうしたい場合には、Ｙに対して他の選択を
行うことができる。しかし、そのような選択を行って
も、ダイナミック・レンジに対する影響は少ない。（入
力電力が高い場合には、５次および７次のひずみが急速
に増大するからである。）またさらにパラメータを最適
化した場合も、ダイナミック・レンジを特別に選択して
も、ほんの少ししか影響を受けない。

【００４０】ａ）Ｖ_imaxレンジ、ｂ）回路抵抗、および
ｃ）バイアス電流に関する下記の定性的な比較は、ダイ
オ−ドがＩ_o＝２ｎＡ、Ｒ_b＝１３オーム、およびβ＝３
８．６８６／ボルトの特性を有しているとの仮定に基づ
いて得たものである。ノイズの計算の場合には、ＭＢ＝
０１ＭＨｚ（例えば、帯域幅２５ｋＨｚのチャネルが４
０）、ＬＮＡ１６のノイズ数が６ｄＢ（Ｆ＝４．０）、
および等価ノイズ抵抗が０（Ｒ_n＝０）と仮定して計算
を行った。

【００４１】例示としてのレンジＶ_imaxを決定する場合
には、先ず、大部分の入力電圧はダイオ−ドＤ１および
Ｄ２の両端に現れることに留意されたい。基本の非直線
性は、ｅｘｐ（βＶ_i）であるので、より高次の高調波
は有意なものになり、その後のβＶ_iは１より大きくな
る。実験結果は、５次および７次の項を、三次の項より
３０ｄＢ低く維持するためには、βＶ_imaxを２−３の範
囲にするか、またはＶ_imaxを約５０−７５ｍＶにしなけ
ればならないことを示している。この結果は、バイアス
電流または回路内の全抵抗とはかなり無関係になる。

【００４２】回路内の抵抗について説明すると、負荷抵
抗Ｒ_Lは、出力電力に影響を持ち、またべき級数係数
｛Ｃ_i｝の相対強度にも影響を持っている。種々のバイ
アス電流に対する回路抵抗のダイナミック・レンジの独
立性が類似していることをはっきりと示すために、ダイ
オ−ド抵抗Ｒ_Dを便宜上下記の式によって定義する。

【数３４】

【００４３】図５のグラフは、（Ｒ_D＝６４６ＫΩ−グ
ラフ３８の場合で）Ｉ_sが２０ｎＡである場合、および
（Ｒ_D＝６５２Ω−グラフ３６の場合で）Ｉ_sが２０μＡ
である場合のダイナミック・レンジに対するＲ_Lの影響
を示す。ダイナミック・レンジ−（Ｒ_L＋Ｒ_s＋Ｒ_b）／
Ｒ_D曲線は、種々のバイアス電流の場合の抵抗に対する
ダイナミック・レンジの独立性が類似していることを示
している。ダイナミック・レンジを最大にする最適全抵
抗Ｒ_L＋Ｒ_s＋Ｒ_Dは、Ｒ_Dの約１１％であり、バイアス電
流の影響をほとんど受けない。事実、βＩ_SＲの高次の
べきを無視した場合、五次ＭＰ出力を零にする抵抗は、
下記の式を満足させる。 Ｒ_L＋Ｒ_s＋Ｒ_b＝Ｒ_D／９−（２／９）Ｒ_b （４５） この式は、１１％という結果に近似している。五次の出
力が０になると、下記の式による近似の場合、Ｖ_imaxは
主としてβにより影響を受ける。

【数３５】

【００４４】図６に付いて説明すると、非直線の種々の
次数の（クベール回路１４の出力が増幅されたものであ
る）ＬＮＡ１６の出力電圧Ｖ_outが、クベール回路入力
電圧Ｖ_iの関数として図示されている。（垂直軸の左側
に示す）グラフ４０、４１および４２は、Ｖ_iに対する
Ｖ_outの基本成分Ｖ_oおよび三次成分Ｖ₃のそれぞれの曲
線である。グラフ４２は、Ｖ_iに対する関係（Ｖ_o−Ｖ_i
Ｃ₁）を示す。垂直軸の右手に示す）グラフ４４および
４６は、三次出力に対する７次および５次のクベール回
路の出力電圧−−Ｖ₇／Ｖ₃およびＶ₅／Ｖ₃をそれぞれ示
す。図示の例の場合には、Ｉ_s＝２０μＡ、Ｒ_b＝１３
Ω、Ｒ_D＝６５２Ω。Ｒ＝０．１１３Ｒ_D＝６１Ωである
こと、−−２０Ｌｏｇ₁₀（Ｖ_i）＝−４２．８ｄＢの場
合、三次電圧Ｖ₃がクベール回路のノイズ電圧出力の１
０倍に等しいことに留意されたい。さらに、２０Ｌｏｇ
₁₀（Ｖ_i）＝−２５．２ｄＢの場合には、７次のひずみ
が三次ひずみより３０ｄＢ小さい。この結果は、３０ｄ
Ｂ打ち消し基準を使用した場合の、クベール回路１４に
対する約１７ｄＢのダイナミック・レンジである。

【００４５】ダイナミック・レンジに対するバイアス電
流の影響に目を向けてみよう。式（１０）は、出力電流
「ｉ」がＩ_s＝（Ｉ_b＋Ｉ_o）に直線的に依存しているこ
とを示している。それ故、バイアスをかけると、出力信
号／雑音比が増大する。例えば、最適バイアス２０μＡ
に近いバイアス電流は、２ｎＡ Ｉ_oより約１０，００
０倍大きく、バイアスをかけない場合と比較すると、約
４０ｄＢ以上のノイズ・マージンが得られる。

【００４６】図７に、バイアス電流Ｉ_sの関数としての
最適化されたダイナミック・レンジを示すグラフ４８を
示す。Ｉ_s＝２０ｎＡから１０μＡにバイアス電流を増
大すると、バイアス電流を１ｄＢ増大する度に、０．３
３３ｄＢの割合でダイナミック・レンジが広がる。ダイ
ナミック・レンジのピークは、バイアス電流が５０μＡ
の時の１７．９ｄＢの場合である。バイアス電流が５０
μＡ以上になると、ダイナミック・レンジは狭くなる。
何故なら、Ｒ_b＝１３オームの場合のダイオ−ドの体抵
抗がＲ_Dに近くなるからである。バイアスによりＲ_Dをさ
らに低くすると、ダイオ−ドのＩ−Ｖ曲線の指数的な性
質は変化して直線状になり、そのためペアのダイオ−ド
の非直線部分が短くなる。非直線部分が短くなるという
ことは、Ｃ₃成分が減少することを意味し、出力ノイズ
・マージンが狭くなることを意味する。

【００４７】図８について説明すると、この図は図３の
クベール回路１４の実測結果（点線）対予想結果（実
線）を示す。この結果は、２トーン入力信号の場合のも
のであり、ＬＮＡ１６入力インピーダンスが負荷インピ
ーダンスＲ_Lとして使用されている。使用したダイオ−
ドＤ３およびＤ４は、ヒュ−レット・パッカード社のシ
ョットキー・バリヤ・ダイオ−ド、部品番号＃２２８８
である。測定の結果、これらのダイオ−ドは体抵抗Ｒ_b
が１３オームであり、逆飽和電流は２ｎＡであり、室温
での理想ファクタはｎ＝１（すなわち、β＝３８．６８
６／ボルト）であった。ダイオ−ド接合容量は０．６ｐ
Ｆであり、遷移時間は６ナノ秒である。図８で使用した
二つのトーンが１００ｋＨｚ離れた状態で中心に位置し
ている１ＭＨｚの場合には、遷移動時間および接合容量
の影響は無視することができる。しかし、遷移時間およ
び接合容量は、以下に説明するように、ＵＨＦにおいて
は大きな影響を持っている。べき級数計算および測定の
際には、Ｒ_sが１オーム、Ｒ_Lが２５オームである場合
に、２０μＡのバイアス電流を使用した。Ｒ_Lが２５オ
ームの場合に良い性能が得られ、５次のひずみ測定を容
易に行うことができた。（Ｒ_Lが５８オームの場合に５
次の相互変調が零になったことに留意されたい。）

【００４８】図８において、曲線５２は、上記の回路パ
ラメータを持ち、上記のべき級数近似法を使用した場合
の、クベール回路１４への入力電圧Ｖ_iの関数として
の、ＬＮＡの出力電圧Ｖ_outの一つのトーン当たりの予
想基本成分電圧Ｖ_oを表す。曲線５３は、Ｖ_oに対する対
応する測定結果を示す。同様に、曲線５４および５５は
それぞれ、ＬＮＡ１６の出力電圧の一つのトーン当たり
の三次成分Ｖ₃に対する、予想結果および測定結果であ
る。曲線５６および５７は、それぞれ予想および測定５
次電圧Ｖ₅である。この図からべき級数近似法はβＶが
１を超えるまで正確であることが分かる。また。図８に
３０ｋＨｚ帯域内のｒｍｓショット雑音（−１３３ｄ
Ｂ）および熱雑音（−１１１ｄＢ）出力電圧を示す。主
としてアンプ・ノイズによる熱雑音の方が、遥かに多い
ことが分かる。

【００４９】図９に図１のクベール回路１４に使用する
ことができるＵＨＦ周波数用のクベール回路８０を示
す。クベール回路１４の性能を決定する式（４）−（４
６）は、下記の少しばかりの違いはあるが、クベール回
路８０にも同様に適用することができる。第一に、上記
の負荷インピーダンスＲ_Lは、ＬＮＡ１６の入力インピ
ーダンスＲ_L’と並列に接続しているシャント抵抗Ｒ_pか
らなる。第二に、バイアス電圧Ｖ_bを発生する図４の電
源３０は、それぞれがバイアス電圧Ｖ_bを保持するコン
デンサＣ１およびＣ２からできている。このバイアスの
背後の駆動力は、２Ｖ_bのバイアス電圧を発生する可変
電源８８である。好適にはＲＦ信号でバイアス回路がロ
ードダウンされないように、フェライトのビーズを有し
ているインダクタであることが好ましい交流チョーク８
２および８４は、逆並列ダイオード構成に直流バイアス
をかけ、それによりバイアス電流Ｉ_bが流れることがで
きるようにするために使用される。コンデンサＣ３は直
流を阻止する働きをする。このバイアス装置は、図３に
示すように、ダイオ−ドＤ３およびＤ４に直列に接続し
ている独立の直流電源を使用しているものより実用的で
ある。しかし、単一の電源を使用しても、同じバイアス
機能を行うことができる。点線８６内の構成部材は、ク
ベール回路のプリント回路部分からなっている。点線８
７内の逆並列ダイオードは、ヒューレット・パッカード
社から市販のパッケージで入手することができる。部品
番号は、ＨＰ＃２８１２である。この部品は、通常ダイ
オ−ドＤ３およびＤ４をバイアスするのに、直流バイア
スを使用しないミクサで使用される。

【００５０】クベール回路８０は、上記のヒューレット
・パッカード社のＨＰ逆並列ダイオード・パッケージを
使用して組立て、９００ＭＨｚで試験した。プリント回
路８６の特性は以下の通りである。コンデンサＣ１、Ｃ
２およびＣ３の容量はぞれぞれ０．１μＦ、各ダイオ−
ド逆飽和電流は１．５ｎＡ、体抵抗Ｒ_bの抵抗値は９オ
ーム、全体の容量は１．２ｐＦ、遷移時間１００ｐｓ、
理想ファクタは１．１１（すなわち、室温でβ＝３４．
８４３／ボルト）、シャント抵抗Ｒｐは５０オーム、各
交流チョーク８２、８４のインダクタンスは６μＨであ
る。図１０に、二つのトーン入力の場合の、９００ＭＨ
ｚにおけるＶ_out−Ｖ_in特性を示す。点線９１、９３お
よび９５は、出力電圧の構成成分Ｖ_o、Ｖ₃およびＶ₅に
対する測定結果を示す。一方、実線９２、９４および９
６は、それぞれＶ_o、Ｖ₃およびＶ₅に対する上記のべき
級数近似法を使用した場合の予想結果を示す。図に示す
べき級数曲線は、ダイオ−ド遷移時間またはキャパシタ
ンスの影響を含んでいない低周波法を使用して発生させ
る。ＵＨＦで作動する主たる効果は、ダイオ−ド電流の
多くがキャパシタンスにより分流されることである。そ
れ故、ダイオ−ドの同じ非直線効果を得るのに、低周波
数の場合と比べると約９ｄＢ余分な電力をクベール回路
に供給する必要がある。従って、曲線９２、９４および
９６の各店の横座標は、比較を行うために＋９ｄＢだけ
移動させる。

【００５１】さらに、ダイオ−ド・キャパシタンスによ
り、低周波数の場合と比較すると、約１５ｄＢ余計な基
本信号漏洩が起こる。この多くの漏洩により、クベール
回路８０は、それが（通常約４−５ｄＢの）クベールひ
ずみ打ち消しのために使用される図１のパワー・アンプ
２０のネットの利得に対して有意の影響をもつようにに
なる。しかし、総和装置１８とアンプ２０との間の直接
パス内に、より小型のアンプ（図示せず）を使用するこ
とによって、効率、ひずみまたはダイナミック・レンジ
に非常に僅かな影響を与えるだけで、この影響を修正す
ることができる。ＵＨＦにおける上記のキャパシタンス
の効果は、より高次の出力に対する三次の出力の相対的
効果に影響を与えないことが分かっている。このこと
は、ＵＨＦにおけるクベールのダイナミック・レンジが
低周波数の場合とほぼ同じであることを保証している。

【００５２】図１１に、本発明による低ひずみアンプ回
路の他の実施例であるアンプ回路７０を示す。この実施
例は追加の修正回路と一緒に、すでに説明したアンプ回
路１０の構成部品を含んでいる。簡単に説明すると、修
正回路は、出力信号Ｓ_outのＩＭＤエネルギーを検出
し、検出したＩＭＤエネルギーに従って、その利得を制
御するために、制御信号Ｖ_coをＬＮＡに供給する。ＬＮ
Ａ１６の利得は、信号Ｓ３の三次電力レベルを制御する
ために連続的に調整することができ、その結果、Ｓ_out
のＩＭＤ電力は常に最小に維持される。

【００５３】ＩＭＤを最大限度に打ち消すための連続修
正は、最初に信号Ｓ_outの信号エネルギーを指向性カプ
ラ６１により、ダウン・コンバ−タ６２の方に向けるこ
とにより行われる。好適には、くし型周波数局部オシレ
−タであることが好ましい局部オッシレ−タ６４は、ダ
ウン・コンバ−タ６２にＬ．Ｏ．信号を送り、その結
果、送られた高周波信号は、低い周波数である中間周波
数（ＩＦ）に変換され、この中間周波数は狭い帯域フィ
ルタ（ＢＰＦ）６５に送られる。このフィルタ６５は、
三次ＩＭＤ周波数ｆｃ＋３γまたはｆｃ−３γの一つ
に、共振周波数を有しているので（ダウン変換）、ｆｃ
＋γまたはｆｃ−γの基本電力ではなく、三次ひずみ電
力だけがフィルタ６５を通り、ダイオ−ド検出器６７に
よって検出される。その後、検出器６７は、マルチプラ
イヤ６８に送られる寄生ＩＭＤ電力を示すエラー電圧
「Ｖ_err」を発生する。

【００５４】コストが安く、帯域幅の狭い帯域フィルタ
を使用することができるので、局部オシレ−タ６４と一
緒にダウン・コンバ−タ６２を使用するのは好適である
が、フィルタ６５をｆｃ＋３γおよびｆｃ−３γのより
高いＲＦ周波数の共振周波数を有するように設計すれ
ば、これら構成部品を使用しないですむことを理解され
たい。より低いＩＦ周波数で、より帯域幅の狭いフィル
タを一般的に入手することができるので、もちろん前者
の方法の方が好適である。

【００５５】ディザ発生装置６６は、電圧パルスを連続
的に生成する。これら電圧パルスは矩形波パルスの連続
したものであってもいい。この連続した電圧パルスは、
マルチプライヤ６８および総和装置７３の入力ポートへ
送られる。マルチプライヤ６８は、インテグレータ７２
に送るための乗算した出力信号を発生するために、一連
の電圧パルスの瞬間電圧レベルにエラー信号Ｖ_errの瞬
間電圧レベルを掛ける。その後、インテグレータ７２
は、総和回路７３の他の入力に送るための積分した出力
を供給するために、時間の経過に従って乗算した出力信
号を積分する。その後、ディザ発生装置の一連の電圧パ
ルスは、好適にはその内部のバイアス電圧を制御するこ
とによって、ＬＮＡ１６の利得を制御する制御電圧Ｖ_co
を発生するために、総和回路７３によって、インテグレ
ータの出力と加算される。

【００５６】インテグレータ７２の出力は、急速に変化
する一連のディザ・パルスと比較すると、ゆっくりと変
化する電圧なので、各電圧パルスは、エラー電圧Ｖ_err
に瞬間的な変化を生じる。このような変化を起こす電圧
パルスもマルチプライヤ６８に供給されるので、Ｖ_err
の変化は変化を生じた電圧パルスと相互に関連してい
る。この技術を利用して、インテグレータの出力電圧
は、Ｖ_err、それ故、不必要なＩＭＤエネルギーが最低
の域値以下に下がる点にゆっくりと集束する。連続的に
修正された低ひずみアンプ回路７０は、使用されたチャ
ネルが周波数の立場から見るとまばらに間隔をおいてい
る無線通信の基地局に特に向いている。この用途の場
合、ＢＰＦ６５によるろ過は、相互変調積だけが現れる
未使用のチャネルで有利に行われる。

【００５７】エラー電圧Ｖ_errが出力信号に相互変調電
力を表示するまで、制御電圧Ｖ_coを連続的に変化させる
ためには、他の制御技術も利用できることを理解された
い。例えば、ディザ発生装置６６、マルチプライヤ６
８、インテグレータ７２および総和装置７３を含む制御
回路構成の代わりに、標本および保持回路、アナログ−
デジタルおよびデジタル−アナログ・コンバ−タと一緒
のマイクロプロセッサを使用し、それにより検出したエ
ラー信号を標本化し、制御電圧Ｖ_coをそれに合わせて調
整する。マイクロプロセッサは、最適化されるまで、電
圧Ｖ_coを増減するのに使用される。

【００５８】本明細書に記載した実施例は単なる例示と
してのもので、当業者なら本発明の精神および範囲から
逸脱しないで、開示した実施例に多く修正および変化を
行うことができることを理解されたい。そのようなすべ
ての変化および修正は、添付の特許請求の範囲に記載し
たように、本発明の範囲内に含まれる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の低ひずみアンプ回路の一実施例であ
る。

【図２】理想的な逆並列ダイオード構成を示す図であ
る。

【図３】本発明の低ひずみアンプ回路内で使用すること
ができるクベール回路の一実施例である。

【図４】図３のクベール回路内のノイズ源を示す図であ
る。

【図５】図３の回路内の抵抗の関数としてのダイナミッ
ク・レンジのグラフである。

【図６】入力電圧の関数としてのクベール回路出力の種
々の周波数成分の大きさを示すグラフである。

【図７】バイアス電流の関数としてのクベール回路のダ
イナミック・レンジのグラフである。

【図８】本発明のクベール回路に対する予想結果と実測
結果との比較を示すグラフである。

【図９】ＵＨＦクベール回路の一実施例を示す図であ
る。

【図１０】Ｕクベール回路に対する予想結果と実測結果
との比較を示すグラフである。

【図１１】本発明の低ひずみアンプ回路の別の実施例を
示す図である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ユー シュアン イー アメリカ合衆国 07728 ニュージャーシ ィ，フリーホールド，ハンス ブウルヴァ ード 65

Claims (24)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 時変入力信号を少なくとも三次ひずみ成
   分を有する出力信号に変換するためのクベール回路であ
   って、 第一の回路ノードに接続している第一のアノードを有す
   る第一のダイオ−ドと、上記の第一の回路ノードに接続
   している第二のカソードを有する第二のダイオ−ドを含
   む逆並列ダイオード装置と、 直流バイアス電流を上記の各ダイオ−ドを通して流すた
   めに、上記の逆並列ダイオード装置に接続しているバイ
   アス回路装置と、 そこから信号電流を抽出するために、上記の逆並列ダイ
   オード装置に接続している負荷インピーダンスと、 それによって、上記の逆並列ダイオード装置に送られた
   とき、上記の入力信号が、上記の負荷インピーダンスの
   両端に上記の三次ひずみ成分を含む上記の出力信号を発
   生する回路。
2. 【請求項２】 ｆｃが基準搬送周波数であり、ｄが周波
   数オフセットであり、上記の三次ひずみ成分の周波数が
   ｆｃ−３ｄおよびｆｃ＋３ｄである場合に、上記の時変
   入力信号が少なくとも周波数ｆｃ−ｄおよびｆｃ＋ｄの
   第一および第二の周波数成分を有している請求項１に記
   載のクベール回路。
3. 【請求項３】 上記のクベール回路に送られた上記の入
   力信号が、上記の第一のダイオ−ドを流れる第一の信号
   電流ｉ₁および上記の第二のダイオ−ドを流れる第二の
   信号電流ｉ₂を発生し、上記の出力信号が、上記の出力
   インピーダンスを流れる実質的にｉ₁−ｉ₂に等しい電流
   ｉによって発生する請求項１に記載のクベール回路。
4. 【請求項４】 上記の第一のダイオ−ドが第一のカソー
   ドを持ち、上記の第二のダイオ−ドが第二のアノードを
   持ち、上記のバイアス回路装置が上記の第一のカソード
   と第二の回路ノードとの間に直流電位を有する第一の電
   源および上記の第二のアノードと上記の第二の回路ノー
   ドとの間に直流電位を有する第二の電源とを含み、上記
   の負荷インピーダンスが上記の第二の回路ノードと第三
   の回路ノードとの間に接続していて、上記入力信号が、
   上記負荷インピーダンスの両端に上記出力信号を発生す
   るために、上記の入力信号が上記の第二および第三の回
   路ノードとの間に加えられる請求項１に記載のクベール
   回路。
5. 【請求項５】 上記のバイアス回路装置が、 第一のカソードと上記の第二のアノードとの間に接続し
   ている直流電位を有する第三の電源と、 上記の第一のカソードと上記の第二の回路ノードとの間
   に接続している第一のコンデンサと、 上記の第二のアノードと上記の第二の回路ノードとの間
   に接続している第二のコンデンサからなり、 上記の第三の電源が、上記の第一および第二のコンデン
   サをそれぞれ上記の直流電位を有する第一および第二の
   電源として機能させることができるように、上記の第一
   および第二のコンデンサを充電する請求項４に記載のク
   ベール回路。
6. 【請求項６】 上記の第三の電源が正および負のタ−ミ
   ナルを有し、上記の負のタ−ミナルがアース電位に接続
   していて、 上記のクベール回路が、上記の正のタ−ミナルと上記の
   第二のアノードとの間に接続している第一の交流チョー
   クと、上記の第一のカソードとアース電位との間に接続
   している第二の交流チョークとをさらに含む請求項５に
   記載のクベール回路。
7. 【請求項７】 上記のバイアス回路装置が、 上記の第一のカソードに接続している負のタ−ミナル
   と、上記の第二の回路ノードに接続している正のタ−ミ
   ナルとを有する第一の直流電源と、 上記の第二のアノードに接続している正のタ−ミナル
   と、上記の第二の回路ノードに接続している負のタ−ミ
   ナルとを有する第二の直流電源とからなる請求項４に記
   載のクベール回路。
8. 【請求項８】 上記の第一および第二のダイオ−ドがそ
   れぞれ関連する体抵抗を有し、上記のクベール回路が、 上記の入力信号を供給するための、上記の第一および第
   三の回路ノードとの間に接続している電源インピーダン
   スを有する回路装置をさらに含み、 上記の電源インピーダンス、上記の体抵抗および上記の
   負荷インピーダンスの抵抗値が、上記の入力信号の電力
   レベルおよび上記の出力信号のより高次のひずみ成分の
   電力レベルに対して、予め定めた電力レベルの上記の三
   次ひずみ成分を供給するように設定されている請求項４
   に記載のクベール回路。
9. 【請求項９】 上記の入力信号が最低の振幅レベルＶ
   _iminである時に、上記のクベール回路が、上記の出力信
   号にノイズ・レベルより高い予め定めた振幅レベルで上
   記の三次ひずみ成分を含む上記の出力信号を供給し、 上記のクベール回路が、上記の入力信号がＶ_iminと最大
   振幅レベルＶ_imaxとの間にある時に、上記の出力信号の
   高次のひずみ成分の振幅レベルから見て、一定の振幅レ
   ベルＹｄＢより高い上記の出力信号の上記の三次ひずみ
   成分の振幅レベルを供給する請求項８に記載のクベール
   回路。
10. 【請求項１０】 上記の予め定めた振幅レベルが、上記
    の出力信号のノイズ・レベルより約１０ｄＢ高い請求項
    ９に記載のクベール回路。
11. 【請求項１１】 上記の一定の振幅レベルＹが、高次の
    ひずみ成分の振幅レベルより約３０ｄＢ高い請求項１０
    に記載のクベール回路。
12. 【請求項１２】 最大電圧Ｖ_imaxが、ｉが上記の出力信
    号の電流、Ｖ_iが上記の入力信号の電圧レベル、および
    Ｃ１が上記のクベール回路内の回路部材の数値の関数で
    ある係数である場合であって、Ｃ３、Ｃ５およびＣ７が
    ｉ＝Ｃ１Ｖ_i＋（Ｃ３／３！）Ｖ_i ³＋（Ｃ５／５！）Ｖ_i
    ⁵＋（Ｃ７／７！）Ｖ_i ⁷＋．．．で表される場合の（Ｃ
    ７／７！）²Ｖ_imax ¹⁴＋（Ｃ５／５！）²Ｖ_imax ¹⁰＝（Ｃ
    ３／３！）²Ｖ_imax ⁶／Ｙで表される請求項９に記載のク
    ベール回路。
13. 【請求項１３】 係数Ｃ１、Ｃ３、Ｃ５およびＣ７が、
    上記の第一および第二のダイオ−ドのダイオ−ド体抵抗
    Ｒ_b、負荷インピーダンスＲ_L、電源抵抗Ｒ_s、上記の第
    一および第二のダイオ−ドの逆飽和電流Ｉ_oの関数であ
    り、それによりＲ_L、Ｒ_s、Ｒ_bおよびＩ_oの数値がＶ_imax
    を決める請求項１２に記載のクベール回路。
14. 【請求項１４】 Ｖ_iminとＶ_imaxとの間のダイナミック
    ・レンジが約１８ｄＢである請求項９に記載のクベール
    回路。
15. 【請求項１５】 上記の入力信号が単一トーンの入力で
    あり、上記の三次出力が上記の単一トーンの三次高調波
    である請求項１に記載のクベール回路。
16. 【請求項１６】 少なくとも、第一および第二の周波数
    成分を含むクベール入力信号を、少なくとも予め定めた
    振幅の三次ひずみ成分を有するクベール出力信号に変換
    する方法であって、 上記のクベール入力信号を、逆並列構成の相互に接続し
    ている第一および第二のダイオ−ドを含む回路装置に加
    えるステップと、 上記のダイオ−ドを流れる直流電流を発生するために、
    上記の第一および第二のダイオ−ドに直流バイアスをか
    けるステップと、 それに接続している負荷インピーダンスによって、上記
    の逆並列ダイオード構成から信号電流を抽出し、それに
    より上記の三次ひずみ成分を有する上記のクベール出力
    信号を供給するステップとを含む方法。
17. 【請求項１７】 上記回路装置への上記のクベール入力
    信号が、上記の第一のダイオ−ドを流れる第一の信号電
    流ｉ₁および上記の第二のダイオ−ドを流れる第二の信
    号電流ｉ₂を発生し、上記のクベール出力信号を発生す
    るために抽出した上記の信号電流が、実質的にｉ₁−ｉ₂
    に等しい請求項１６に記載の方法。
18. 【請求項１８】 ｆｃが基準搬送周波数であり、ｄが周
    波数オフセットである場合に、上記の第一の周波数成分
    の周波数がｆｃ−ｄであり、上記の第二の周波数成分の
    周波数がｆｃ＋ｄであり、上記の三次ひずみ成分の周波
    数がｆｃ−３ｄおよびｆｃ＋３ｄである請求項１６に記
    載の方法。
19. 【請求項１９】 上記の負荷インピーダンスが、上記の
    回路装置に接続している第一のアンプの入力インピーダ
    ンスを含んでいる場合に、上記の方法が、 入力信号を上記のクベール入力信号と直接パス信号とに
    分割するステップと、 第一の増幅信号を供給するために、上記のクベール出力
    信号を上記の第一のアンプで増幅するステップと、 上記の第一および第二の周波数成分および上記の三次の
    ひずみ成分を有する前置補償信号を供給するために、上
    記の直接パス信号と上記の第一の増幅信号とをベクトル
    的に結合するステップと、 三次ひずみ成分を実質的に含まない増幅出力信号を発生
    するために、上記の前置補償信号を第二のアンプに供給
    するステップとをさらに含む方法。
20. 【請求項２０】 少なくとも第一および第二の周波数成
    分を有する入力信号を増幅して、実質的に相互変調ひず
    み成分を含まない増幅出力信号にするアンプ回路であっ
    て、 入力信号を直接パス信号および接続パス信号に分割する
    ためのカプラと、 上記の接続パス信号を少なくとも三次周波数成分を有す
    るクベール出力信号に変換するためのクベール回路とか
    らなり、 上記のクベール回路が、逆並列構成で相互に接続してい
    る第一および第二のダイオ−ドと、上記の各ダイオ−ド
    を流れる直流電流を発生するために、上記の第一および
    第二のダイオ−ドにバイアスをかけるための少なくとも
    一つの直流電源とを含み、 上記のクベール出力信号を上記の逆並列ダイオード構成
    から抽出するクベール回路と、 上記の第一および第二の周波数成分と上記の三次成分と
    を有する前置補償信号を供給するために、上記の直接パ
    ス信号と上記のクベール出力信号とをベクトル的に結合
    するための結合装置と、 実質的に三次ひずみ成分を含まない上記の増幅出力信号
    を発生するために、上記の前置補償信号を増幅するため
    の出力アンプとからなる回路。
21. 【請求項２１】 さらに、上記の結合装置に送る増幅ク
    ベール出力信号を供給する目的で、実質的に直線的に上
    記のクベール出力信号を増幅するため、上記のクベール
    回路と上記の結合装置との間に接続している低ノイズ・
    アンプ（ＬＮＡ）からなる請求項２０に記載のアンプ回
    路。
22. 【請求項２２】 さらに、上記の増幅出力信号の結合サ
    ンプルを供給するための指向性カプラと、 少なくとも一つの相互変調周波数で、上記の結合サンプ
    ルの信号電力を通過させるために、上記の指向性カプラ
    に接続している帯域フィルタと、 通過した相互変調周波数電力を示すエラー信号を供給す
    るために、上記の帯域フィルタに接続している検出器
    と、 上記のＬＮＡの利得を制御する目的で、上記のエラー信
    号に応答して上記のＬＮＡに制御信号を供給し、それに
    より上記の増幅した出力信号の上記の相互変調周波数電
    力を低減するために、上記の前置補償信号のひずみ周波
    数電力を制御するための制御回路装置とからなる請求項
    ２１に記載のアンプ回路。
23. 【請求項２３】 上記の制御回路装置が、 一連の電圧パルスを生成するためのディザ・トーン発生
    装置と、 マルチプライヤの出力信号を発生するために、上記のデ
    ィザ・トーン発生装置からの電圧パルスに上記のエラー
    信号を掛けるためのマルチプライヤと、 インテグレータ出力信号を生成するために、時間の経過
    につれて上記のマルチプライヤの出力信号を積分するた
    めに、上記のマルチプライヤに接続しているインテグレ
    ータと、 上記の制御信号を発生するために、上記のインテグレー
    タの出力信号と上記の一連の電圧パルスとを加算するた
    めに、上記のディザ・トーン発生装置に接続している総
    和回路とからなる請求項２２に記載のアンプ回路。
24. 【請求項２４】 さらに、局部発振信号を供給するため
    の局部オシレ−タと、 上記の帯域フィルタへ供給される中間周波数（ＩＦ）信
    号を供給するために、上記の増幅された出力信号の上記
    の結合サンプルと上記の局部発振信号とを混合するため
    のダウン・コンバ−タとからなり、 上記の帯域フィルタが上記の相互変調周波数と関連する
    ＩＦ周波数の信号エネルギーを通過させる請求項２３に
    記載のアンプ回路。