KR20170093875A - 무선주파수 전원 - Google Patents

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Abstract

[과제] 무선주파수 전력을 고속으로 변화되는 소망의 파형으로서 출력할 수 있는 무선주파수 전원을 제공한다.
[해결수단] 무선주파수 전원(1)은 2개의 DC-RF 변환부(4A, 4B)와 양 DC-RF 변환부(4A, 4B)의 출력을 합성하는 RF 합성부(5)를 포함한다. DC-RF 변환부(4A, 4B)는 각각 무선주파수 신호 생성부(8)로부터 입력되는 무선주파수 전압(va, vb)을 증폭해서 무선주파수 전압(vPA, vPB)을 출력한다. RF 합성부(5)는 무선주파수 전압(vPA, vPB)의 위상차(θ)에 따른 비율로 무선주파수 전압(vPX)을 출력한다. 제어부(9)는 위상차(θ)를 θ1과 θ2 사이에서 전환한다. 이에 의해 RF 합성부(5)로부터 출력되는 출력 전력(PX)은 하이 레벨 기간과 로우 레벨 기간을 지니는 펄스 형상의 무선주파수 전력이 된다. 위상차(θ)의 전환은 고속으로 행할 수 있으므로, 제1 레벨과 제2 레벨의 전환의 주파수를 높인 펄스 형상의 무선주파수 전력을 출력할 수 있다.

Description

무선주파수 전원{HIGH-FREQUENCY POWER SOURCE}
본 발명은 플라즈마 처리 시스템 등에 이용되는 무선주파수 전원에 관한 것이다.
플라즈마 처리 시스템은, 예를 들면 불소계의 가스와 반도체 웨이퍼나 액정기판 등의 피가공물을 플라즈마 처리 장치의 챔버 내에 봉입하고, 그 챔버 내의 한 쌍의 전극에 무선주파수 전원으로부터 무선주파수 전력을 공급해서 방전시키고, 그 방전에 의해 가스의 플라즈마를 발생시켜 피가공물에 박막 형성 처리나 에칭 처리를 행하는 시스템이다.
종래 플라즈마 처리 시스템용의 무선주파수 전원으로서, 출력하는 무선주파수 전력의 출력 주파수보다도 저주파의 펄스 변조 제어신호에 의해 무선주파수 전원의 출력을 펄스 변조해서 출력하는 무선주파수 전원이 알려져 있다. 이 무선주파수 전원에서는 예를 들면 펄스 변조 제어신호의 하이 레벨의 기간만 무선주파수 전력이 출력되고, 로우 레벨의 기간은 무선주파수 전력이 출력되지 않는 펄스 형상의 무선주파수 전력이 출력된다(예를 들면, 특허문헌 1 참조).
또한, 무선주파수 전력을 출력하는 상태와 출력하지 않는 상태에서 전환하는 온 오프 제어뿐만 아니라, 무선주파수 전력의 진폭을 제1 레벨과 제1 레벨보다 낮은 제2 레벨로 전환하는 2레벨 제어도 알려져 있다. 2레벨 제어를 행할 경우, 앰프에 공급하는 전압을 2개의 레벨에서 전환함으로써, 앰프로부터 출력되는 전력을 2개의 레벨로 전환하여 펄스 형상의 출력으로 하는 것이 고려된다.
JP 2013-135159 A
그러나 앰프에 공급하는 전압의 전환을 고속으로 행하는 것은 곤란하다. 따라서, 제1 레벨과 제2 레벨의 전환 주파수(이하, 펄스 주파수라고 함)를 높게 한 펄스 형상의 무선주파수 전력을 출력하는 것은 곤란하였다. 또한, 앰프에 공급하는 전압을 고속으로 변경하는 것이 곤란하므로, 무선주파수 전력을 소망의 파형으로 출력하는 것도 곤란하였다.
본 발명은 상기의 과제를 감안하여 이루어진 것으로, 무선주파수 전력을 고속으로 변화하는 소망의 파형으로서 출력할 수 있는 무선주파수 전원을 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명에 따른 무선주파수 전원은 상호의 위상차가 변경 가능한 복수의 무선주파수를 생성하는 무선주파수 생성수단과, 상기 무선주파수 생성수단으로부터 출력되는 복수의 무선주파수를, 상기 위상차에 근거하는 소정의 비율로 합성하여 부하에 출력하는 무선주파수 합성수단과, 상기 무선주파수 생성수단에 대하여 상기 위상차를 변화시킴으로써, 상기 무선주파수 합성수단으로부터 출력되는 무선주파수 전력을 제어하는 출력 제어수단을 포함하는 무선주파수 전원으로서, 상기 출력 제어수단은 상기 무선주파수 합성수단으로부터 출력되는 무선주파수 전력을 소망의 파형으로 하도록 상기 위상차를 변화시키는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 바람직한 실시형태에 있어서는, 상기 출력 제어수단은 상기 위상차를 제1 소정값과 제2 소정값 사이에서 전환한다.
본 발명의 바람직한 실시형태에 있어서는, 상기 위상차를 상기 제1 소정값으로 한 경우 쪽이, 상기 위상차를 상기 제2 소정값으로 한 경우보다 상기 소정의 비율이 커진다.
본 발명의 바람직한 실시형태에 있어서는 상기 제1 소정값은 0[deg] 이상 90[deg] 미만이며, 상기 제2 소정값은 90[deg] 이상 180[deg] 이하이다.
본 발명의 바람직한 실시형태에 있어서는 상기 제1 소정값은 0[deg]이다.
본 발명의 바람직한 실시형태에 있어서는 상기 제2 소정값은 180[deg]이다.
본 발명의 바람직한 실시형태에 있어서는 상기 출력 제어수단은 상기 제1 소정값 또는 상기 제2 소정값을 변화시킴으로써, 상기 무선주파수 전력의 피드백 제어를 행한다.
본 발명의 바람직한 실시형태에 있어서는, 상기 무선주파수 생성수단은 제1 무선주파수와 제2 무선주파수를 생성하고, 상기 출력 제어수단은 상기 제1 무선주파수에 대한 상기 제2 무선주파수의 위상차를 제1 소정값과 제2 소정값 사이에서 전환한다.
본 발명의 바람직한 실시형태에 있어서는, 상기 출력 제어수단은 상기 위상차를 제1 소정값, 제2 소정값 및 제3 소정값 사이에서 전환한다.
본 발명의 바람직한 실시형태에 있어서는, 상기 출력 제어수단은 상기 위상차를 일차함수에 따라서 변화시킨다.
본 발명의 바람직한 실시형태에 있어서는, 상기 출력 제어수단은 상기 위상차를 하기 식에 따라서 변화시킨다:
Figure pct00001
단, θ가 상기 위상차이며, x(t)는 소망의 파형을 나타내는 함수이다.
본 발명의 바람직한 실시형태에 있어서는, 상기 출력 제어수단은 상기 위상차를 제1 소정값과 소정의 함수의 값 사이에서 전환한다.
본 발명의 바람직한 실시형태에 있어서는 상기 출력 제어수단은 상기 부하에 대한 출력 개시 시에, 상기 위상차를 상기 제1 소정값 및 제2 소정값으로 한 경우의 출력보다도 큰 출력이 되는 위상차로 한다.
본 발명의 바람직한 실시형태에 있어서는, 상기 출력 제어수단은 상기 소정의 비율을 제로로 하지 않는다.
본 발명의 바람직한 실시형태에 있어서는, 상기 무선주파수 합성수단은 전송 트랜스와 전력소비용의 저항을 포함하는 하이브리드 회로로 구성되고, 상기 복수의 무선주파수에 위상차가 있을 경우, 해당 위상차에 따른 전력을 상기 저항으로 열 소비하고, 나머지의 전력을 출력한다.
본 발명에 의하면, 위상차를 변화시킴으로써 무선주파수 합성수단이 합성하여 출력하는 무선주파수 전력의 파형을 변화시킬 수 있다. 무선주파수 생성수단이 생성하는 복수의 무선주파수의 상호의 위상차는 고속으로 변화시킬 수 있으므로, 무선주파수 전력을 고속으로 변화되는 소망의 파형으로서 출력할 수 있다.
도 1은 본 발명에 따른 무선주파수 전원의 내부 구성을 나타내는 블록도;
도 2는 DC-DC 변환부를 구성하는 DC-DC 컨버터의 회로예를 나타내는 도면;
도 3은 DC-RF 변환부의 회로예를 나타내는 도면;
도 4는 RF 합성부를 구성하는 하이브리드의 회로예를 나타내는 도면;
도 5는 위상차와 RF 합성부에서의 전력의 합성 비율의 관계를 나타내는 도면;
도 6은 RF 합성부의 회로예를 나타내는 도면;
도 7은 무선주파수 신호 생성부의 내부 구성과 무선주파수 신호의 생성 방법을 나타내는 도면;
도 8은 무선주파수 신호 생성부로부터 출력되는 2개의 무선주파수 신호를 나타내는 도면;
도 9는 RF 합성부로부터 출력되는 무선주파수 전압(vPX)의 파형을 나타내는 도면;
도 10은 3개의 DC-RF 변환부와 2개의 RF 합성부를 설치할 경우의 블록 구성예를 나타내는 도면;
도 11은 3개의 DC-RF 변환부와 2개의 RF 합성부를 설치할 경우의 다른 블록 구성예를 나타내는 도면;
도 12는 4개의 DC-RF 변환부와 3개의 RF 합성부를 설치할 경우의 블록 구성예를 나타내는 도면;
도 13은 4개의 DC-RF 변환부와 3개의 RF 합성부를 설치할 경우의 다른 블록 구성예를 나타내는 도면;
도 14는 RF 합성부를 3개 이상의 입력 전력을 합성하는 회로로 구성할 경우의 회로예를 나타내는 도면;
도 15는 임피던스 정합 장치를 포함한 플라즈마 처리 시스템의 구성을 나타내는 도면;
도 16은 RF 합성부로부터 출력되는 무선주파수 전압(vPX)의 파형을 나타내는 도면.
이하, 본 발명의 바람직한 실시형태를 첨부 도면을 참조해서 구체적으로 설명한다. 특히, 플라즈마 처리 시스템에 적용되는 무선주파수 전원을 예로 설명한다.
도 1은 본 발명에 따른 무선주파수 전원의 내부 구성을 나타내는 블록도이다.
도 1에 나타낸 무선주파수 전원(1)은, 진폭이 제1 레벨이 되는 하이 레벨 기간과, 진폭이 제1 레벨보다 낮은 제2 레벨이 되는 로우 레벨 기간을 지니는 펄스 형상의 무선주파수 전력을 출력한다. 무선주파수 전원(1)은 2개의 파워앰프와 양 파워앰프의 출력 전력을 합성하는 전력 합성 회로를 포함하고 있다. 전력 합성 회로는 입력된 전력을 모두 출력하는 상태로부터, 모두 열 소비함으로써 출력을 0으로 하는 상태까지, 입력되는 2개의 전압 신호의 위상차(θ)에 따라서 합성 비율을 변화시킬 수 있다. 무선주파수 전원(1)은, 2개의 파워앰프에 입력되는 2개의 무선주파수 전압(va, vb)의 위상차(θ)를 2개의 값(제1 위상차(θ1) 및 제2 위상차(θ2)(>θ1))에서 전환하는 것에 의해, 전력 합성 회로로부터의 출력을 펄스 형상의 무선주파수 전력으로 한다. 즉, 소정 기간에 있어서 위상차(θ)를 제1 위상차(θ1)로 함으로써, 전력 합성 회로로부터의 출력을 제1 레벨의 전력으로 하고(하이 레벨 기간), 이어지는 소정 기간에 있어서 위상차(θ)를 제2 위상차(θ2)로 함으로써, 전력 합성 회로로부터의 출력을 제2 레벨의 전력으로 하고(로우 레벨 기간), 이것을 반복함으로써 펄스 형상의 무선주파수 전력을 출력한다.
무선주파수 전원(1)은 AC-DC 변환부(2), DC-DC 변환부(3), DC-RF 변환부(4), RF 합성부(5), 필터 회로(6), 전력 검출부(10), PWM 신호 생성부(7), 무선주파수 신호 생성부(8) 및 제어부(9)를 포함하고 있다. DC-RF 변환부(4)와 RF 합성부(5)를 포함하는 부분은, 부하에 무선주파수 전력을 출력하는 무선주파수 생성부(U)를 구성하고 있다. DC-RF 변환부(4)는 동일 구성의 2개의 DC-RF 변환부(4A, 4B)를 포함하고 있다. 제1 DC-RF 변환부(4A)로부터 출력되는 전력(PA)과 제2 DC-RF 변환부(4B)로부터 출력되는 전력(PB)은 RF 합성부(5)에서 합성되어, 무선주파수 전원(1)의 출력단에 접속되는 부하(플라즈마 처리 장치. 도시 생략)에 출력된다.
AC-DC 변환부(2)는 상용전원으로부터 DC-DC 변환부(3)에 대한 입력 전압(직류 전압)(Vcc)을 생성하는 회로 블록이다. AC-DC 변환부(2)는 예를 들면 4개의 반도체 정류소자를 브리지 접속한 정류 회로에서 상용전원으로부터 입력되는 상용전압을 정류하고, 평활회로에서 정류 후의 레벨을 평활화하여 직류 전압(Vcc)을 생성하는 주지의 전원회로로 구성된다.
DC-DC 변환부(3)는 AC-DC 변환부(2)로부터 입력되는 직류 전압(Vcc)을 임의의 전압값의 직류 전압(Vdc)으로 변환하여, DC-RF 변환부(4)에 출력하는 회로 블록이다.
DC-DC 변환부(3)는 예를 들면 도 2에 나타낸 인버터에 정류 회로를 조합시킨 주지의 DC-DC 컨버터로 구성된다. 도 2의 회로예는 4개의 반도체 스위치 소자(QA)를 브리지 접속한 브리지 회로로 이루어지는 인버터(301)에 트랜스(T1)를 개재하여 정류 회로(302)를 접속한 회로이다. 정류 회로(302)는 4개의 반도체 정류소자(DA)를 브리지 접속하고, 그 한 쌍의 출력단에 평활용의 콘덴서(C)를 병렬로 접속한 회로이다. 정류 회로(302)의 한 쌍의 출력단은 DC-DC 변환부(3)의 출력단(a, a')에 각각 접속되어 있다. 반도체 스위치 소자(QA)로는 양극성 트랜지스터, 전계효과형 트랜지스터, IGBT 등이 이용되고, 반도체 정류소자(DA)로는 다이오드가 이용된다.
DC-DC 변환부(3)는, PWM 신호 생성부(7)로부터 입력되는 PWM 신호(SPWM)에 근거하여, 인버터(301)의 4개의 반도체 스위치 소자(QA)를 온 상태와 오프 상태에서 전환한다. PWM 신호(SPWM)의 듀티비(이하, PWM 듀티비라고 함)에 따른 직류 전압(Vdc)이, DC-DC 변환부(3)로부터 출력된다. PWM 듀티비가 클수록 직류 전압(Vdc)이 커진다.
DC-RF 변환부(4)는 DC-DC 변환부(3)로부터 입력되는 직류 전력을 미리 설정된 무선주파수 전력으로 변환하는 회로 블록이다. 무선주파수 전력의 출력 주파수는 2.0㎒나 13.56㎒ 등의 플라즈마 처리용으로 규정된 주파수이다. DC-RF 변환부(4) 내에는 동일 구성의 2개의 DC-RF 변환부(4A, 4B)가 설치되어 있다.
제1, 제2 DC-RF 변환부(4A, 4B)는 도 3에 나타낸 하프 브리지형의 D급 앰프로 구성된다. 해당 도면에 나타낸 D급 앰프는, 한 쌍의 전원단자(b, b') 사이에 2개의 동일 타입의 반도체 스위치 소자(QB)의 직렬 회로를 접속하고, 2개의 반도체 스위치 소자(QB)의 접속점(n)과 출력 단자(c) 사이에 출력회로(401)를 접속한 구성이다. 출력회로(401)는 직류 커트용의 콘덴서와, 콘덴서와 리액터의 L형 회로를 종속 접속한 필터 회로이다. 트랜스(T2)는 한 쌍의 반도체 스위치 소자(QB)의 구동을 행하는 드라이브 회로를 구성하고 있다. 트랜스(T2)는 일차 코일에 무선주파수 전압(v)이 입력되고, 한쪽의 이차 코일(도 3에서는 상측의 이차 코일)로부터 무선주파수 전압(v)과 동일상(相)의 무선주파수 전압(v')을 출력하고, 다른 쪽의 이차 코일(도 3에서는 하측의 이차 코일)로부터 무선주파수 전압(v)과 역상의 무선주파수 전압(-v')을 출력한다. 무선주파수 전압(v')은 한쪽의 반도체 스위치 소자(QB)(도 3에서는 상측의 반도체 스위치 소자(QB))에 입력되고, 무선주파수 전압(-v')은 다른 쪽의 반도체 스위치 소자(QB)(도 3에서는 하측의 반도체 스위치 소자(QB))에 입력된다. 트랜스(T2)의 일차 코일에 입력되는 무선주파수 전압(v)은 2.0㎒나 13.56㎒등의 플라즈마 처리용으로 규정된 출력 주파수(f)의 정현파 전압이다.
제1 DC-RF 변환부(4A)의 전원단자(b)와 전원단자(b')는, 각각 제2 DC-RF 변환부(4B)의 전원단자(b)와 전원단자(b')에 접속되고, 전원단자(b)와 전원단자(b') 사이에 DC-DC 변환부(3)의 출력 단자(a, a')로부터 출력되는 직류 전압(Vdc)이 공급된다. 한 쌍의 반도체 스위치 소자(QB)에는 N채널형의 MOSFET가 이용되지만, 양극성 트랜지스터 등의 다른 종류의 트랜지스터를 이용할 수 있다. 또한, 한 쌍의 반도체 스위치 소자(QB)를 N채널형과 P채널형을 조합시킨 상보형(complementary)으로 해도 된다. 이 경우에는 트랜스(T2)의 이차 코일은 하나이면 되고, 무선주파수 전압(v')을 각각 N채널형의 MOSFET와 P채널형의 MOSFET의 게이트에 입력하면 된다.
제1, 제2 DC-RF 변환부(4A, 4B)의 각 트랜스(T2)의 일차 코일에 입력되는 무선주파수 전압(va, vb)(첨자ａ, b는 각각 제1 DC-RF 변환부(4A)와 제2 DC-RF 변환부(4B)에 대응하는 것을 나타낸다. 이하, 동일)은, 무선주파수 신호 생성부(8)에서 생성된다. 무선주파수 신호 생성부(8)는, va=A·sin(ω·t+φa), vb=A·sin(ω·t+φb)로 표시되는 무선주파수 전압(va, vb)을 생성한다. 또한, 각주파수ω=2πf이며, 이하에서도 출력 주파수(f) 대신에 각주파수(ω)를 이용하는 경우가 있다. 무선주파수 전압(va)의 초기 위상(φa)는 0[deg]에 고정되어 있고, 무선주파수 전압(vb)의 초기 위상(φb)은 가변이다. 무선주파수 신호 생성부(8)는 제어부(9)로부터 입력되는 위상차(θ)(=φb-φa)의 정보에 근거해서 무선주파수 전압(vb)의 초기 위상(φb)(=φ)을 변화시킨다. 위상차(θ)의 변화를 일으키는 방법에 대해서는 후술한다. 또한, 초기 위상(φb)을 0[deg]에 고정하고, 초기 위상(φa)을 가변으로 해도 되고, 초기 위상(φa, φb) 모두 가변으로 해도 된다. 예를 들면, 초기 위상(φa)을 0[deg]로부터 -90[deg]까지 변경 가능하게 하고, 초기 위상(φb)을 0[deg]로부터 90[deg]까지 변경 가능하게 하고, 위상차(θ)=90[deg]의 경우에는 Φa=-45[deg], Φb=45[deg]를 설정하도록 해도 된다.
제1 DC-RF 변환부(4A)에서는, 무선주파수 전압(va=A·sin(ω·t))이 트랜스(T2)의 일차 코일에 입력되면, 트랜스(T2)의 한쪽의 이차 코일로부터 동일상의 무선주파수 전압(va'=A'·sin(ω·t))이 출력되고, 트랜스(T2)의 다른 쪽의 이차 코일로부터 역상의 무선주파수 전압(-va'=-A'·sin(ω·t))이 출력된다. 동일상의 무선주파수 전압(va')은 한쪽의 반도체 스위치 소자(QB)(도 3에서는 상측의 반도체 스위치 소자(QB))에 입력되고, 역상의 무선주파수 전압(-va')은, 다른 쪽의 반도체 스위치 소자(QB)(도 3에서는 하측의 반도체 스위치 소자(QB ))에 입력된다. 2개의 반도체 스위치 소자(QB)는 N채널형 MOSFET이기 때문에, 한쪽의 반도체 스위치 소자(QB)는 무선주파수 전압(va')의 하이 레벨 기간에 온 동작을 하고, 다른 쪽의 반도체 스위치 소자(QB)는 무선주파수 전압(-va')의 하이 레벨 기간에 온 동작을 한다. 즉, 2개의 반도체 스위치 소자(QB)는 무선주파수 전압(va')의 반주기마다 교대로 온 오프 동작을 반복한다.
2개의 반도체 스위치 소자(QB)가 교대로 온 오프 동작을 반복하는 것에 의해, 접속점(n)의 전압(vn)은, va'＞0인 기간에 「Vdc」가 되고, va'≤0인 기간에 접지 레벨이 되는 바와 같이 구형파상으로 변화된다. 그 구형파가 출력회로(401)에서 직류분과 스위칭 노이즈가 제거되고, 출력 단자(c, c')로부터 무선주파수 전압(va)을 증폭한 무선주파수 전압(vPA)=V·sin(ω·t)로서 출력된다.
제2 DC-RF 변환부(4B)는, 상술한 제1 DC-RF 변환부(4A)와 마찬가지의 동작을 행하고, 입력된 무선주파수 전압(vb)을 증폭한 무선주파수 전압(vPB)=V·sin(ω·t+θ)을 출력한다.
또한, 본 실시형태에서는 제1, 제2 DC-RF 변환부(4A, 4B)를 하프 브리지형의 앰프로 구성하고 있지만, 풀 브리지형이나 푸시 풀형의 앰프로 구성해도 된다. 또한, 스위칭 앰프에 한정되지 않고 리니어 앰프를 이용하도록 해도 된다.
RF 합성부(5)는 DC-RF 변환부(4)로부터 출력되는 2개의 무선주파수 전력(PA, PB)을 합성하는 회로 블록이다. RF 합성부(5)는 예를 들면 도 4에 나타낸 전송 트랜스(T3)와 저항(R)으로 이루어지는 하이브리드 회로에 의해 구성된다. 하이브리드 회로는 1개의 섬 포트(NS)와 2개의 입력 포트(NA, NB)를 지니고, 입력 포트(NA)에 입력되는 교류 전압과 입력 포트(NB)에 입력되는 교류 전압에 위상차가 있으면, 입력 전력 중 위상차에 따른 일부의 전력을 저항(R)에서 열 소비하고, 나머지의 전력을 출력하는 기능을 지닌다.
도 4에 나타낸 바와 같이, 제1 DC-RF 변환부(4A)로부터 출력되는 무선주파수 전압(vPA)은 한쪽의 입력 포트(NA)에 입력되고, 제2 DC-RF 변환부(4B)로부터 출력되는 무선주파수 전압(vPB)은 다른 쪽의 입력 포트(NB)에 입력되고, 섬 포트(NS)로부터 무선주파수 전압(vPX)이 출력된다.
섬 포트(NS)에 접속되는 부하의 임피던스가 「R0/2」인 경우(RF 합성부(5)와 부하가 임피던스 정합을 하고 있을 경우)의 섬 포트(NS)로부터 출력되는 무선주파수 전류(iPX)와 무선주파수 전압(vPX)은 무선주파수 전압(vPA, vPB)을 각각 vPA=V·sin(ω·t), vPB=V·sin(ω·t+θ)로 하면, 하기와 같이 된다.
저항(R)의 양단의 전압(vR)은,
Figure pct00002
이고, 입력 포트(NA, NB)로부터 전송 트랜스(T3)에 흘러들어오는 전류(iA, iB)와 저항(R)을 흐르는 전류(iR)는,
Figure pct00003
이다.
따라서, 전송 트랜스(T3)의 일차 코일과 이차 코일에 흐르는 전류(iLA, iLB)는,
Figure pct00004
로 표시되고, 섬 포트(NS)로부터 출력되는 무선주파수 전류(iPX)와 무선주파수 전압(vPX)은,
Figure pct00005
이 된다.
출력 포트(NS)로부터 출력되는 전력(PX)과 저항(R)에서 소비되는 전력(PR)을 구하면,
Figure pct00006
이 된다.
입력 포트(NA, NB)로부터 입력되는 전력(PA, PB)은, PA=V2·sin2(ω·t)/R0, PB=V2·sin2(ω·t+θ)/R0이기 때문에, RF 합성부(5)에 입력되는 전력(Pin)은,
Figure pct00007
이다. 한편, RF 합성부(5)로부터 출력되는 전력(PX)과 저항(R)에서 열 소비되는 전력(PR)의 합계 전력(Psum)은,
Figure pct00008
이므로, Pin=Psum이다.
따라서, θ=0[deg]이면 PR=0이 되고, 입력 전력(Pin)이 그대로 출력 전력(PX)이 되어서 RF 합성부(5)로부터 출력되고, θ=180[deg]이면 PX=0이 되고, RF 합성부(5)로부터의 출력이 0이 된다. 그리고, 0[deg] <θ<180[deg]일 때에는, 입력 전력(PA, PB)을 위상차(θ)에 따른 소정의 비율(η(θ))로 합성한 합성 전력이 출력 전력(PX)으로서 RF 합성부(5)로부터 출력된다.
위상차(θ)에 따른 소정의 비율(η(θ))은, (9)식에 나타나는 바와 같이 cos2(θ/2)이며, 이 특성은 도 5의 특성(a)에 나타낸 바와 같이 된다. 전력의 합성 비율(η(θ))은, 위상차(θ)가 0[deg])인 경우에 100%이고, 위상차(θ)가 커짐에 따라서 cos2(θ/2)의 특성으로 단조로 작아지며, 위상차(θ)가 180[deg]인 경우에 0%가 된다. 본 실시형태에서는, 위상차(θ)를 제1 위상차(θ1)(예를 들면 20[deg])와 제2 위상차(θ2)(예를 들면 160[deg])에서 전환함으로써, 합성 비율이 큰 상태(η(θ1))와 작은 상태(η(θ2))에서 전환하고, 출력 전력(PX)을 펄스 형상의 무선주파수 전력으로 한다. 또한, 제1 위상차(θ1)를 20[deg]로 하고 제2 위상차(θ2)를 160[deg]로 하고 있는 것은, 후술하는 바와 같이 제1 위상차(θ1) 및 제2 위상차(θ2)를 변화시킴으로써 출력전력제어를 행하기 때문에, 제1 위상차(θ1) 및 제2 위상차(θ2)의 변동 폭을 갖게 하기 위해서이다. 또, 제1 위상차(θ1)는 예를 들면 0[deg]로부터 90[deg]까지의 값으로 하고, 제2 위상차(θ2)는 예를 들면 90[deg]로부터 180[deg]까지의 값으로 해도 된다.
또한, 본 실시형태에서는 제1 위상차(θ1) 및 제2 위상차(θ2)를, 0[deg]로부터 180[deg]까지의 범위의 값으로서 설정하고 있지만, 이에 한정되지 않는다.
예를 들면 180[deg]로부터 360[deg]까지의 범위의 값으로서 설정해도 되고, 0[deg]로부터 -180[deg]까지의 범위의 값으로서 설정해도 된다.
또, 도 5의 특성(a)은, 섬 포트(NS)에 접속되는 부하의 임피던스가 「R0/2」인 경우의 예이지만, 섬 포트(NS)에 접속되는 부하의 임피던스가 「R0/2」와 다른 경우에도, 위상차(θ)를 0[deg]로부터 180[deg]의 범위에서 변화시키는 것에 의해서, RF 합성부(5)로부터 출력되는 전력(PX)의 크기를 제어할 수 있다.
RF 합성부(5)에 이용하는 하이브리드 회로는, 도 4에 나타낸 회로 구성에 한정되지 않는다. 예를 들면, 도 6에 나타낸 회로 구성의 하이브리드 회로를 RF 합성부(5)에 이용할 수도 있다. 도 6에 나타낸 하이브리드 회로는, 전송 트랜스(T3)의 일차 코일과 이차 코일의 양단을 각각 콘덴서(C')로 접속한 회로 구성을 지니고, 일차 코일의 양단과 이차 코일의 양단의 4개의 단자가 불평형의 입출력 단자가 되어 있다. RF 합성부(5)로서 이용할 경우에는, 일차 코일의 한쪽의 단자(p1)가 합성 전력의 출력 단자가 되고, 일차 코일의 다른 쪽의 단자(p2)와 이차 코일의 한쪽의 단자(p3)가 입력 단자가 되고, 이차 코일의 다른 쪽의 단자(p4)는 열 소비용의 저항(R)을 접속하는 단자가 된다.
도 4에 나타낸 회로 구성에서는 위상차(θ)가 0[deg]인 경우에는 저항(R)에서의 소비 전력(PR)이 제로가 되었지만, 도 6에 나타낸 회로 구성에서는 위상차(θ)가 90[deg]인 경우에 저항(R)에서의 소비 전력(PR)이 제로가 되고, 위상차(θ)가 90[deg]로부터 벗어나면, 그 어긋난 분량에 따른 전력(PR)이 저항(R)에서 소비된다. 즉, 도 6에 나타낸 회로 구성의 경우에는, 전력합성의 비율(η(θ))이 도 4에 나타낸 회로 구성에 대하여 90[deg] 진전되므로, 도 5의 특성(b)에 나타낸 바와 같이, cos2(θ/2+π/2)=sin2(θ/2)의 특성이 된다. 이 경우, 제1 위상차(θ1) 및 제2 위상차(θ2)를, -90[deg]로부터 90[deg]까지의 범위의 값으로서 설정하면 된다. 또한, 예를 들면 90[deg]로부터 270[deg]까지의 범위의 값으로서 설정해도 된다.
RF 합성부(5)는 하이브리드 회로와 마찬가지의 기능을 하는 것이라면, 다른 회로이어도 된다. 예를 들면, 일본공개특허 2008-28923호 공보에 기재된 무선주파수 전력 합성기나 일본공개실용신안 평4-48715호 공보에 기재된 출력 합성 회로를 이용할 수 있다.
필터 회로(6)는 예를 들면 2개의 콘덴서와 1개의 리액터의 π형 회로로 구성되는 로우 패스 필터(LPF)이다. 필터 회로(6)는 RF 합성부(5)로부터 출력되는 무선주파수 전압(vPX) 및 무선주파수 전류(iPX)의 고조파를 제거하여 기본파 성분을 부하 측에 출력하는 기능을 한다. 또한, 필터 회로(6)는 로우 패스 필터(LPF)이면, 콘덴서와 리액터의 π형 회로에 한정되는 것이 아니다.
전력 검출부(10)는 무선주파수 전원(1)이 출력하는 예를 들면 진행파 전력(Pf)을 검출하는 것이다. 전력 검출부(10)는 방향성 결합기를 포함하고, 그 방향성 결합기로부터 무선주파수 전압(vout)에 포함되는 진행파 전압(vf)과 반사파 전압(vr)을 검출한다. 그리고, 전력 검출부(10)는 진행파 전압(vf)을 진행파 전력(Pf)으로 변환해서 제어부(9)에 출력한다. 또한, 반사파 전압(vr)을 반사파 전력(Pr)으로 변환해서 제어부(9)에 출력할 수도 있다.
PWM 신호 생성부(7)는, DC-DC 변환부(3)를 구동하기 위한 PWM 신호(SPWM)를 생성하고, 그 PWM 신호(SPWM)를 DC-DC 변환부(3)에 출력한다. PWM 신호 생성부(7)는 미리 설정된 PWM 듀티비에 따라서 PWM 신호(SPWM)를 생성한다. DC-DC 변환부(3)로부터 출력되는 직류 전압(Vdc)을 크게 하고자 하는 경우에는 큰 듀티비가 설정된다. 또한, DC-DC 변환부(3)로부터 출력되는 직류 전압(Vdc)을 작게 하고자 하는 경우에는 작은 듀티비가 설정된다. 또한, 상기 PWM 듀티비는 후술하는 펄스의 하이 레벨 기간의 목표 출력 전력(Pfs1)에 근거해서 설정된다. 예를 들면, 목표 출력 전력(Pfs1)과 PWM 듀티비의 관계를 나타내는 표나 관계식을 지니고 있고, 그 표나 관계식에 근거하여 PWM 듀티비가 설정된다. 그 때문에 목표 출력 전력(Pfs1)이 변경되지 않는 한 PWM 듀티비는 일정하므로, DC-DC 변환부(3)로부터 출력되는 직류 전압(Vdc)도 일정하다.
무선주파수 신호 생성부(8)는 제1 DC-RF 변환부(4A) 내의 반도체 스위치 소자(QB)의 구동을 제어하는 무선주파수 전압(va)과 제2 DC-RF 변환부(4B) 내의 반도체 스위치 소자(QB)의 구동을 제어하는 무선주파수 전압(vb)을 생성한다. 무선주파수 신호 생성부(8)는, 제어부(9)로부터 입력되는 진폭(A), 출력 주파수(f), 위상차(θ)에 근거하여 무선주파수 전압(va, vb)을 생성하여, 무선주파수 전압(va)을 제1 DC-RF 변환부(4A)에 출력하고, 무선주파수 전압(vb)을 제2 DC-RF 변환부(4B)에 출력한다.
무선주파수 신호 생성부(8)에는, 도 7에 나타낸 바와 같이 정현파의 무선주파수 전압(va)을 발생시키는 제1 무선주파수 발생회로(8a)와, 제어부(9)로부터 입력되는 위상차(θ)를 이용하여 무선주파수 전압(va)에 대하여 위상차(θ)를 지니는 정현파의 무선주파수 전압(vb)을 발생시키는 제2 무선주파수 발생회로(8b)가 포함된다. 제1 무선주파수 발생회로(8a) 및 제2 무선주파수 발생회로(8b)는 다이렉트 디지털 신시사이저로 구성된다.
제1 무선주파수 발생회로(8a)에는 무선주파수 전압(va)의 진폭(A), 출력 주파수(f) 및 초기 위상(φa)(=0[deg])의 정보가 제어부(9)로부터 입력된다. 출력 주파수(f)는 전술한 바와 같이 플라즈마 처리 시스템에 규정된 2.0㎒, 13.56㎒ 등의 주파수이다. 초기 위상(φa)은 임의의 값으로 설정 가능하지만, 본 실시형태에서는 0[deg]로 설정되어 있다. 제2 무선주파수 발생회로(8b)에도 무선주파수 전압(vb)의 진폭(A), 출력 주파수(f) 및 초기 위상(φb)의 정보가 입력되지만, θ = φb-φa, φa=0[deg]로부터, 제어부(9)로부터 출력되는 위상값(θ)이 초기 위상(φb)의 정보로서 입력된다. φa≠0[deg]로 설정한 경우에는 제어부(9)로부터 출력되는 위상차(θ)에 초기 위상(φa)을 가산한 값(θ+φa)이 초기 위상(φb)의 정보로서 입력된다. 진폭(A) 및 출력 주파수(f)의 정보는 제1 무선주파수 발생회로(8a)에 입력되는 진폭(A) 및 출력 주파수(f)의 정보와 동일하다. 또한, 진폭(A) 및 출력 주파수(f)를 변경하지 않는 경우에는, 제1 무선주파수 발생회로(8a) 및 제2 무선주파수 발생회로(8b)에 미리 설정해 두어도 된다.
제1 무선주파수 발생회로(8a)는 진폭(A), 출력 주파수(f) 및 초기 위상(φa)의 정보를 이용해서 A·sin(2πf·t)=A·sin(ω·t)로 표시되는 무선주파수 전압(va)(디지털 신호. 도 8의 va 참조)을 발생시킨다. 마찬가지로 제2 무선주파수 발생회로(8b)는, 진폭(A), 출력 주파수(f) 및 제어 지령값(θ)의 정보를 이용하여 A·sin(2πf·t+θ)=A·sin(ω·t+θ)로 표시되는 무선주파수 전압(vb)(디지털 신호. 도 8의 vb 참조)을 발생시킨다.
제어부(9)는 무선주파수 전원(1)이 출력하는 진행파 전력(Pf)과, 제1, 제2 무선주파수 발생회로(8a, 8b)에서 생성되는 2개의 무선주파수 전압(va, vb)의 위상차(θ)를 제어하는 회로 블록이다. 제어부(9)는 CPU(Central Processing Unit), ROM(Read Only Memory) 및 RAM(Random Access Memory)을 구비하는 마이크로 컴퓨터에 의해 구성된다. CPU가 ROM에 기억된 소정의 제어 프로그램을 실행하는 것에 의해, 무선주파수 전원(1)이 출력하는 진행파 전력(Pf) 및 2개의 무선주파수 전압(va, vb)의 위상차(θ) 등이 제어된다.
제어부(9)는 유저에 의한 입력장치(도시 생략)로부터의 입력, 또는 미리 설정된 프로그램에 의한 자동입력에 의해, 펄스 형상의 무선주파수 전력의 펄스 주파수 및 펄스 형상의 무선주파수 전력의 제1 레벨과 제2 레벨의 듀티비(이하, 펄스 듀티비라고 함)가 입력된다. 예를 들면 펄스 주파수로는 무선주파수 전압(va, vb)보다도 주파수가 낮은(주기가 긴) 소정의 주파수(예를 들면 10㎑)가 설정되고, 펄스 듀티비로서는 예를 들면 50%가 설정된다. 제어부(9)는 펄스 주파수 및 펄스 듀티비에 근거하여, 펄스 형상의 무선주파수 전력의 펄스 파형을 지령하기 위한 출력 제어 신호를 생성한다. 그리고 제어부(9)는 출력 제어 신호의 하이 레벨 기간에 위상차(θ)를 제1 위상차(θ1)로 하고, 로우 레벨 기간에 위상차(θ)를 제2 위상차(θ2)로 하도록 전환한다.
출력 제어 신호의 하이 레벨 기간에 위상차(θ)가 제1 위상차(θ1)가 되므로, 무선주파수 신호 생성부(8)로부터 출력되는 무선주파수 전압(va, vb)의 위상차(θ)가 제1 위상차(θ1)가 되고, 제1 DC-RF 변환부(4A)로부터 출력되는 무선주파수 전압(vPA)과 제2 DC-RF 변환부(4B)로부터 출력되는 무선주파수 전압(vPB)의 위상차(θ)도 제1 위상차(θ1)가 된다. 그리고, 제1 위상차(θ1)에 따라서 합성된 출력 전력(PX)이 RF 합성부(5)로부터 출력된다. 본 실시형태에서는 제1 위상차(θ1)를 20[deg]로 하고 있으므로, 하이 레벨 기간의 출력 전력(PX)은 제1 DC-RF 변환부(4A)로부터 출력되는 전력(PA)과 제2 DC-RF 변환부(4B)로부터 출력되는 전력(PB)을 합한 전력(Pin)의 약 95%가 된다(전력(Pin)의 약 5%가 RF 합성부(5)에서 열 소비된다).
또한, 출력 제어 신호의 로우 레벨 기간에 위상차(θ)가 제2 위상차(θ2)가 되므로, 무선주파수 신호 생성부(8)로부터 출력되는 무선주파수 전압(va, vb)의 위상차(θ)가 제2 위상차(θ2)가 되고, 제1 DC-RF 변환부(4A)로부터 출력되는 무선주파수 전압(vPA)과 제2 DC-RF 변환부(4B)로부터 출력되는 무선주파수 전압(vPB)의 위상차(θ)도 제2 위상차(θ2)가 된다. 그리고, 제2 위상차(θ2)에 따라서 합성된 출력 전력(PX)이 RF 합성부(5)로부터 출력된다. 본 실시형태에서는 제2 위상차(θ2)를 160[deg]로 하고 있으므로, 로우 레벨 기간의 출력 전력(PX)은 전력(Pin)의 약 5%가 된다(전력(Pin)의 약 95%가 RF 합성부(5)에서 열 소비된다).
이에 의해 RF 합성부(5)로부터 출력되는 출력 전력(PX)이, 전력(Pin)의 약 95%인 하이 레벨 기간과, 전력(Pin)의 약 5%인 로우 레벨 기간을 지니는 펄스 형상의 무선주파수 전력이 된다.
도 9는 RF 합성부(5)로부터 출력되는 무선주파수 전압(vPX)의 파형을 나타내는 도면이다. 무선주파수 전압(vPX)은 위상차(θ)가 제1 위상차(θ1)일 때에 진폭이 큰 하이 레벨이 되고, 위상차(θ)가 제2 위상차(θ2)일 때에 진폭이 작은 로우 레벨이 된다. 따라서 RF 합성부(5)로부터 출력되는 무선주파수 전력(PX)은 펄스 형상의 무선주파수 전력이 된다.
또한, 제어부(9)는 무선주파수 전원(1)으로부터 부하에 출력되는 무선주파수 전력(진행파 전력(Pf))을 제어 목표로 제어하는 피드백 제어를 행한다. 제어 목표로서 하이 레벨 기간의 목표 출력 전력(Pfs1)과 로우 레벨 기간의 목표 출력 전력(Pfs2)이 설정된다. 유저는 목표 출력 전력(Pfs1 및 Pfs2)을 입력 장치(도시 생략)를 조작해서 수동으로 입력하거나, 미리 설정한 프로그램에 의해 자동으로 입력시킬 수 있다.
제어부(9)는 출력 제어 신호의 하이 레벨 기간 동안, 전력 검출부(10)로부터 입력되는 진행파 전력(Pf)의 검출치와 목표 출력 전력(Pfs1)의 편차(ΔP1(=Pfs1-Pf))를 연산하고, 그 편차(ΔP1)에 근거하여 해당 편차(ΔP1)를 제로로 하기 위한 제어 지령값을 생성한다. 그리고 제어부(9)는 제어 지령값에 근거하여 제1 위상차(θ1)를 변화시킴으로써 진행파 전력(Pf)을 제어한다. 이에 의해 진행파 전력(Pf)이 목표 출력 전력(Pfs1)이 되도록 피드백 제어된다. 또한 제어부(9)는 출력 제어 신호의 로우 레벨 기간 동안, 전력 검출부(10)로부터 입력되는 진행파 전력(Pf)의 검출치와 목표 출력 전력(Pfs2)의 편차(ΔP2(=Pfs2-Pf))를 연산하고, 그 편차(ΔP2)에 근거하여 해당 편차(ΔP2)를 제로로 하기 위한 제어 지령값을 생성한다. 그리고, 제어부(9)는 제어 지령값에 근거해서 제2 위상차(θ2)를 변화시킴으로써, 진행파 전력(Pf)을 제어한다. 이에 의해 진행파 전력(Pf)이 목표 출력 전력(Pfs2)이 되도록 피드백 제어된다.
또한, 제1 위상차(θ1) 및 제2 위상차(θ2)를 변화시킴으로써 진행파 전력(Pf)을 제어하는 것이 아니라, DC-DC 변환부(3)가 출력하는 직류 전압(Vdc)을 변화시킴으로써 진행파 전력(Pf)을 제어하도록 해도 된다. 이 경우 제어부(9)가 생성한 제어 지령값을 PWM 신호 생성부(7)에 출력하고, PWM 신호 생성부(7)가 제어 지령값과 생성한 캐리어 신호로부터, 삼각파 비교법에 의해 PWM 신호(SPWM)를 생성하면 된다. 또한, 제어부(9)가 무선주파수 신호 생성부(8)에 출력하는 진폭(A)을 제어 지령값에 근거하여 변화시킴으로써, 출력전력 제어를 행하도록 해도 된다.
이상과 같이, 본 실시형태에 따른 무선주파수 전원(1)에 따르면, DC-RF 변환부(4)에 제1 DC-RF 변환부(4A)와 제2 DC-RF 변환부(4B)를 설치하는 동시에, 제1, 제2 DC-RF 변환부(4A, 4B)의 무선주파수 전력(PA, PB)을 합성하는 RF 합성부(5)를 설치하고, 제1, 제2 DC-RF 변환부(4A, 4B)에 입력되는 무선주파수 전압(va, vb)의 위상차(θ)를 제1 위상차(θ1)와 제2 위상차(θ2)에서 전환하도록 하였다. 이에 의해 RF 합성부(5)로부터 출력되는 출력 전력(PX)은 위상차(θ)가 제1 위상차(θ1)일 때에는 전력(Pin)의 약 95%가 되고, 위상차(θ)가 제2 위상차(θ2)일 때에는 전력(Pin)의 약 5%가 되어, 하이 레벨 기간과 로우 레벨 기간을 지니는 펄스 형상의 무선주파수 전력이 된다. 위상차(θ)의 전환은 고속으로 행할 수 있으므로, 제1 레벨과 제2 레벨의 전환의 펄스 주파수를 높인 펄스 형상의 무선주파수 전력을 출력할 수 있다.
또한, 본 실시형태에 따른 무선주파수 전원(1)에 따르면, DC-DC 변환부(3)가 출력하는 직류 전압(Vdc)이 일정(목표 출력 전력(Pfs1)이 일정한 경우)한 채로, 펄스 형상의 무선주파수 전력을 출력할 수 있다. 따라서, 직류 전압(Vdc)이 변화됨으로써 발생하는 오버슛이나 언더슛이 발생하지 않는다.
또한, 본 실시형태에서는, 진행파 전력(Pf)을, 제어 목표로 제어할 경우를 예로 하여 설명하고 있지만 이것에 한정되지 않는다. 예를 들면 부하에 공급되는 무선주파수 전력(진행파 전력(Pf)-반사파 전력(Pr))을 제어 목표로 제어하도록 해도 된다.
상기 실시형태에서는 DC-RF 변환부(4)로서 동일 구성의 제1 DC-RF 변환부(4A)와 제2 DC-RF 변환부(4B)를 설치하고, 양 DC-RF 변환부(4A, 4B)의 출력 전력(PA, PB)을 RF 합성부(5)에서 합성하는 구성으로 하였으나, 3개 이상의 DC-RF 변환부를 설치하고, 각 DC-RF 변환부의 출력 전력을 합성하는 구성으로 해도 된다.
도 10, 도 11은 무선주파수 생성부(U')에 동일 구성의 3개의 DC-RF 변환부를 설치할 경우의 DC-RF 변환부(4')와 RF 합성부(5')의 회로 구성을 나타내는 도면이다. DC-RF 변환부(4')에는 제1, 제2 DC-RF 변환부(4A, 4B)와 동일 구성의 제3 DC-RF 변환부(4C)가 추가되고, RF 합성부(5')에는 RF 합성부(5)와 동일 구성의 제1 RF 합성부(5A)와 제2 RF 합성부(5B)가 설치되어 있다.
도 10, 도 11의 회로 구성은, 도 1에 나타낸 DC-RF 변환부(4)와 RF 합성부(5)에 제3 DC-RF 변환부(4C)와 제2 RF 합성부(5B)를 추가하고, RF 합성부(5A)의 출력 전력과 제3 DC-RF 변환부(4C)의 출력 전력을 제2 RF 합성부(5B)에서 합성하는 구성이라고 볼 수 있다.
동일 구성의 3개의 DC-RF 변환부를 설치할 경우, DC-RF 변환부(4') 내의 제1, 제2 DC-RF 변환부(4A, 4B)의 출력 전압(vPA, vPB)을 위상차(θ=0)로 구동하고, 제3 DC-RF 변환부(4C)의 출력 전압(vPC)을 출력 전압(vPA, vPB)에 대하여 위상차(θ)를 형성해서 구동하도록 제어하는 제1 방법과, 제2 DC-RF 변환부(4B)의 출력 전압(vPB)을 제1 DC-RF 변환부(4A)의 출력 전압(vPA)에 대하여 위상차(θ)를 형성해서 구동하고, 제3 DC-RF 변환부(4C)의 출력 전압(vPC)을 제1 RF 합성부(5A)의 출력 전압(vPX)에 대하여 위상차(Φ)를 형성해서 구동하도록 제어하는 제2 방법이 고려된다.
도 10은 제1 방법인 경우의 DC-RF 변환부(4')와 RF 합성부(5')의 회로 구성을 나타내고, 도 11은 제2 방법인 경우의 DC-RF 변환부(4')와 RF 합성부(5')의 회로 구성을 나타내고 있다.
도 10에 나타낸 제1 방법에서는, 제1, 제2 DC-RF 변환부(4A, 4B)와 제1 RF 합성부(5A)의 부분을 등가인 1개의 DC-RF 변환부로 치환할 수 있으므로, 무선주파수 생성부(U')는 전술한 무선주파수 생성부(U)(도 1 참조)와 실질적으로 같아진다. 즉, 제1 RF 합성부(5A)는 제1 DC-RF 변환부(4A)의 출력 전력(PA)과 제2 DC-RF 변환부(4B)의 출력 전력(PB)을 그대로 합성하는 기능을 하고, 제2 RF 합성부(5B)가 부하에 대한 출력 전력(PZ)을 위상차(θ)를 따라서 조정하는 기능을 한다.
제1, 제2, 제3 DC-RF 변환부(4A, 4B, 4C)에 입력하는 무선주파수 신호(v1, v2, v3)의 파형을 v1=A1·sin(ω·t+Φ1), v2=A2·sin(ω·t+Φ2), v3=A3·sin(ω·t+Φ3)으로 하면, 도 10에 나타낸 제1 방법에서는 제1, 제2 DC-RF 변환부(4A, 4B)에, 예를 들면 va=A·sin(ω·t)(A1=A2=A, Φ1=Φ2=0)의 무선주파수 신호가 입력된다.
RF 합성부(5A, 5B)의 입력 포트와 출력 포트가 정합하고 있다고 하면, 제1, 제2 DC-RF 변환부(4A, 4B)의 출력 전압(vPA, vPB)은 vPA=vPB=V·sin(ω·t)로 표시되기 때문에, 제1 RF 합성부(5A)의 출력 전압(vPX)은 (8)식으로부터,
vPX=V·sin(ω·t)
로 표시된다. 따라서, 제3 DC-RF 변환부(4C)에 vb=A·sin(ω·t+θ)(A3=A, Φ3=θ)의 무선주파수 신호를 입력하고, 제3 DC-FR 변환부(4C)로부터 vPC=V·sin(ω·t+θ)를 출력시키면, 제2 RF 합성부(5B)로부터,
vPZ=V·cos(θ/2)·sin(ω·t+θ/2)
의 출력 전압(vPZ)이 출력된다.
제1, 제2 DC-RF 변환부(4A, 4B)의 출력 전력(PA, PB)은 제1 RF 합성부(5A)에서 열 소비되는 일 없이 합성되기 때문에, 제1 RF 합성부(5A)로부터 (PA+PB)의 전력(PX)이 출력되지만, 제2 RF 합성부(5B)에서는 그 출력 전력(PX)과 제3 DC-RF 변환부(4C)의 출력 전력(PC)이 (9)식에 나타낸 합성식에 의해 합성되고,
PZ=2·[V·cos(θ/2)]2·sin2(ω·t+θ/2)/R0
로 표시되는 전력(PZ)이 출력된다.
따라서, 도 10에 나타낸 제1 방법에서는 위상차(θ)를 제1 위상차(θ1)와 제2 위상차(θ2)에서 전환하는 것에 의해, 제1, 제2 DC-RF 변환부(4A, 4B)의 출력 전력(PA, PB)의 합계 전력(PX)=(PA+PB)과 제3 DC-RF 변환부(4C)의 출력 전력(PC)의 합성량을 전환하고, 전력(PZ)을 펄스 형상의 무선주파수 전력으로서 출력할 수 있다.
한편, 도 11에 나타낸 제2 방법은 제1 RF 합성부(5A)와 제2 RF 합성부(5B)의 양쪽에서 부하에 대한 출력 전력(PZ)이 조정된다. 제1, 제2 DC-RF 변환부(4A, 4B)에 각각 va=A·sin(ω·t)(Φ1=0)과 vb=A·sin(ω·t)(Φ2=0)의 무선주파수 신호를 입력하고, 제1, 제2 DC-RF 변환부(4A, 4B)로부터 vPA=V·sin(ω·t), vPB=V·sin(ω·t+θ)가 출력된다고 하면, 제1 RF 합성부(5A)의 출력 전압(vPX)은 (8)식으로부터
vPX=V·cos(θ/2)·sin(ω·t+θ/2)
으로 표시된다.
제3 DC-RF 변환부(4C)에 위상차(θ)에 따라서 진폭(A3) 및 Φ3을 조정한 vc=A·cos(θ/2)·sin(ω·t+θ/2+Φ)(A3=A·cos(θ/2), Φ3=θ/2+Φ)의 무선주파수 신호를 입력하고, 제3 DC-RF 변환부(4C)로부터 V·cos(θ/2)·sin(ω·t+θ/2+Φ)의 출력 전압(vPC)을 출력시키도록 제어하면, 제2 RF 합성부(5B)로부터
vPZ=V·cos(θ/2)·cos(Φ/2)·sin(ω·t+θ/2+Φ/2)
로 표시되는 출력 전압(vPZ)이 출력되고,
PZ=2·[V·cos(θ/2)·cos(Φ/2)]2·sin2(ω·t+θ/2+Φ/2)/R0
로 표시되는 출력 전력(PZ)이 출력된다.
따라서, 도 11에 나타낸 제2 방법에서는, 위상차(Φ)를 고정하고, 위상차(θ)를 제1 위상차(θ1)와 제2 위상차(θ2)에서 전환하는 것에 의해서도, 반대로 위상차(θ)를 고정하고, 위상차(Φ)를 Φ1과 Φ2에서 전환하는 것에 의해서도, 전력(PZ)을 펄스 형상의 무선주파수 전력으로서 출력할 수 있다. 즉, 위상차(θ)를 제1 위상차(θ1)와 제2 위상차(θ2)에서 전환하는 것에 의해, 제1 DC-RF 변환부(4A)의 출력 전력(PA)과 제2 DC-RF 변환부(4B)의 출력 전력(PB)의 합성량을 전환함으로써, 전력(PZ)을 펄스 형상의 무선주파수 전력으로서 출력할 수 있다. 또한, 위상차(Φ)를 Φ1과 Φ2에서 전환하는 것에 의해, 제1, 제2 DC-RF 변환부(4A, 4B)의 출력 전력(PA, PB)의 합성 전력(PX)과 제3 DC-RF 변환부(4C)의 출력 전력(PC)의 합성량을 전환하고, 전력(PZ)을 펄스 형상의 무선주파수 전력으로서 출력할 수도 있다.
도 12, 도 13은 무선주파수 생성부(U")에 동일 구성의 4개의 DC-RF 변환부를 설치할 경우의 DC-RF 변환부(4")와 RF 합성부(5")의 회로 구성을 나타내는 도면이다. DC-RF 변환부(4")에는 제1, 제2 DC-RF 변환부(4A, 4B)와 동일 구성의 제3 DC-RF 변환부(4C)와 제4 DC-RF 변환부(4D)가 추가되고, RF 합성부(5")에는 RF 합성부(5)와 동일 구성의 제1 RF 합성부(5A)와 제2 RF 합성부(5B)와 제3 RF 합성부(5C)가 설치되어 있다.
RF 합성부(5") 내의 제1 RF 합성부(5A)는 DC-RF 변환부(4") 내의 제1 DC-RF 변환부(4A)의 출력 전력(PA)과 제2 DC-RF 변환부(4B)의 출력 전력(PB)을 합성하고, 제2 RF 합성부(5B)는 DC-RF 변환부(4") 내의 제3 DC-RF 변환부(4C)의 출력 전력(PC)과 제4 DC-RF 변환부(4D)의 출력 전력(PD)을 합성한다. 또한, RF 합성부(5") 내의 제3 RF 합성부(5C)는 제1 RF 합성부(5A)의 출력 전력(PX)과 제2 RF 합성부(5B)의 출력 전력(PY)을 합성한다.
동일 구성의 4개의 DC-RF 변환부를 설치하는 경우에도 2개의 방법이 고려된다. 제1 방법은 제1 DC-RF 변환부(4A)의 출력 전압(vPA)과 제2 DC-RF 변환부(4B)의 출력 전압(vPB) 사이에 위상차(θ)를 형성하는 동시에, 제3 DC-RF 변환부(4C)의 출력 전압(vPC)과 제4 DC-RF 변환부(4D)의 출력 전압(vPD) 사이에 위상차(θ)를 형성해서 구동하는 방법이다. 제1 방법은 도 1에 나타낸 DC-RF 변환부(4)와 RF 합성부(5)의 구성을 2개 설치하고, 양 구성으로부터 출력되는 2개의 전력을 제3 RF 합성부(5C)에서 합성하는 방법에 상당한다.
도 12는 제1 방법의 경우의 DC-RF 변환부(4")와 RF 합성부(5")의 회로 구성을 나타내고 있다. 제1 내지 제4 DC-RF 변환부(4A, 4B, 4C, 4D)에 입력하는 무선주파수 신호(v1, v2, v3, v4)의 파형을 v1=A1·sin(ω·t+Φ1), v2=A2·sin(ω·t+Φ2), v3=A3·sin(ω·t+Φ3), v4=A4·sin(ω·t+Φ4)라고 하면, 도 12에 나타낸 제1 방법에서는, v1=va=A·sin(ω·t)(A1=A,Φ1=0), v2=vb=A·sin(ω·t+θ)(A2=A,Φ2=0), v3=va=A·sin(ω·t)(A3=A,Φ3=0), v4=vb=A·sin(ω·t+θ)(A4=A,Φ4=0)이 된다.
도 12에 나타낸 회로 구성에서는, 제1 RF 합성부(5A)에서 제1 DC-RF 변환부(4A)의 출력 전력(PA)과 제2 DC-RF 변환부(4B)의 출력 전력(PB)이 위상차(θ)에 근거하는 소정의 비율로 합성되고, 제2 RF 합성부(5B)에서 제3 DC-RF 변환부(4C)의 출력 전력(PC)과 제4 DC-RF 변환부(4D)의 출력 전력(PD)이 위상차(θ)에 근거하는 소정의 비율로 합성된다.
RF 합성부(5A, 5B, 5C)의 입력 포트가 정합되어 있다고 하면, 제1 RF 합성부(5A)의 출력 전력(PX)과 제2 RF 합성부(5B)의 출력 전력(PY)은 (9)식으로부터
PX=PY=2·V2·cos2(θ/2)·sin2(ω·t+θ/2)/R0
으로 표시된다. 그리고, 제3 RF 합성부(5C)에서는 출력 전력(PX)과 출력 전력(PY)이 열 소비되는 일 없이 합성되기 때문에, 제3 RF 합성부(5C)로부터는,
PZ=PX+PY=4·V2·cos2(θ/2)·sin2(ω·t+θ/2)/R0
의 출력 전력(PZ)이 부하에 출력된다.
따라서, 도 12에 나타낸 제1 방법에서는, 위상차(θ)를 제1 위상차(θ1)와 제2 위상차(θ2)에서 전환하는 것에 의해, 제1 DC-RF 변환부(4A)의 출력 전력(PA)과 제2 DC-RF 변환부(4B)의 출력 전력(PB)의 합성량을 전환함으로써 전력(PX)을 펄스 형상의 무선주파수 전력으로서 출력하고, 제3 DC-RF 변환부(4C)의 출력 전력(PC)과 제4 DC-RF 변환부(4D)의 출력 전력(PD)의 합성량을 전환함으로써 전력(PY)을 펄스 형상의 무선주파수 전력으로서 출력한다. 그리고, 전력(PX)과 전력(PY)이 제3 RF 합성부(5C)에서 합성되어, 출력 전력(PZ)도 펄스 형상의 무선주파수 전력이 된다.
제2 방법은 제1 DC-RF 변환부(4A)의 출력 전압(vPA)과 제2 DC-RF 변환부(4B)의 출력 전압(vPB)을 동일한 위상으로 제어하고, 제3 DC-RF 변환부(4C)의 출력 전압(vPC)과 제4 DC-RF 변환부(4D)의 출력 전압(vPD)을 동일한 위상으로 제어하고, 제1 RF 합성부(5A)의 출력 전압(vPX)과 제2 RF 합성부(5B)의 출력 전압(vPY) 사이에 위상차(θ)를 형성하는 방법이다.
도 13은 제2 방법인 경우의 DC-RF 변환부(4")와 RF 합성부(5")의 회로 구성을 나타내고 있다. 도 13에 나타낸 회로 구성에서는, 제1 RF 합성부(5A)에서 제1 DC-RF 변환부(4A)의 출력 전력(PA)과 제2 DC-RF 변환부(4B)의 출력 전력(PB)이 그대로 합성되고, 제2 RF 합성부(5B)에서 제3 DC-RF 변환부(4C)의 출력 전력(PC)과 제4 DC-RF 변환부(4D)의 출력 전력(PD)이 그대로 합성된다. 그리고, 제3 RF 합성부(5C)에서 제1 RF 합성부(5A)의 출력 전력(PX)과 제2 RF 합성부(5B)의 출력 전력(PY)이 위상차(θ)에 근거하는 소정의 비율로 합성된다.
예를 들면, 제1, 제2 DC-RF 변환부(4A, 4B)에 입력하는 무선주파수 신호(v1, v2)의 파형을 v1=v2=va=A·sin(ω·t)(A1=A2=A, Φ1=Φ2=0)으로 하면, 제1 RF 합성부(5A)의 출력 전압(vPX)은, (8)식으로부터,
vPX=V·sin(ω·t)
로 표시된다. 또한, 제3, 제4 DC-RF 변환부(4C, 4D)에 입력하는 무선주파수 신호(v3, v4)의 파형을 v3=v4=vb=A·sin(ω·t+θ)(A3=A4=A, Φ3=Φ4=0)으로 하면, 제2 RF 합성부(5B)의 출력 전압(vPY)은, (8)식으로부터,
vPY=V·sin(ω·t+θ)
로 표시된다.
따라서, 제3 RF 합성부(5C)로부터는, (8)식으로부터,
vPZ=V·cos(θ/2)·sin(ω·t+θ/2)]
의 출력 전압(vPZ)이 출력되고, (9)식으로부터,
PZ=2·[V·cos(θ/2)]2·sin2(ω·t+θ/2)/R0
의 출력 전력(vPZ)이 부하에 출력된다.
따라서, 도 13에 나타낸 제2 방법에서는, 위상차(θ)를 제1 위상차(θ1)와 제2 위상차(θ2)에서 전환하는 것에 의해, 제1 RF 합성부(5A)의 출력 전력(PX)(=PA+PB)과 제2 RF 합성부(5B)의 출력 전력(PY)(=PC+PD)의 합성량을 전환하고, 전력(PZ)을 펄스 형상의 무선주파수 전력으로서 출력할 수 있다.
도 1에 나타낸 실시형태에서는, 제1 DC-RF 변환부(4A)의 출력 전압(vPA)의 초기 위상(φa)을 고정하고, 제2 DC-RF 변환부(4B)의 출력 전압(vPB)의 초기 위상(φb)을 변화시키는 것에 의해 위상차(θ=φb-φa)를 변화시키도록 했지만, 초기 위상(φb)을 고정하고, 초기 위상(φa)을 변화시키는 것에 의해 위상차(θ=φb-φa)를 변화시키도록 해도 된다. 또한, 초기 위상(φa, φb)의 양쪽을 변화시키는 것에 의해 위상차(θ=φb-φa)를 변화시키도록 해도 된다.
상기 실시형태에서는, RF 합성부(5)가 2개의 RF전력을 합성하는 회로 구성의 경우에 대해서 설명했지만, RF 합성부(5)를 3개 이상의 RF전력을 합성하는 회로로 구성해도 된다. 3개 이상의 RF전력을 합성하는 회로로서는, 예를 들면 도 14에 나타낸 회로를 이용할 수 있다.
예를 들면, 도 14b의 전력 합성 회로를 이용하여 3개의 RF전력을 합성하는 경우, 입력 단자 1, 2, 3에 각각 입력되는 입력 전압va, vb, vc을 va=A·sin(ω·t+Φa), vb=B·sin(ω·t+Φb), vc=C·sin(ω·t+Φc), 실효값을 varms, vbrms, Vcrms로 하면, 전력 합성 회로에는 입력 전력 Pa=varms 2/R, Pb=vbrms 2/R, Pc=Vcrms 2/R이 입력된다. va=vb=vc가 아니면, 회로 내의 3개의 저항(R)에는 차분 전압 vab=va-vb, vbc=vb-vc, vca=vc-va가 각각 발생하므로, 차분 전압(vab, vbc, vca)의 실효값을 vabrms, vbcrms, Vcarms라고 하면, 3개의 저항(R)에서 각각 Pab=vabrms 2/R, Pbc=vbcrms 2/R, Pca=Vcarms 2/R의 전력이 열 소비된다.
따라서, 입력 전압(va, vb, vc) 사이에서 서로 위상차(θab, θbc, θca)를 형성하는 것에 의해, 전력 합성 회로로부터 입력 전력(Pin=Pa+Pb+Pc)의 일부의 전력(Pab+Pbc+Pca)을 열 소비시키고, 나머지 전력(Pin-(Pab+Pbc+Pca))을 부하에 출력시킬 수 있다. 4개 이상의 RF 전력을 입력하는 경우에 대해서도 마찬가지이다.
상기 실시형태에서는 무선주파수 전원(1)에 부하로서 플라즈마 처리 장치를 접속한 플라즈마 처리 시스템을 예로 무선주파수 전원(1)의 출력 제어를 설명했지만, 본 발명은 도 15에 나타낸 바와 같이 무선주파수 전원(1)과 플라즈마 처리 장치(11) 사이에 임피던스 정합 장치(12)를 설치한 경우에도 적용할 수 있다.
임피던스 정합 장치(12)를 설치하는 경우에는, 플라즈마 처리 장치(8)의 임피던스(부하 임피던스)가 변동해도 임피던스 정합 장치(12)에 의해 무선주파수 전원(1)과 플라즈마 처리 장치(12)의 임피던스 정합이 행하여지지만, 임피던스 정합 장치(12)가 임피던스 정합 처리를 행하고 있는 과도적인 기간은 부정합 상태이기 때문에, 임피던스 정합 장치(12)를 포함한 플라즈마 처리 시스템이라도 본 발명에 따른 무선주파수 전원(1)의 출력 제어 방법은 유효하다.
상기 실시형태는 복수의 무선주파수 전력을 합성하는 무선주파수 생성부(U)를 포함하고, 위상차(θ)를 제1 위상차(θ1)와 제2 위상차(θ2)에서 전환함으로써, 예를 들면 하이 레벨 기간과 로우 레벨 기간을 지니는 펄스 형상의 무선주파수 전력을 출력하는 것을 요지로 하기 때문에, 플라즈마 처리 시스템용의 무선주파수 전원에 한정되는 것이 아니다.
상기 실시형태에서는, 부하에 출력되는 무선주파수 전압(vout)의 파형을 정현파형으로 했으나, 사다리꼴파나 데드 타임을 지니는 구형파이어도 된다.
상기 실시형태에서는 제어부(9)가 무선주파수 신호 생성부(8)에 출력하는 위상차(θ)를 2개의 값(θ1 및 θ2)에서 전환하는 것에 의해, 무선주파수 전력의 진폭을 제1 레벨과 제2 레벨에서 전환하는, 펄스 형상의 무선주파수 전력을 출력하는 경우에 대해서 설명했으나, 이에 한정되지 않는다. 예를 들면 무선주파수 전력의 진폭을 3개 이상의 레벨에서 전환하도록 해도 된다.
도 16a는 RF 합성부(5)로부터 출력되는 무선주파수 전압(vPX)의 진폭을 3개의 레벨에서 전환한 경우의 파형을 나타내고 있다. 제어부(9)가 무선주파수 신호 생성부(8)에 출력하는 위상차(θ)를, 제1 위상차(θ1)(예를 들면 20[deg]), 제2 위상차(θ2)(예를 들면 90[deg]) 및 제3 위상차(θ3)(예를 들면 160[deg])의 3개의 값에서 전환하도록 함으로써, RF 합성부(5)로부터 출력되는 무선주파수 전압(vPX)의 파형은 도 16a에 나타낸 파형과 같이 3개의 레벨에서 변화된다. 따라서, RF 합성부(5)로부터 출력되는 무선주파수 전력(PX)은 진폭이 3개의 레벨에서 전환된다.
또한, 위상차(θ)를 복수의 고정값 사이에서 전환하는 것이 아니라, 시간(t)에 따라서 변화되는 소정의 함수의 값으로 해도 된다.
예를 들면, 위상차(θ)를 시간(t)의 일차함수(θ=a·t+b)(a, b는 정수)로 하면, RF 합성부(5)에서의 합성 비율(η(θ))이 도 5에 나타낸 특성(a)이 되므로, RF 합성부(5)로부터 출력되는 무선주파수 전압(vPX)의 파형은 도 16b에 나타낸 파형과 같이 정현파상으로 변화된다. 따라서, RF 합성부(5)로부터 출력되는 무선주파수 전력(PX)은 정현파상으로 변화된다.
또한, 무선주파수 전력(PX)을 소망의 파형 형상으로 변화시키고자 하는 경우에는, 무선주파수 전압(vPX)의 파형이 소망의 파형 형상이 되도록 위상차(θ)를 변화시키면 된다. 즉, 상기한 바와 같이 합성 비율(η(θ))은 (cos2(θ/2))이므로, 소망의 합성비율(η)일 때의 위상차(θ)는 하기 (11)식으로 나타낼 수 있다.
Figure pct00009
그 때문에, 예를 들면 무선주파수 전압(vPX)의 파형을 도 16c에 나타낸 파형(삼각파 형상의 파형)으로 할 경우에는, 도 16c에 나타낸 파형에 대응하는 합성비율(η)이 되도록 위상차(θ)를 시간(t)에 따라서 변화시키면 된다. 즉, 상기 (11)식에 있어서, 합성비율(η)을 도 16c에 나타낸 파형을 표시하는 함수(x(t))로 하면 된다. 이 개념을 응용하면 자유롭게 합성비율(η)을 설정할 수 있다. 예를 들면, 도 16d에 나타낸 파형과 같이 삼각파 형상의 파형과 일정한 레벨의 파형을 조합해도 되고, 도 16e에 나타낸 파형과 같이 정현파 형상의 파형과 일정한 레벨의 파형을 조합해도 된다.
또한, 도 16b 내지 도 16e에 있어서는, RF 합성부(5)에서의 합성 비율(η(θ))이 제로가 될 때가 있어, 출력이 제로가 되는 일이 있다. 출력이 제로가 되는 것을 바라지 않는다면, 위상차(θ)가 180[deg]가 되지 않도록 위상차(θ)의 산출식을 조정하면 된다.
또한, 무선주파수 전압(vPX)의 파형을, 도 9에 나타낸 파형에 있어서 플라즈마 착화 시에 오버슛을 형성한 파형(도 16f 참조)으로 할 수도 있다. 이러한 파형으로 하기 위해서는, 위상차(θ)를 제1 위상차(θ1)(예를 들면 20[deg])로 하는 제1 기간(t1)과, 위상차(θ)를 제2 위상차(θ2)(예를 들면 160[deg])로 하는 제2 기간(t2)을 반복하는 파형에 있어서, 플라즈마 착화 시에 제1 기간(t1) 전에 오버슛을 형성하기 위한 제3 기간(t3)을 두고, 해당 제3 기간(t3)에는 위상차(θ)를 예를 들면 하기 (12)식으로 하면 된다. 또한, T는 제3 기간(t3)의 길이이다. 이에 의해 플라즈마 착화 시(제3 기간(t3)의 개시 시: t=0)에 위상차(θ)=0으로 합성비율(η)이 최대이고, 제3 기간(t3) 동안에 위상차(θ)가 증가해서 합성비율(η)이 감소하고, 제3 기간(t3)의 종료 시(t=T)에 위상차 θ=θ1이 되도록 할 수 있다. 또한, 제3 기간(t3) 동안, 위상차(θ)를 「0」으로 하도록 해도 된다. 무선주파수 전압(vPX)의 파형을, 도 16f에 나타낸 오버슛이 포함되는 바와 같은 파형으로 하는 것에 의해, 플라즈마가 미착화인 경우에 부하에 출력되는 무선주파수 전압(vout)이 높아지므로, 플라즈마의 착화성을 좋게 할 수 있다.
Figure pct00010
도 16에 기재한 각 파형 및 (12)식 등의 산출식은 일례이며, 위상차(θ)를 적절하게 설정함으로써 RF 합성부(5)로부터 출력되는 무선주파수 전압(vPX)의 파형을 다양한 파형으로 할 수 있고, RF 합성부(5)로부터 출력되는 무선주파수 전력(PX)의 파형을 소망의 파형으로 할 수 있다.
본 발명에 따른 무선주파수 전원은 전술한 실시형태로 한정되는 것은 아니다. 본 발명에 따른 무선주파수 전원의 각 부의 구체적인 구성은 다양하게 설계 변경 가능하다.
1: 무선주파수 전원 2: AC-DC 변환부
3: DC-DC 변환부
4, 4'，4": DC-RF 변환부(무선주파수 생성수단)
4A: 제1 DC-RF 변환부(무선주파수 생성수단)
4B: 제2 DC-RF 변환부(무선주파수 생성수단)
4C: 제3 DC-RF 변환부(무선주파수 생성수단)
4D: 제4 DC-RF 변환부(무선주파수 생성수단)
401: 로우 패스 필터
5, 5'，5": RF 합성부(무선주파수 합성수단)
5A: 제1 RF 합성부(무선주파수 합성수단)
5B: 제2 RF 합성부(무선주파수 합성수단)
5C: 제3 RF 합성부(무선주파수 합성수단)
6: 필터 회로 7: PWM 신호 생성부
8: 무선주파수 신호 생성부(무선주파수 생성수단)
8a: 제1 무선주파수 발생회로 8b: 제2 무선주파수 발생회로
9: 제어부(출력 제어수단) 10: 전력 검출부
11: 플라즈마 처리 장치 12: 임피던스 정합 장치
U, U'，U": 무선주파수 생성부

Claims (15)

  1. 무선주파수 전원으로서,
    상호의 위상차가 변경 가능한 복수의 무선주파수를 생성하는 무선주파수 생성수단;
    상기 무선주파수 생성수단으로부터 출력되는 복수의 무선주파수를, 상기 위상차에 근거하는 소정의 비율로 합성하여 부하에 출력하는 무선주파수 합성수단;
    상기 무선주파수 생성수단에 대하여, 상기 위상차를 변화시킴으로써 상기 무선주파수 합성수단으로부터 출력되는 무선주파수 전력을 제어하는 출력 제어수단을 포함하되,
    상기 출력 제어수단은, 상기 무선주파수 합성수단으로부터 출력되는 무선주파수 전력을 소망의 파형으로 하도록 상기 위상차를 변화시키는 것을 특징으로 하는, 무선주파수 전원.
  2. 제1항에 있어서, 상기 출력 제어수단은 상기 위상차를 제1 소정값과 제2 소정값 사이에서 전환하는, 무선주파수 전원.
  3. 제2항에 있어서, 상기 위상차를 상기 제1 소정값으로 한 경우 쪽이, 상기 위상차를 상기 제2 소정값으로 한 경우보다 상기 소정의 비율이 커지는, 무선주파수 전원.
  4. 제3항에 있어서, 상기 제1 소정값은 0[deg] 이상 90[deg] 미만이고,
    상기 제2 소정값은 90[deg] 이상 180[deg] 이하인, 무선주파수 전원.
  5. 제4항에 있어서, 상기 제1 소정값은 0[deg]인, 무선주파수 전원.
  6. 제4항 또는 제5항에 있어서, 상기 제2 소정값은 180[deg]인, 무선주파수 전원.
  7. 제2항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 출력 제어수단은 상기 제1 소정값 또는 상기 제2 소정값을 변화시킴으로써, 상기 무선주파수 전력의 피드백 제어를 행하는, 무선주파수 전원.
  8. 제2항 내지 제7항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 무선주파수 생성수단은 제1 무선주파수와 제2 무선주파수를 생성하고,
    상기 출력 제어수단은 상기 제1 무선주파수에 대한 상기 제2 무선주파수의 위상차를 제1 소정값과 제2 소정값 사이에서 전환하는, 무선주파수 전원.
  9. 제1항에 있어서, 상기 출력 제어수단은 상기 위상차를 제1 소정값, 제2 소정값 및 제3 소정값 사이에서 전환하는, 무선주파수 전원.
  10. 제1항에 있어서, 상기 출력 제어수단은 상기 위상차를 일차함수에 따라서 변화시키는, 무선주파수 전원.
  11. 제1항에 있어서, 상기 출력 제어수단은 상기 위상차를 하기 식에 따라서 변화시키는, 무선주파수 전원:
    Figure pct00011

    단, θ가 상기 위상차이며, x(t)는 소망의 파형을 나타내는 함수이다.
  12. 제1항에 있어서, 상기 출력 제어수단은 상기 위상차를 제1 소정값과, 소정의 함수의 값 사이에서 전환하는, 무선주파수 전원.
  13. 제2항에 있어서, 상기 출력 제어수단은 상기 부하에 대한 출력 개시 시에, 상기 위상차를 상기 제1 소정값 및 제2 소정값으로 한 경우의 출력보다도 큰 출력이 되는 위상차로 하는, 무선주파수 전원.
  14. 제1항 내지 제5항, 제9항 내지 제13항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 출력 제어수단은 상기 소정의 비율을 제로로 하지 않는, 무선주파수 전원.
  15. 제1항 내지 제14항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 무선주파수 합성수단은 전송 트랜스와 전력소비용의 저항을 포함하는 하이브리드 회로로 구성되고, 상기 복수의 무선주파수에 위상차가 있을 경우, 해당 위상차에 따른 전력을 상기 저항으로 열 소비하고, 나머지의 전력을 출력하는, 무선주파수 전원.
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