TW202327261A - 高頻電源裝置及高頻電力之輸出控制方法 - Google Patents

高頻電源裝置及高頻電力之輸出控制方法 Download PDF

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Abstract

在使高頻脈衝輸出之輸出電力成為可變之高頻電力控制中，因應輸出位準之輸出位準範圍，藉由區分使用直流電壓控制和相位差控制，減輕在高頻電源裝置之電源內部被消耗的內部損失所致的電力轉換效率之下降。直流電壓控制係藉由控制供給至放大器的直流電壓控制輸出電力。相位差控制係藉由控制放大器的複數控制訊號的相位差ϕ控制輸出電力。在輸出位準為高輸出位準範圍之時，藉由直流電壓控制來控制輸出電力，在輸出位準為低輸出位準範圍之時，藉由相位差控制輸出電力。

Description

高頻電源裝置及高頻電力之輸出控制方法
本發明係關於高頻電源裝置及高頻電力之輸出控制方法，關於以2位準以上的複數階段輸出高頻之脈衝輸出的高頻電源裝置，及以複數階段的輸出位準及輸出高頻之脈衝輸出的方法。
在高頻電源裝置中，以高頻放大器對高頻訊號進行電力放大而輸出高頻的脈衝輸出。輸出為1kw以上且頻率範圍為27MHz~100MHz之高頻的脈衝輸出，係被適用於例如半導體製造裝置或平面面板顯示器(液晶面板、有機面板)製造裝置、太陽光面板製造裝置、CO 2雷射加工機等的產業用途。
在半導體製造過程中，以如將高頻電源裝置之脈衝輸出設為High和Low之2位準，或High和Low和Zero之3位準之方式，切換成複數階段而輸出的多位準脈衝功能之需求變高。
再者，從減少製造成本之生產性的觀點，及減少CO 2所致的環境之觀點來看，有要求高效率的電力轉換效率之傾向。
在放大器中，電晶體的瞬間消耗電力係以瞬間電流和瞬間電壓的積表示，瞬間消耗電力之RF-周期積分值之時間平均成為電晶體之時間平均消耗電力。
A級放大器係電晶體之汲極端子中之電流和電壓彼此逆向的正弦波，在A級動作中，電流、電壓波形之重疊部分大。因此，放大器之效率低。B級動作係藉由藉由將汲極電流藉由偏壓設為半波整流波形，將汲極電壓設為正弦波電壓。在將汲極電壓設為正弦波電壓的B級動作中，雖然電流、電壓波形的之重疊部分變小，但是重疊未消失。放大器之高效率化，係在汲極電壓和汲極電流之關係中，要求瞬間電壓和瞬間電流同時不存在之狀態。
作為放大器之效率化的方式，已知有D級放大、F級放大、EF級放大的開關模式所致的電力放大。D級放大器係藉由時間區域之電壓、電流關係，達到高效率化，F級放大器、EF級放大器係藉由頻率區域之電壓、電流關係，達到高效率化眾所皆知。
作為控制開關模式方式之放大器的脈衝輸出的方式，以往，將輸入至放大器之直流的輸入電壓設為可變的直流電壓控制、驅動開關元件的閘極訊號之脈衝寬的PWM控制眾所皆知。
在直流電壓控制中，由於為將輸入電壓設為可變而驅動DC/DC轉換器的構成，故除了小型化或輕量化之課題外，有電力轉換效率也低的課題。為了解決如此的直流電壓控制之課題，提案使用相位位移控制的電源裝置(專利文獻1)。
再者，在PWM控制中，因DC/DC轉換器之開關元件的動作能力無法追隨高頻，故難以進行在高頻區域之控制的課題。為了解決在該高頻區域的控制之課題，提案使用相位位移控制的電源裝置(專利文獻2)。 [先前技術文獻] [專利文獻]
[專利文獻1]國際公開第2015/097812號 [專利文獻2]日本特開平6-37375號公報
[發明所欲解決之課題]
在藉由相位位移控制而控制高頻之脈衝輸出的方式中，對放大部供給一定的直流電壓，藉由在High側之第1特定值和Low側的第2特定值之間切換兩個放大部間的相位差ϕ，輸出兩個輸出等級的脈衝輸出。 在相位位移控制中，以合成器和成兩個放大器之輸出之時，藉由將兩個放大器間的相位差ϕ設為可變，調整輸出電力。此時，藉由被安裝於電源內部之合成器的虛擬電阻產生內部損失。
相位位移控制係藉由在電源內部被消耗的內部損失，有電力轉換效率低之課題。將兩個放大器間的相位差ϕ，設為輸出High側電力的第1特定值區域(0[deg]~ 90[deg])，和輸出Low側電力的第2特定值區域(90[deg]~ 180[deg])，於進行輸出位準之切換之情況，在第1特定值區域，相位差ϕ為0[deg]以外之相位差中，不被傳送至輸出側的差分功率作為內部損失而在電源內部被消耗。再者，在第2特定值區域的相位差ϕ中，內部損失較輸出電力多，高頻電源裝置全體之電力轉換效率成為50%以下。
因此，在進行相位位移控制的高頻電源裝置中，有由於在電源內部被消耗的內部損失，電力轉換效率低的課題。該課題係在生產性下降所致的製造成本之觀點、減少CO 2所致的環境考量的觀點等上也產生不良的影響。
本發明係解決上述以往的課題，在高頻電源裝置及高頻電力之輸出控制方法中，以減輕在高頻電源裝置之電源內部被消耗的內部損失所致的電力轉換效率的下降。 [用以解決課題之手段]
本發明係在使高頻脈衝輸出之輸出電力成為可變之高頻電力控制中，因應輸出位準之輸出位準範圍，藉由區分使用直流電壓控制和相位差控制，減輕在高頻電源裝置之電源內部被消耗的內部損失所致的電力轉換效率之下降。
直流電壓控制係藉由控制供給至放大器的直流電壓控制輸出電力。另一方面，相位差控制係藉由控制放大器的複數控制訊號的相位差ϕ控制輸出電力。
本發明係在輸出位準為高輸出位準範圍之時，藉由直流電壓控制來控制輸出電力，在輸出位準為低輸出位準範圍之時，藉由相位差控制來控制輸出電力。
在直流電壓控制所致的輸出電力的控制中，在高輸出位準範圍中，設為固定相位差控制中之相位差ϕ(ϕd、ϕs)之狀態，使供給至放大器之直流電壓Vdc成為可變。因直流電壓控制不存在高頻電源裝置之內部之虛擬電阻所致的消耗電力，故在電源內部被消耗的內部損失及電力之低轉換效率的課題被解決，達到高效率化。有為了使直流電壓控制對應於輸出位準的全範圍，需要使裝置大型化的缺點。
另一方面，相位差控制所致的輸出電力的控制係將控制的輸出位準限制在低輸出位準範圍。依此，流至高頻電源裝置之虛擬電阻的輸出位準被抑制成低位準，故在虛擬電阻產生的內部損失減少，達到高效率化。
本發明之相位差控制包含兩個控制。 第1相位差控制係藉由作為控制訊號間的相位差的控制訊號間相位差ϕd調製脈衝寬的PWM控制。藉由PWM控制，將驅動開關元件的脈衝訊號的負載比(Duty)設為可變。在該第1相位差控制(PWM控制)中，因無高頻電源裝置之虛擬電阻所致的內部損失，故達到高效率化。
第2相位差控制係將輸入至兩個放大器之各放大器的一對控制訊號設為一組，將輸入至兩個放大器之控制訊號的組間的相位差設為控制訊號組間相位差ϕs，為移位該控制訊號組間相位差ϕs的相位位移控制(PS控制)。藉由相位位移控制，控制合成兩個放大器的輸出而獲得的輸出電力。在該相位位移控制(PS控制)中，於虛擬電阻產生損失。
相位差控制係在低輸出位準範圍中，藉由輸出位準之高低因應輸出位準區分使用第1相位差控制的PWM控制和第2相位差控制之相位位移控制(PS控制)。
在區分使用PWM控制和相位位移控制(PS控制)之態樣中，將低輸出位準範圍分為高位準側和低位準側，在高位準側，藉由PWM控制使輸出電力成為可變，在低位準側，藉由相位位移控制(PS控制)使輸出電力成為可變。
相位位移控制(PS控制)係藉由在電源內部被消耗的內部損失，有電力轉換效率變低之特性。鑑於該特性，在本發明中，比起輸出電力，在內部損失之比率變大之低位準側，適用相位位移控制(PS控制)，將相位位移控制適用於高位準之情況，可以縮小內部損失之損失量。
藉由區分使用PWM控制和相位位移控制(PS控制)的態樣，可以將能夠控制的輸出位準之範圍擴展至低位準側，減少在輸出位準範圍之全範圍內的內部損失，達到高效率化。
本發明所致的直流電壓控制及相位差控制係在各輸出位準範圍內連續性使輸出電力成為可變。而且，從直流電壓控制朝相位差控制，或是從相位差控制朝直流電壓控制之控制間的切換點，藉由配合兩控制之端部的輸出位準，輸出電力在輸出位準之全範圍不會不連續而係連續地成為可變。
本發明具備(A)高頻電源裝置之態樣，及(B)高頻電力之輸出控制方法的態樣。
(A)高頻電源裝置之態樣 本發明之高頻電源裝置之態樣具備合成一對放大器，和一對放大器之放大器輸出而生成高頻脈衝之輸出電力的合成器。控制輸出電力的控制部具備：第1控制部，其係藉由控制供給至一對放大器的直流電壓Vdc的直流電壓控制，控制輸出電力；和第2控制部，其係藉由控制一對放大器之放大器輸出的控制訊號的相位差ϕ(ϕd、ϕs)，對輸出電力進行相位差控制。因應輸出電力的輸出位準，切換第1控制部所致的直流電壓控制和第2控制部所致的相位差控制。
本發明之高頻電源裝置係作為構成第1控制部及第2控制部的要素，具備：一對放大器；合成器，其係合成一對放大器之各放大器輸出而生成高頻脈衝之輸出電力；電力控制部，其係在高頻脈衝輸出之輸出電力的控制中，運算使用於直流電壓控制的直流電壓指令值Vref*、及使用於相位差控制之相位差指令值ϕ*(ϕd*、ϕs*)；直流電壓控制部，其係根據直流電壓指令值Vref*對供給至一對放大器的直流電壓Vdc進行直流電壓控制；及控制訊號生成部，其係生成根據相位差指令值ϕ*(ϕd*、ϕs*)，對一對放大器進行相位差控制的控制訊號。
電力控制部係在輸出電力的輸出位準中， (a)對高輸出位準範圍，運算直流電壓控制的直流電壓指令值Vref*， (b)對低輸出位準範圍，運算相位差控制的相位差指令值ϕ*(ϕd*、ϕs*)，因應輸出電力的輸出位準而切換直流電壓控制和相位差控制而控制輸出電力。
進行直流電壓控制的第1控制部係藉由在電力控制部之內運算直流電壓指令Vref*的直流電壓運算部，和根據直流電壓指令值Vref*進行直流電壓控制的直流電壓控制部而被構成。進行相位差控制的第2控制部係藉由在電力控制部之內運算相位差指令值ϕ*(ϕd*、ϕs*)的相位差運算部，及根據相位差指令值ϕ*(ϕd*、ϕs*)生成具有相位差ϕ(ϕd、ϕs)之控制訊號的控制訊號生成部而被構成。
雖然使用於本發明的控制訊號可以使用單端訊號或差動訊號，但是在高頻區域中以差動訊號為佳。以超過數十Mhz~100Mhz的高頻，驅動放大器之開關元件之情況，需要抑制正確地傳送相位差或負載比資訊的訊號之雜訊。在單端訊號中，難以滿足如此的耐雜訊之要求，對此，因處在一對訊號的相位彼此逆相關係的差動訊號之耐雜訊高，故以控制高頻脈衝輸出的控制訊號為佳。
(1)電力控制部 電力控制部係根據輸出電力指令值而判定輸出電力的輸出位準，因應輸出位準之高低而判定是否適用直流電壓控制或相位差控制中之哪一個控制，藉由輸出位準在高輸出位準範圍，或者在低輸出位準範圍，切換直流電壓控制和相位差控制。
電力控制部係根據輸出電力指令值FWD_ref*和輸出電力反饋值FWD_FB的差量，在輸出位準為高輸出位準範圍之時進行直流電壓控制，在低輸出位準範圍之時，進行相位差控制。
(a)在高輸出位準範圍，藉由直流電壓控制根據輸出電力指令值FWD_ref*和輸出電力反饋值FWD_FB的差量，運算直流電壓指令值Vref*。直流電壓指令值Vref*係施加於大器的直流電壓Vdc的基準電壓，藉由對放大器施加直流電壓Vdc，放大器輸出基於直流電壓指令值Vref*的輸出電力FWD。
(b)在低輸出位準範圍，藉由相位差控制根據輸出電力指令值FWD_ref*和輸出電力反饋值FWD_FB的差量，運算相位差指令值ϕ*(ϕd*、ϕs*)。相位差指令值ϕ* (ϕd*、ϕs*)係作為用以在控制訊號生成部基於相位差指令值ϕ*生成控制訊號的操作量而被使用，藉由基於相位差ϕ(ϕd、ϕs)之控制訊號以驅動訊號驅動放大器，放大器係根據輸出電力指令值FWD_ref*而將輸出電力FWD予以輸出。
(2)直流電壓控制部 直流電壓控制部係在高輸出位準範圍，使根據藉由電力控制部之直流電壓控制而獲得的直流電壓指令值Vref*而供給至放大器的直流電壓Vdc成為可變，依此控制放大器的輸出電力。
直流電壓控制部係根據反饋電壓Vdc_FB和直流電壓指令值Vref*的差量，求出用以控制成施加於放大器的直流電壓Vdc與直流電壓指令值Vref*一致的操作量α，藉由操作量α，控制放大器的AD/DC轉換器而使直流電壓Vdc成為可變的AD/DC轉換器。藉由基於直流電壓指令值Vref*的操作量α，控制該AD/DC轉換器，直流電壓Vdc之輸出電壓被控制。
(3)控制訊號生成部 控制訊號生成部係在低輸出位準範圍根據藉由電力控制部之相位差控制而獲得的相位差指令值ϕ*(ϕd*、ϕs*)，控制輸入至兩個放大器的一對控制訊號的相位差ϕ(ϕd、ϕs)。控制訊號之相位差ϕ(ϕd、ϕs)係對應於藉由電力控制部的相位差控制而獲得的相位差指令值ϕ*(ϕd*、ϕs*)。
另外，使用差動訊號作為控制訊號之情況，由於一個差動訊號係由處在逆相關係的P訊號和N訊號之一對訊號構成，故輸入至各放大器的具有相位差ϕ之一對控制訊號由共計兩對的4個訊號構成。
相位差控制包含電力控制部進行的相位差指令值ϕ*(ϕd*、ϕs*)的運算，和控制訊號生成部進行的基於相位差指令值ϕ*(ϕd*、ϕs*)的相位差ϕ(ϕd、ϕs)之控制訊號的生成。控制訊號生成部係根據以電力控制部運算出的相位差指令值ϕ*(ϕd*、ϕs*)而生成具有相位差ϕ(ϕd、ϕs)的控制訊號。
因此，本發明之相位差控制係由電力控制部所致的相位差指令值ϕ*(ϕd*、ϕs*)的運算，和根據相位差指令值ϕ*(ϕd*、ϕs*)而進行的控制訊號生成部所致的具有相位差ϕ(ϕd、ϕs)之控制訊號的生成構成。
作為被適用於相位差運算部及控制訊號生成部所致的相位差控制的控制態樣，有(a)PWM控制(負載控制)之控制態樣，及(b)相位位移控制(PS控制)。
控制訊號生成部係藉由PWM控制及相位位移控制(PS控制)的相位差控制生成控制訊號的功能，在低輸出位準範圍，根據在電力控制部之相位差運算求出的相位差指令值ϕ*(ϕd*、ϕs*)生成具有相位差ϕ(ϕd、ϕs)的控制訊號。在控制訊號生成部在生成的控制訊號係在驅動器轉換成閘極訊號，對放大器之開關元件進行驅動控制而控制輸出電力。
相位差控制具備複數種類的控制態樣。 (a)相位差控制之第1控制態樣。 相位差控制的第1控制態樣為PWM控制(負載控制)所致的控制態樣。對低輸出位準範圍之內，高輸出位準側的輸出電力，藉由PWM控制，使用控制訊號間相位差指令值ϕd*而藉由PWM控制生成具有控制訊號間相位差ϕd的控制訊號，控制輸出電力。
因對一個放大器使用一對的控制訊號，對一對的放大器生成兩對的控制訊號。在藉由差動訊號構成控制訊號之情況，被輸入至一對放大器的控制訊號的訊號數成為4。
根據控制訊號間相位差指令值ϕd*而決定的控制訊號間相位差ϕd係決定放大器之開關元件的閘極訊號的負載比(Duty)，依此，高頻脈衝輸出係以PWM控制(負載控制)被控制。
(b)相位差控制之第2控制態樣 相位差控制的第2控制態樣為相位位移控制(PS控制)所致的控制態樣。對於低輸出位準範圍之低輸出位準側的輸出電力，使用控制訊號組間相位差指令值ϕs*而藉由相位位移控制生成具有控制訊號組間相位差ϕs的控制訊號而控制輸出電力。
相位位移控制係將輸入至各放大器的一對控制訊號設為組，控制輸入至兩個放大器的控制訊號的組間之控制訊號組間相位差ϕs，藉由該控制訊號組間相位差ϕs控制兩個放大器間之閘極訊號之相位差，控制合成兩個放大器之放大器輸出而生成的高頻脈衝輸出之輸出電力。
(c)相位差控制之第3控制態樣 相位差控制之第3控制態樣係由第1控制態樣的PWM控制(負載控制)和第2控制態樣之相位位移控制(PS控制)構成的控制態樣。
電力控制部係藉由運算求出包含輸入至各放大器之一對控制訊號間相位差指令值ϕd*，和輸入至各放大器之由一對控制訊號構成的控制訊號組間相位差指令值ϕs*的相位差指令值ϕ*。
控制訊號生成部係根據以電力控制部之相位差運算求出的相位差指令值ϕ*(ϕd*、ϕs*)，生成具有相位差ϕ(ϕd、ϕs)的控制訊號，因應輸出位準而區分使用PWM控制和相位位移控制之相位差控制，控制高頻脈衝輸出的輸出電力。
在相位差控制中，規定以PWM控制被控制的脈衝寬規定閘極訊號的脈衝寬。閘極訊號之脈衝寬的最小寬被限制在開關元件之動作特性。因此，藉由PWM控制被縮窄的脈衝寬之最小脈衝寬也被限制，在比最小的脈衝寬更短的脈衝寬中，有在PWM控制產生障礙之虞。
本發明係直至藉由PWM控制被縮窄的脈衝寬之最小脈衝寬，以PWM控制進行閘極訊號之脈衝寬的縮窄，針對較最小脈衝寬更短的脈衝寬，以相位位移控制來進行。依此，直至輸出電力的任意的低位準區域為止進行控制。
(B)高頻電力之輸出控制方法的態樣 本發明之高頻電力之輸出控制方法的態樣係控制一對放大器，使高頻脈衝輸出的輸出電力成為可變的高頻電力之控制方法，因應輸出位準而切換直流電壓控制和相位差控制。
(a)在輸出位準為高輸出位準範圍，藉由控制供給至一對放大器的直流電壓的直流電壓控制來控制輸出電力。 (b)在輸出位準為低輸出位準範圍，藉由控制輸入至一對放大器的複數控制訊號的相位差ϕ(ϕd、ϕs)的相位差控制而控制輸出電力。
(1)直流電壓控制 直流電壓控制係在高輸出位準範圍求出直流電壓指令值Vref*，使根據求出的直流電壓指令值Vref*而供給至放大器的直流電壓Vdc成為可變，依此控制放大器之輸出電力。
(2)相位差控制 相位差控制係被適用於低輸出位準範圍。將低輸出位準範圍區分成高輸出位準側和低輸出位準側，針對高輸出位準側之輸出電力，以使用控制訊號間相位差ϕd的PWM控制(負載控制)進行控制，針對低輸出位準側之輸出電力，以使用控制訊號組間相位差ϕs的相位位移控制(PS控制)進行控制。
相位差控制係具備求出相位差指令值ϕ* (ϕd*、ϕs*)之相位差運算工程，和根據相位差指令值ϕ* (ϕd*、ϕs*)，生成相位差ϕ(ϕd、ϕs)的控制訊號生成工程。
相位差運算工程係相位差運算根據輸出電力指令值和輸出電力反饋值之差量，運算相位差指令值ϕ*(ϕd*、ϕs*)。控制訊號相位差控制係根據以相位差運算獲得的相位差指令值ϕ*(ϕd*、ϕs*)而生成具有相位差ϕ(ϕd、ϕs)的控制訊號。藉由控制訊號驅動放大器，依此控制輸出電力。
相位差控制係被適用於(a)PWM控制(負載控制)所致的第1控制態樣，及(b)相位位移控制(PS控制)所致的第2控制態樣。相位差控制係被適用於低輸出位準範圍，放大器之開關元件係根據控制訊號而生成的閘極訊號而被驅動控制，輸出電力被控制。
(a)相位差控制之第1控制態樣 在第1控制態樣中，相位差ϕ為輸入至放大器的控制訊號的控制訊號間相位差ϕd，相位差控制係藉由控制訊號間相位差ϕd控制脈衝寬，藉由控制放大器之開關元件的閘極訊號的負載比(Duty)的PWM控制，控制高頻脈衝輸出的輸出電力。
(b)相位差控制之第2控制態樣 在第2控制態樣中，相位差ϕ係輸入至放大器控制訊號的控制訊號組間相位差ϕs，相位差控制係相位位移控制(PS控制)所致的控制態樣。
(c)相位差控制之第3控制態樣 相位差控制之第3控制態樣係由第1控制態樣的PWM控制(負載控制)和第2控制態樣之相位位移控制(PS控制)構成的控制態樣。
在該相位差控制中，因應輸出位準而區分使用PWM控制和相位位移控制(PS控制)。在適用相位差控制的低輸出位準範圍，在高輸出位準側，藉由使用控制訊號間相位差ϕd的PWM控制輸出電力，在低輸出位準側藉由使用控制訊號組間相位差ϕs的相位位移控制對輸出電力進行控制。
以相位差運算求出輸入至各放大器的控制訊號間相位差指令值ϕd*，和輸入至各放大器的控制訊號組間相位差指令值ϕs*的相位差指令值ϕ*，使用求出的相位差指令值ϕ*(ϕd*、ϕs*)，藉由相位差控制生成具有相位差ϕ(ϕd、ϕs)的控制訊號。
在相位差控制中，規定以PWM控制被控制的脈衝寬規定閘極訊號的脈衝寬。因閘極訊號之脈衝寬被限制在開關元件之動作特性，故藉由PWM控制被縮窄的脈衝寬之最小脈衝寬也被限制，有在比最小脈衝寬更短的脈衝寬所致的PWM控制產生障礙之虞。
本發明係直至藉由PWM控制被縮窄的脈衝寬之最小脈衝寬，以PWM控制進行閘極訊號之脈衝寬，針對較最小脈衝寬更短的脈衝寬，以相位位移控制(PS控制)來進行。依此，在PWM控制中，即使在難控制的低位準區域也能夠控制，可以直至輸出電力的任意低位準區域進行控制。
(3)電力控制部所致的控制訊號間的相位差控制之型態 電力控制部所致的控制訊號間之相位差控制具備第1型態~第3型態之複數型態。
(a)第1型態 在第1型態中，電力控制部係根據高頻脈衝輸出之輸出電力反饋值FWD_FB，和輸出電力指令值FWD_ref*的比較，進行求出輸入至各放大器之控制訊號的一對控制訊號間之控制訊號間相位差指令值ϕd*的相位差控制。
(b)第2型態 在第2型態中，電力控制部係根據各放大器之放大器輸出的比較，在各放大器中，調整控制訊號之一對訊號間的控制訊號間相位差指令值ϕd*，進行使兩個放大器之放大器輸出均衡化的相位差控制。
(c)第3型態 在第3型態中，電力控制部係在兩個放大器之各放大器中，進行調整將輸入至一方的放大器的一對控制訊號之訊號間的第1控制訊號間相位差ϕda，及輸入至另一方的放大器的一對控制訊號之訊號間的第2控制訊號間相位差ϕdb，設為相同的相位差量的控制訊號間相位差指令值ϕda*及ϕdb*的相位差控制。
(4)電力控制部所致的控制訊號組間的相位差控制之型態 電力控制部係根據高頻脈衝輸出之輸出電力反饋值FWD_FB和輸出電力指令值FWD_ref*的比較，求出兩個訊號組間的相位差指令值ϕs*。相位差控制部係根據控制訊號組間的相位差指令值ϕs*，進行生成具有相位差ϕs的控制訊號的相位位移控制。
(C)共同適用於高頻電源裝置及高頻電力之輸出控制方法的型態 (1)PWM控制的控制態樣 PWM控制包含第1控制態樣~第3控制態樣之複數控制態樣。
(a)第1控制型態 在PWM控制之第1控制態樣中，根據高頻脈衝輸出之輸出電力反饋值FWD_FB，和輸出電力指令值FWD_ref*的比較，進行求出輸入至各放大器之控制訊號的一對訊號間之控制訊號間相位差指令值ϕd*。
(b)第2控制態樣 在PWM控制之第2控制態樣中，根據各放大器之放大器輸出的比較，在各放大器中，調整控制訊號之一對訊號間的控制訊號間相位差指令值ϕd*，使一對放大器之放大器輸出均衡化。
(c)第3控制態樣 在PWM控制之第3控制態樣中，在一對放大器之各放大器中，進行調整將輸入至一方的放大器的一對控制訊號之訊號間的第1控制訊號間相位差ϕda，及輸入至另一方的放大器的一對控制訊號之訊號間的第2控制訊號間相位差ϕdb，設為相同的相位差量的控制訊號間相位差指令值ϕda*及ϕdb*的相位差控制。
(2)相位位移控制(PS控制)之控制態樣 在相位位移控制中，根據高頻脈衝輸出之輸出電力反饋值FWD_FB和輸出電力指令值FWD_ref*的比較，求出兩個控制訊號組間的控制訊號組間相位差指令值ϕs*。
(3)控制訊號之型態 在本發明中，藉由控制訊號使用處在相位彼此逆相的相位關係的差動訊號之型態，在放大器之開關元件之驅動，提高耐雜訊性。在本發明中，雖然以使用差動訊號作為控制訊號為佳，但是並非排除單端訊號的動作者。 [發明之效果]
如上述說明般，若藉由本發明時，在高頻電源裝置及高頻電力之輸出控制方法中，可以減輕起因於在高頻電源裝置之電源內部被消耗的內部損失的電力轉換效率下降之情形。
以下，使用圖1~圖2說明本發明所致的控制之概要。關於本發明所致的電力控制，使用圖3~圖4說明本發明所致的電力控制和輸出電力之關係，使用圖5說明內部損失和輸出電力的關係，使用圖6，說明PWM控制和輸出電力的關係。
關於本發明之態樣，使用圖7之流程圖，說明本發明之高頻電力的輸出控制方法的態樣，使用圖8~圖10，說明本發明之高頻電源裝置之構成例。而且，使用圖11說明電力控制部之主要部分的構成例。圖12~圖14係本發明之高頻電源裝置之控制訊號、閘極訊號等的訊號圖。再者，在本發明之高頻電源裝置中，針對使用複數組圖8所示的構成例，將該些予以並聯連接的構成例，使用圖15予以說明。
1.控制概要 1-1.控制概要 使用圖1、圖2說明本發明之控制概要。圖1為用以說明本發明所致之控制的概要圖，圖2為用以說明本發明所致的直流電壓控制和相位差控制之區分使用的圖，圖2(a)係表示藉由直流電壓控制(CNTL1)控制電力輸出的情況，圖2(b)及圖2(c)係表示相位差控制(CNTL2)控制電力輸出之情況。再者，圖2(b)為藉由PWM控制進行相位差控制(CNTL2)之情況，圖2(c)為藉由相位位移控制進行相位差控制(CNTL2)的情況。
本發明所致的高頻電力之輸出的控制，係因應輸出位準區分使用直流電壓控制(CNTL1)和相位差控制(CNTL2)。在本發明之相位差控制(CNTL2)中，被適用於以合成器5合成兩個放大器2(2A、2B)的放大器輸出，將輸出電力予以輸出的構成。合成兩個放大器2(2A、2B)之放大器輸出而生成輸出電力的構成，係根據輸入至放大器的兩個控制訊號的組間的控制訊號組間相位差ϕs，控制放大器輸出間之放大器輸出間相位差ϕs amp，被適用於控制輸出電力的相位位移控制所致的電力控制的構成。
在本發明中，在以高輸出位準範圍控制輸出電力之情況，藉由直流電壓控制(CNTL1)控制輸出電力，以低輸出位準範圍控制輸出電力之情況，藉由相位差控制(CNTL2)控制輸出電力。
區分高輸出位準範圍和低輸出位準範圍的輸出位準之臨界值，可以考慮直流電壓控制之構成或主電路方式或是電力轉換效率等而任意地設定。
a .直流電壓控制(CNTL1) 在直流電壓控制所致的輸出電力之控制中，在高輸出位準範圍中，將供給至放大器的直流電壓Vdc設為可變。
直流電壓控制係固定相位差指令值ϕ*而設為固定相位差控制之相位差ϕ的狀態，根據直流電壓指令值Vref*而控制供給至一對放大器2(2A、2B)的直流電壓Vdc而控制各輸出電力，控制合成後的輸出電力。另外，直流電壓指令值Vref*圖1中未圖示。
藉由直流電壓控制進行電力控制之情況，將相位差控制之相位差ϕ設為固定狀態，僅藉由直流電壓控制而將輸出電力設為可變。另外，相位差ϕ的固定係固定控制訊號間之控制訊號間相位差ϕd，及控制訊號組間相位差ϕs之雙方的控制訊號之相位差者，依此，停止相位差ϕ之控制所致的輸出電力的可變。
因直流電壓控制所致的輸出電力之控制中，在高頻電源裝置之內部不存在虛擬電阻所致的消耗電力，故在電源內部被消耗的內部損失及電力之低轉換效率的課題被解決，達到高效率化。
再者，雖然為了使直流電壓控制對應於輸出位準範圍之全範圍，需要裝置大型化，但是藉由將適用本發明之直流電壓控制的輸出位準範圍限制在任意的高輸出位準範圍，達到高頻電源裝置之小型化或輕量化。
在圖1中，藉由直流電壓控制，以High表示的高輸出電力被輸出，藉由PWM控制的相位差控制，輸出以Low1表示的低輸出電力被輸出，藉由相位位移控制(PS控制)之相位差控制，輸出以Low2表示的更低的輸出位準之低輸出電力。圖1中之實線的箭號虛線的箭號及一點鏈線之箭號係分別表示直流電壓控制、PWM控制之相位差控制及相位位移控制(PS控制)之相位差控制的控制狀態。
圖2(a)係表示直流電壓控制(CNTL1)所致的電力輸出之控制態樣，在圖中之橫軸之左方係表示控制訊號中之控制態樣，右方係表示在放大器中之控制態樣。再者，圖2之縱軸表示輸出電力，較虛線更上方表示高輸出位準範圍，較虛線更下方係表示低輸出位準範圍。
在輸出電力之輸出位準範圍為高輸出位準範圍中，在放大器之控制態樣中，僅藉由直流電壓控制，將輸出電力設為可變。高輸出位準範圍係藉由直流電壓之最大值Vdc_max和直流電壓之最小值Vdc_min被規定。直流電壓之最大值Vdc_max係藉由生成例如輸出直流電壓的AC/DC轉換器等的直流電壓的裝置所具備的規格而被設定。再者，直流電壓之最小值Vdc_min係藉由生成直流電壓之裝置的控制方式或主電路方式，或電力轉換效率等而任意被決定。
在直流電壓控制中，藉由固定進行相位差控制之PWM控制的控制訊號間相位差ϕd，及進行相位位移控制的控制訊號組間相位差ϕs，不進行相位差控制所致的輸出電力的控制，藉由僅使直流電壓Vdc設為可變，控制輸出電力。除相位差之固定值ϕs=0[deg]之外，控制訊號間相位差ϕd可以任意設定。另外，控制訊號間相位差ϕd，及控制訊號組間相位差ϕs的固定，可以藉由固定控制訊號間相位差指令值ϕd*，及控制訊號組間相位差指令值ϕs*進行。
b.相位差控制(CNTL2) 使用於本發明之相位差控制的控制訊號，雖然可以使用單端訊號或差動訊號，但是被適用於輸出為1kw以上且頻率範圍為27MHz~100MHz之高頻的脈衝輸出的高頻電源裝置及高頻電力的輸出控制中，為了正確地傳送相位差或負載資訊，以耐雜訊性高的差動訊號為佳。在之後的說明中，針對差動訊號所致的控制訊號進行說明。另外，差動訊號為相位處在彼此逆相關係的兩個訊號，可以藉由兩個訊號之差量，轉換成單端訊號。
相位差控制(CNTL2)所致的輸出電力之控制係將進行控制的輸出位準範圍限制於低輸出位準範圍。依此，減少高頻電源裝置之虛擬電阻所致的內部損失，達到高效率化。
在圖1中，在兩個放大器(2A、2B)中，在各一個放大器被輸入一對控制訊號。在放大器2A，被輸入控制訊號Sig1a、Sig2a之一對控制訊號，在放大器2B被輸入控制訊號Sig1b、Sig2b之一對控制訊號。
因各控制訊號Sig1a、Sig2a、Sig1b、Sig2b分別為差動訊號，故當在各一個放大器視為差動訊號之兩個訊號視為一對訊號時，輸入兩對控制訊號。因此，兩對控制訊號所含的訊號數成為4訊號。
在圖1中，將被輸入至一個放大器的兩對控制訊號間的相位差設為控制訊號間相位差ϕd，被輸入至放大器2A的兩對控制訊號(Sig1a、Sig2a)之間的相位差，以控制訊號間相位差ϕda表示，被輸入至放大器2B的兩對控制訊號(Sig1b、Sig2b)間的相位差係以控制訊號間相位差ϕdb表示。
被輸入至放大器2A的兩對控制訊號(Sig1a、Sig2a)，及被輸入至放大器2B的兩對控制訊號(Sig1b、Sig2b)，分別構成控制訊號之組，該控制訊號之組間的相位差係以控制訊號組間相位差ϕs表示。
相位差控制(CNTL2)包含第1相位差控制(CNTL2d)和第2相位差控制(CNTL2s)的兩個控制。第1相位差控制(CNTL2d)係藉由控制訊號間相位差ϕd，調變脈衝寬的PWM控制，根據被PWM控制後的控制訊號，使驅動開關元件的脈衝訊號之負載比(Duty)成為可變。第2相位差控制(CNTL2s)為將一對控制訊號組之組間的控制訊號組間相位差ϕs位移的相位位移控制(PS控制)，藉由控制兩個放大器之輸出電力的重複程度，控制輸出電力。
因PWM控制所致的輸出電力之控制，無高頻電源裝置之虛擬電組所致的內部損失，故達到高效率化。
在圖1中，CNTL2d係表示分別藉由兩對控制訊號之控制訊號間相位差ϕd(ϕda,ϕdb)，調變脈衝寬的PWM控制，CNTL2s係表示將一對控制訊號組之組間的控制訊號組間相位差ϕs位移的相位位移控制(PS控制)。
藉由脈衝寬控制(PWM控制)，被控制成被輸入至放大器2A之兩對控制訊號Sig1a及控制訊號Sig2a間之相位差成為控制訊號間相位差ϕda，被控制成被輸入至放大器2B的兩對控制訊號Sig1b及控制訊號Sig2b之相位差為控制訊號間相位差ϕdb。
在放大器2A，由具有控制訊號間相位差ϕda的兩對差動訊號構成的控制訊號Sig1a及控制訊號Sig2a被輸入，根據該控制訊號間相位差ϕda，控制開關元件之閘極訊號的負載比(Duty)，藉由負載比(Duty)控制高頻脈衝輸出的輸出電力。
同樣，在放大器2B，由具有控制訊號間相位差ϕdb的兩對差動訊號構成的控制訊號Sig1b及控制訊號Sig2b被輸入，根據該控制訊號間相位差ϕdb，控制開關元件之閘極訊號的負載比(Duty)，藉由負載比(Duty)控制高頻脈衝輸出的輸出電力。
在負載比(Duty)控制中，控制訊號間相位差ϕda所致的負載比DutyA，及控制訊號間相位差ϕdb所致的負載比DutyB分別以下述表示。
相位差控制係將低輸出位準範圍分別為高輸出位準和低輸出位準， (i)對高輸出位準適用第1相位差控制的PWM控制的態樣 (ii)可以設為對低輸出位準適用第2相位差控制的相位位移控制(PS控制)的態樣。
(i)適用PWM控制的態樣 圖2(b)係表示在相位差控制(CNTL2)所致的輸出電力的控制中，僅以第1相位差控制之PWM控制所致的電力輸出之控制態樣，在圖中之橫軸中，隔著一點鏈線，左邊表示控制訊號中之控制態樣，右邊表示在放大器中之控制態樣。再者，圖中之縱軸表示輸出電力，以下側之虛線為境界，上方表示高輸出位準側，下方表示低輸出位準側。
在輸出電力之輸出位準為低輸出位準範圍內之高輸出位準側之情況，係在控制訊號之控制態樣，藉由PWM控制(CNTL2d)之相位差控制，使輸出電力成為可變，在放大器之控制態樣中，藉由基於被PWM控制的控制訊號的控制訊號間相位差ϕd(ϕda、ϕdb)的Duty控制使輸出電力成為可變。驅動放大器之閘極訊號的負載比Duty (DutyA、DutyB)係根據控制訊號間相位差ϕd(ϕda、ϕdb)而獲得。
低輸出位準範圍內之高輸出位準側，係藉由負載比成為最大值之最大負載比Duty_max和負載比成為最小值的最小負載比Duty_min而被規定。最大負載比Duty_max係從開關元件之輸出電力和電力轉換效率之平衡被決定為最小所需的停滯時間DT_min，此時所獲得的電力輸出與直流電壓控制時之最小輸出一致。再者，最小負載比Duty_min係依存於放大器所具備的開關元件之響應速度而決定，藉由對應於開關元件之最快的響應速度的脈衝寬而被設定。
在第1相位差控制之PWM控制中，藉由固定用以進行直流電壓控制的直流電壓Vdc，及用以進行相位位移控制的控制訊號組間相位差ϕs，僅使進行PWM控制的控制訊號間相位差ϕd成為可變，控制輸出電力。可以直流電壓Vdc及控制訊號組間相位差ϕs之固定值可以任意設定。另外，固定的控制訊號組間相位差ϕs係以ϕs=0[deg]為基本。因控制訊號組間相位差ϕs=0[deg]係在相位位移控制中獲得最大輸出的相位差，故藉由將控制訊號組間相位差ϕs固定於0[deg]。可以在使控制訊號間相位差ϕd成為可變而進行的PWM控制中，設為輸出電力的控制寬。
(ii)適用相位位移控制(PS控制)的態樣 圖2(c)係表示在相位差控制(CNTL2)所致的輸出電力之控制中，僅第2相位差控制之相位位移控制所致的電力輸出的控制態樣。在圖中之橫軸係隔著一點鏈線，左邊表示在控制訊號中之控制態樣，右邊表示在放大器中之控制態樣。再者，圖中之縱軸表示輸出電力，以下側之虛線為境界，上方表示高輸出位準側，下方表示低輸出位準側。
在PWM控制中，在較以最小負載比Duty_min被控制的值，更減少輸出電力之情況，適用相位位移控制，以取代PWM控制。在該相位位移控制中，在0[deg]~180[deg]之範圍對驅動控制放大器之控制訊號之組間的控制訊號組間相位差ϕs進行可變。在相位位移控制中，控制訊號組間相位差ϕs為0[deg]之輸出電力，PWM控制中，負載比Duty相當於最小負載比Duty_min之輸出電力。再者，在相位位移控制中，控制訊號組間相位差ϕs為180[deg]之輸出電力相當於電力0。
在輸出電力之輸出位準為低輸出位準範圍內之低輸出位準側之情況，在控制訊號的控制態樣中，藉由相位差控制之相位位移控制(CNTL2s)使輸出電力成為可變，在放大器之控制態樣中，藉由基於被相位位移控制的控制訊號之控制訊號組間相位差ϕs的放大器間相位差ϕs amp的閘極訊號，驅動開關元件而使輸出電力成為可變。
進行相位位移控制(CNTL2s)的控制訊號組間相位差ϕs的範圍係0[deg]~180[deg]的範圍。在相位位移控制(CNTL2s)中，控制訊號組間相位差ϕs為0[deg]之時，獲得在相位位移控制之最大輸出電力，於控制訊號組間相位差ϕs為180[deg]之時，獲得在相位位移控制的最小輸出電力。
在此，將控制訊號組間相位差ϕs為0[deg]之時的輸出電力，在PWM控制(CNTL2d)，配合負載比為最小負載比Duty_min之時的輸出電力，藉由消除在PWM控制(CNTL2d)和相位位控制(CNTL2s)之切換時點的輸出電力之偏移，輸出電力之可變成為連續。
在相位差控制中，規定以PWM控制被控制的脈衝寬規定閘極訊號的脈衝寬。因閘極訊號之脈衝寬被限制在開關元件之動作特性，故藉由PWM控制被縮窄的脈衝寬之最小脈衝寬也被限制，有在比最小脈衝寬更短的脈衝寬所致的PWM控制產生障礙之虞。
本發明係以PWM控制將閘極訊號之脈衝寬進行至藉由PWM控制被縮窄的脈衝寬之最小脈衝寬，針對較最小脈衝寬更短的脈衝寬，以相位位移控制(PS控制)來進行，即使在PWM控制中，控制較難的低位準區域中也能控制，能夠進行直至輸出電力之任意低位準區域的控制。
輸出電力之最小輸出為能藉由PWM控制被控制之程度之大小之情況，即使不適用相位位移控制(PS控制)，僅藉由PWM控制，進行相位差控制亦可。
相位位移控制(PS控制)有藉由在電源內部被消耗的內部損失，使得電力轉換效率低之課題，但是在本發明中，藉由將相位位移控制(PS控制)之適用範圍限制於低位準側，即使在高位準側，比起適用相位位移控制(PS控制)之情況，亦可縮小內部損失之損失量。依此，減少在輸出位準之全範圍內的內部損失，達到高效率化。
本發明所致的直流電壓控制及相位差控制，在各輸出位準範圍內，輸出電力連續性可變，從直流電壓控制朝相位差控制，或從相位差控制朝直流電壓控制的控制切換時點，藉由配合兩控制所致的輸出位準，輸出位準之輸出電力在全範圍不會成為不連續而係可以連續性可變。
1-2.電力控制和輸出電力的關係 本發明係在高輸出電壓範圍及低輸出電壓範圍之各輸出電壓範圍，可以任意地設定輸出電力之變化特性。圖3、4係表示變化特性例。在此，表示高輸出電壓High、低輸出電壓Low1、Low2、零輸出電壓之4個輸出電壓範圍的例。
(a)一定輸出電力之態樣 圖3係在各輸出電壓範圍內藉由一定的輸出電壓使輸出電壓成為一定的態樣例。在高輸出電壓範圍中，輸出High之一定輸出電力之情況，固定控制訊號間相位差ϕda、ϕdb、控制訊號組間相位差ϕs，藉由將直流電壓Vdc設為可變的直流電壓控制，控制輸出電力。此時，藉由將直流電壓Vdc設為一定電壓，使輸出電力成為一定。
於輸出Low1之一定輸出電力之情況，固定直流電壓Vdc及控制訊號組間相位差ϕs，藉由將控制訊號間相位差ϕda、ϕdb設為可變的相位位移控制，控制輸出電力。此時，藉由將控制訊號間相位差ϕda、ϕdb設為一定相位差，使輸出電力成為一定。
於輸出Low2之一定輸出電力之情況，固定直流電壓Vdc及控制訊號間相位差ϕda、ϕdb，藉由將控制訊號組間相位差ϕs設為可變的相位位移控制，控制輸出電力。此時，藉由將控制訊號組間相位差ϕs設為一定相位差，使輸出電力成為一定。
在零輸出電壓之情況，藉由直流電壓控制、或相位差控制，輸出電壓設定為零輸出電壓，不進行輸出電壓之可變控制。 若藉由該一定輸出電力之態樣時，在各輸出電壓範圍間，輸出電力成為階段狀之電力變化。
(b)線形性可變的態樣 圖4(a)係在各輸出電壓範圍內使輸出電力線形性可變的態樣例。 在高輸出電壓範圍中，以High之位準使輸出電力線形性可變之情況，固定控制訊號間相位差ϕda、ϕdb、控制訊號組間相位差ϕs，藉由將直流電壓Vdc設為可變的直流電壓控制，控制輸出電力。此時，以輸出電力成為線形性可變之方式，直流電壓Vdc係對輸出電力的線性變化，使根函數性(平方根函數)成為可變。
以Low1之位準使輸出電力成為線形性可變之情況，固定直流電壓Vdc及控制訊號組間相位差ϕs，藉由將控制訊號間相位差ϕda、ϕdb設為可變的PWM控制，控制輸出電力。此時，因控制訊號間相位差ϕda、ϕdb之變化和輸出電力之變化之間，不一定成為線形性關係，故以輸出電力成為線形性可變之方式，調整控制訊號間相位差ϕda、ϕdb的變化。
以Low2之位準使輸出電力成為線形性可變之情況，固定直流電壓Vdc及控制訊號間相位差ϕda、ϕdb，藉由將控制訊號組間相位差ϕs設為可變的相位位移控制，控制輸出電力。此時，因控制訊號組間相位差ϕs之變化和輸出電力之變化之間，不一定成為線形性關係，故以輸出電力成為線形性可變之方式，調整控制訊號組間相位差ϕs的變化。
在零輸出電壓之情況，藉由直流電壓控制、或相位差控制，輸出電壓設定為零輸出電壓，不進行輸出電壓之可變控制。
(c)指數函數性可變的態樣 圖4(b)係在各輸出電壓範圍內使輸出電力指數函數性可變的態樣例。在高輸出電壓範圍中，以High之位準使輸出電力指數函數性可變之情況，固定控制訊號間相位差ϕda、ϕdb、控制訊號組間相位差ϕs，藉由將直流電壓Vdc設為可變的直流電壓控制，控制輸出電力。此時，直流電壓Vdc係以輸出電力成為指數函數性可變之方式設為可變。
以Low1之位準使輸出電力成為指數函數性可變之情況，固定直流電壓Vdc及控制訊號組間相位差ϕs，藉由將控制訊號間相位差ϕda、ϕdb設為可變的PWM控制，控制輸出電力。此時，因控制訊號間相位差ϕda、ϕdb之變化和輸出電力之變化之間，不一定成為線形性關係，故以輸出電力成為指數函數性可變之方式，調整控制訊號間相位差ϕda、ϕdb的變化。
以Low2之位準使輸出電力成為指數函數性可變之情況，固定直流電壓Vdc及控制訊號間相位差ϕda、ϕdb，藉由將控制訊號組間相位差ϕs設為可變的相位位移控制，控制輸出電力。此時，因控制訊號組間相位差ϕs之變化和輸出電力之變化之間，不一定成為線形性關係，故以輸出電力成為指數函數性可變之方式，調整控制訊號組間相位差ϕs的變化。 在零輸出電壓之情況，藉由直流電壓控制、或相位差控制，輸出電壓設定為零輸出電壓，不進行輸出電壓之可變控制。
1-3.內部損失和輸出電力的關係 圖5係表示D級、F級、EF級之開關模式方式所致的推挽式放大器之PWM控制時之輸出電壓波形。輸出電壓波形Vdd表示汲極-汲極間電壓。
輸出電壓波形Vdd為方形波狀波形，振幅為汲極-源極間電壓Vds。在開關模式的高頻電源中，基本波以外的諧波成分係藉由輸出濾波器被除去，僅基本波被輸出。於是，將輸出電壓波形Vdd，作為僅基本波成分之正弦波電壓Vac進行等效計算時，則以下式(3)表示。在此，負載比Duty係以半週期之180[deg]被正規化。 Vac:正弦波電壓 Vds:汲極-源極間電壓 Duty:負載比 ωs:基板波之角頻率
圖6為根據式(3)求出在高頻電源中進行將負載比Duty設為可變的PWM控制之情況的輸出電力P out的圖。在圖6中，橫軸表示負載比Duty[%]，縱軸表示P out之電力。另外，在開關模式之情況，藉由在閘極訊號電壓Vgs設置停滯時間DT，達到高效率化。
因在式(3)所示的Vac在sin函數內存在負載比Duty之項，成為描繪S字狀的曲線。在S字狀之曲線中，表示在負載比Duty為20%~80%的範圍略直線狀之線形特性，對此，負載比Duty為80%以上之範圍，及負載比Duty為20%以下之範圍，傾斜變緩和，明顯出現非線形狀的特性。從如此的正弦波電壓Vac之輸出特性，在高頻電源的PWM控制中，負載比Duty為20%~80%之範圍以外，Duty對輸出電力增益極端地變低，成為難以藉由負載比Duty調整輸出電力增益，控制性變差。
為了從上述輸出電力的特性，避開控制性變低的負載比Duty之範圍，將PWM控制中的定額Duty選定在80%之附近。當80%附近的負載比Duty換算成控制訊號間相位差ϕda、ϕdb時，相當於140[deg]~160[deg]。
另一方面，在將成為最小脈衝寬的最小負載比Duty_min選擇在20%之情況，輸出電力相對於定額輸出成為1/10程度。將負載比Duty之範圍如此地選定在20%~80%之範圍，將以該負載比Duty之範圍設定的區域設為PWM控制區域時，在最小負載比Duty_min中輸出電力被減少成定額輸出的10%。另外，在圖6中，將PWM控制區域中之輸出電力的範圍以P_high和P_low表示。
在較以最小負載比Duty_min被控制的值，更減少輸出電力之情況，適用相位位移控制，以取代PWM控制。在該相位位移控制中，在0[deg]~180[deg]之範圍對放大器間之相位差的控制訊號組間相位差ϕs進行可變。在相位位移控制中，控制訊號組間相位差ϕs為0[deg]之輸出電力，PWM控制中，負載比Duty相當於最小負載比Duty_min之輸出電力。再者，在相位位移控制中，控制訊號組間相位差ϕs為180[deg]之輸出電力相當於電力0。
相位位移控制之最大內部損失雖然在控制訊號組間相位差ϕs為180[deg]之時，但是本發明中，此時的內部損失係負載比Duty與最小負載比Duty_min之時的輸出電力一致。藉由相位位移控制，在全控制範圍控制輸出電力之情況，雖然在將輸出電力降低到0之情況(ϕs=180[deg])，與High側的定額電力同等的電力由於內部之虛擬電阻被消耗，但是若藉由本發明時，因控制訊號組間相位差ϕs為180[deg]，相當於負載比Duty為最小負載比Duty_min之輸出電力，故內部損失較低至約1/10程度。
因此，因內部損失僅相當於定額電力之10%，故比起僅相位位移控制所致的輸出電力控制，內部損失約90%被改善。
2.高頻電力的輸出控制方法 使用圖7之流程圖說明本發明之高頻電力之輸出控制方法。在以下的流程圖中，使用S的符號表示各工程的流程。
本發明所致的高頻電力之輸出控制的概略係因應輸出電力位準區分使用直流電壓控制和相位差控制，依此，減少高頻電源之虛擬電阻所致的內部損失。
圖7(a)為用以說明輸出控制之概略的流程圖。在輸出電力有變更之情況(S1)，判定輸出電力之位準處在事先被設定的High位準範圍(高輸出位準範圍)，或處在Low位準範圍(低輸出位準範圍)(S2)。在輸出電力位準為High位準範圍內之時，進行直流電壓控制(S3)，在輸出電力位準為Low位準範圍內之時，進行相位差控制(S4)。
圖7(b)為表示相位差控制之詳細流程的流程圖，以虛線的框表示圖7(a)所示的流程圖之S4的工程。當輸出電力位準被判定為在Low位準範圍內時(S2)，比較驅動放大器的開關元件的驅動訊號之負載比Duty和事先被設定的最小負載比Duty_min(S4a)。
在S4a之比較工程中，在負載比Duty大於最小負載比Duty_min之情況，藉由相位差控制之相位差運算，求出控制訊號間相位差指令值ϕda*、ϕdb*，根據求出的控制訊號間相位差指令值ϕda*、ϕdb*生成具有控制訊號間相位差ϕda、ϕdb的控制訊號(S4b1)。根據所生成的控制訊號間相位差ϕda、ϕdb，求出驅動訊號之負載比DutyA、DutyB，藉由求出的DutyA、DutyB對放大器之開關元件進行PWM控制(S4b2)。
另一方面，在S4a之比較工程中，在負載比Duty小於最小負載比Duty_min之情況，藉由相位差控制之相位差運算，求出作為控制訊號之組間的相位差的控制訊號組間指令值相位差ϕs*。根據求出的控制訊號組間相位差指令值ϕs*而生成具有控制訊號組間相位差ϕs控制訊號(S4c1)，對放大器之開關元件進行相位位移控制(S4c2)。
另外，在S4a之工程中，負載比Duty和最小負載比Duty_min一致之情況，可以任意地決定設定進行S4b之控制訊號間相位差所致的PWM控制，或者S4c之控制訊號組間相位差所致的相位位移控制。
在圖7(b)所示的流程圖中，雖然設為在相位差控制中選擇PWM控制和相位位移控制中之任一方的構成，但是如在圖7(c)之流程圖所示般，也可以設為同時實行PWM控制和相位位移控制的態樣。
在相位差控制(S4)中，以運算求出控制訊號間相位差指令值ϕda*、ϕdb*及控制訊號組間相位差指令值ϕs*，根據求出的相位差所致的各指令值ϕda*、ϕdb*及ϕs*，生成具有各相位差ϕda、ϕdb及ϕs的控制訊號，與PWM控制(S4b)一起進行相位位移控制(PS控制)(S4c)。
在相位差控制(S4)中，同時進行PWM控制(S4b)和相位位移控制(S4c)之情況，與個別地進行兩控制之情況相比，內部損失增加。例如，負載比Duty為50%，控制訊號組間相位差ϕs為90[deg]之情況，定額輸出之25%成為內部損失。但是，因該內部損失比起僅相位位移控制所致的輸出電力控制，損失減少至1/4，故相對於以往方式具有優勢。
3:高頻電源裝置 使用圖8~圖10說明本發明之高頻電源裝置的構成例。 3-1.構成例1 根據圖8說明構成例1。高頻電源裝置1具備一對放大器2A、2B、合成放大器2A、2B之放大器輸出而生成高頻脈衝輸出的合成器5。
放大器2A、2B係D級、F級或EF級之開關模式方式所致的電力放大器，具備AD/DC轉換器，作為對電力放大器供給直流電壓Vdc的直流電源的構成要素。在圖8中，以兩個LDMOS或單封裝被構成的開關元件，和輸出電晶體和低通濾波器被串聯連接的構作為一例表示。在輸出變壓器之中點，從AC/DC轉換器6之直流電源被施加直流電壓Vdc。
在放大器2A、2B分別具備的兩個開關元件之閘極端子，從驅動電路3A、3B被輸入作為驅動訊號的閘極訊號Gsig1a、Gsig2a及閘極訊號Gsig1b、Gsig2b，各開關元件以該些閘極訊號被驅動。
放大器2A、2B之放大器輸出係經由循環器/隔離器4A、4B而被輸入至合成器5。合成器5係合成2A、2B之放大器輸出，作為高頻脈衝輸出而輸出。在循環器/隔離器4A、4B連接虛擬電阻。放大器輸出之中不被供給在合成器5合成的輸出係在虛擬電阻中被消耗，成為內部損失。
高頻電源裝置1具備以控制放大器2A、2B之輸出電力的構成而進行直流電壓控制的構成，及進行相位差控制的構成，直流電壓控制係藉由電力控制部10及直流電壓控制部11而構成，相位差控制係藉由電力控制部10及控制訊號生成部12而構成。
(電力控制部) 電力控制部10係運算用以控制輸出電力的指令值，控制訊號生成部12係根據以電力控制部10之運算求出的相位差控制指令值，生成用以相位控制差控制的控制訊號。
電力控制部10係因應高頻電源裝置1輸出的高頻脈衝輸出之輸出位準，切換直流電壓控制和相位差控制，在輸出位準為高輸出位準範圍下，藉由直流電壓控制，運算直流電壓指令值Vref*，在輸出位準為低輸出位準範圍下，藉由相位差控制，運算相位差指令值ϕ*(ϕd*、ϕs*)，將直流電壓指令值Vref*發送至直流電壓控制部11，將相位差指令值ϕ*(ϕd*、ϕs*)發送至控制訊號生成部12。
直流電壓指令值Vref*及相位差指令值ϕ* (ϕd*、ϕs*)係根據輸出電力指令值FWD_ref*和輸出電力反饋值FWD_FB的差量，進行運算而獲得。
電力控制部10具備運算用以藉由直流電壓控制來控制輸出電力的直流電壓指令值Vref*的直流電壓運算部10a，及運算用以藉由相位差控制來控制輸出電力的相位差指令值ϕ*(ϕd*、ϕs*)的相位差運算部10b。
(直流電壓運算部) 直流電壓運算部10a係根據輸出電力指令值FWD_ref*和輸出電力反饋值FWD_FB之差量，而運算用以使輸出電力與輸出電力指令值FWD_ref*一致的直流電壓指令值Vref*。
直流電壓指令值Vref*的運算可以藉由使輸出電力指令值FWD_ref*和輸出電力反饋值FWD_FB之差量成為零的反饋控制來進行。例如，差量(FWD_ref*)-(FWD_FB)為正的值之時，由於輸出電力反饋值FWD_FB小於輸出電力指令值FWD_ref*，故藉由使輸出電力指令值的Vref*增加，使輸出電力反饋值FWD_FB接近於輸出電力指令值FWD_ref*。相反地，差量(FWD_ref*)-(FWD_FB)為負的值之時，由於輸出電力反饋值FWD_FB大於輸出電力指令值FWD_ref*，故藉由使輸出電力指令值的Vref*減少，使輸出電力反饋值FWD_FB接近於輸出電力指令值FWD_ref*。
直流電壓指令值Vref*係在直流電壓控制部11中，被使用於控制供給於一對放大器2A、2B之直流電壓Vdc的操作量α的算出。
(相位差運算部10b) 相位差運算部10b係根據輸出電力指令值FWD_ref*和輸出電力反饋值FWD_FB之差量，運算用以對輸出電力進行相位差控制的相位差指令值ϕ*。相位差指令值ϕ*包含PWM控制用的控制訊號間相位差指令值ϕda*、ϕdb*及相位差控制(PS控制)用的控制訊號組間相位差指令值ϕs*，控制訊號生成部12係根據相位差指令值ϕ*(ϕda*、ϕdb*、ϕs*)生成具備相位差ϕ(ϕda、ϕdb、ϕs)的控制訊號。
(直流電壓控制部及控制訊號生成部) 高頻電源裝置1具備控制輸出電力的直流電壓控制部11，和根據電力控制部10針對輸入至一對放大器2A、2B的控制訊號之相位差ϕ(ϕd、ϕs)而運算的相位差指令值ϕ*(ϕd*、ϕs*)，生成差動訊號，控制輸出電力的控制訊號生成部12。
用於直流電壓控制的直流電壓指令值Vref*、用於相位差控制的控制訊號間相位差ϕda、ϕdb及控制訊號組間相位差ϕs係藉由電力控制部10之運算而獲得。
(直流電壓控制部) 作為進行直流電壓控制的構成，具備直流電壓控制部11。直流電壓控制部11係根據直流電壓指令值Vref*而生成操作量α。構成直流電源的AC/DC轉換器6係根據操作量α被控制，將因應直流電壓指令值Vref*的直流電壓Vdc之輸出電壓供給至放大器2A、2B。
直流電壓控制部11係比較從放大器2A、2B被回饋的反饋電壓Vdc_FB和直流電壓指令值Vref*，以直流電壓Vdc與直流電壓指令值Vref*一致之方式，進行反饋控制。
(控制訊號生成部) 作為進行相位差控制的構成，具備控制訊號生成部12。控制訊號生成部12具備擔任PWM控制之相位差控制機能部12Aa、12Ab及擔任相位位移控制的相位差控制機能部12B。
PWM控制之相位差控制機能部12Aa、12Ab之控制訊號間相位差ϕda、ϕdb，及相位位移控制之相位差控制機能部12B之控制訊號組間相位差ϕs，係根據藉由電力控制部10之運算處理而獲得的相位指令值而被生成。
(PWM控制) 擔任PWM控制的相位差控制機能部12Aa、12Ab係分別生成用以控制放大器2A之控制訊號Sig1a、Sig2a，及用以控制放大器2B之控制訊號Sig1b、Sig2b。在藉由使控制訊號Sig1a、Sig2a、Sig1b、Sig2b相位彼此處在逆相關係的差動訊號而構成之情況，在各放大器被輸入包含一對差動訊號的二對控制訊號。依此，被輸入至放大器2A的控制訊號Sig1a、Sig2a構成由包含一對差動訊號的二對控制訊號構成的成組訊號Siga，即使在被輸入至放大器2B的控制訊號Sig1b、Sig2b也相同，構成由包含一對差動訊號的二對控制訊號構成的成組訊號Sigb。因此，成組訊號Siga及成組訊號Sigb所含的訊號數為4訊號。
在構成被輸入至放大器2A的成組訊號Siga之控制訊號Sig1a、Sig2a中，控制訊號Sig1a和控制訊號Sig2a之間的控制訊號間相位差ϕda係根據控制訊號間相位差指令值ϕda*而被生成，根據該控制訊號間相位差ϕda，驅動電路3A輸出的閘極訊號Gsig1a、Gsig2a之脈衝寬度被PWM控制。
同樣，在構成被輸入至放大器2B的成組訊號Sigb之控制訊號Sig1b、Sig2b中，控制訊號Sig1b和控制訊號Sig2b之間的控制訊號間相位差ϕdb係根據控制訊號間相位差指令值ϕdb*而被生成，根據該控制訊號間相位差ϕdb，驅動電路3B輸出的閘極訊號Gsig1a、Gsig2a之脈衝寬度被PWM控制。
藉由PWM控制，驅動電路3A輸出對應於控制訊號間相位差ϕda之放大器輸出，驅動電路3B輸出對應於控制訊號間相位差ϕdb的放大器輸出。從放大器2A、2B輸出對應於相同的控制訊號間相位差ϕd的放大器輸出之情況，將控制訊號間相位差ϕda和控制訊號間相位差ϕdb設為相同的相位差而進行PWM控制。
控制訊號間相位差指令值ϕd*的運算可以藉由使輸出電力指令值FWD_ref*和輸出電力反饋值FWD_FB之差量成為零的反饋控制來進行。 例如，在差量(FWD_ref*)-(FWD_FB)為正之值之時，由於輸出電力反饋值FWD_FB小於輸出電力指令值FWD_ref*，故藉由使控制訊號間相位差指令值ϕd*增加，加寬脈衝寬而使負載比Duty接近於最大負載比Duty_max，使輸出電力反饋值FWD_FB接近於輸出電力指令值FWD_ref*。
相反地，在差量(FWD_ref*)-(FWD_FB)為負之值之時，由於輸出電力反饋值FWD_FB大於輸出電力指令值FWD_ref*，故藉由使控制訊號間相位差指令值ϕd*減少，使縮窄脈衝寬而使負載比Duty接近於最小負載比Duty_min，使輸出電力反饋值FWD_FB接近於輸出電力指令值FWD_ref*。
(相位位移控制) 擔任相位位移控制的相位差控制機能部12B係對用以分別控制放大器2A、2B之控制訊號Sig1a、Sig2a的成組訊號Siga和控制訊號Sig1b、Sig2b之成組訊號Sigb的成組訊號間，賦予控制訊號組間相位差ϕs。
控制訊號組間相位差ϕs係對驅動電路3A輸出的閘極訊號Gsig1a、Gsig2a之訊號組，和驅動電路3B輸出的閘極訊號Gsig1b、Gsig2b之組訊號的訊號組間賦予相位差ϕs，被使用於同時輸出驅動電路3A之放大器輸出和驅動電路3B之放大器輸出的相位重疊的相位位移控制。驅動電路3A之放大器輸出和驅動電路3B之放大器輸出之間的放大器輸出間相位差ϕs amp係根據控制訊號組間相位差指令值ϕs*而被生成的控制訊號之控制訊號組間相位差ϕs而被相位位移控制。
控制訊號組間相位差指令值ϕs*的運算可以藉由使輸出電力指令值FWD_ref*和輸出電力反饋值FWD_FB之差量成為零的反饋控制來進行。 例如，差量(FWD_ref*)-(FWD_FB)為正的值之時，由於輸出電力反饋值FWD_FB小於輸出電力指令值FWD_ref*，故藉由使控制訊號組間相位差指令值ϕs*接近於0[deg]，使輸出電力反饋值FWD_FB接近於輸出電力指令值FWD_ref*。
相反地，差量(FWD_ref*)-(FWD_FB)為負的值之時，由於輸出電力反饋值FWD_FB大於輸出電力指令值FWD_ref*，故藉由使控制訊號組間相位差指令值ϕs*接近於180[deg]，使輸出電力反饋值FWD_FB接近於輸出電力指令值FWD_ref*。
PWM控制之相位差控制機能部12Aa、12Ab及相位位移控制之相位差控制機能部12B，係根據以電力控制部10之運算處理獲得的控制訊號間相位差指令值ϕda*、ϕdb*及控制訊號組間相位差指令值ϕs*，生成以時脈訊號(CLK訊號)為基準的差動訊號之控制訊號Sig1a、Sig2a及控制訊號Sig1b、Sig2b。
PWM控制之相位差控制機能部12Aa、12Ab，及相位位移控制之相位差控制機能部12B，可以藉由將DDS(直接數位合成)的頻率/相位設為可變的訊號振盪器，或FPGA(現場可程式化邏輯閘陣列)之積體電路等而構成各機能部分。
另外，在圖8中，以圓圈數字1表示直流電壓指令值Vref*，以圓圈數字2表示控制訊號間相位差指令值ϕd*(ϕda*、ϕdb*)，以圓圈數字3表示控制訊號組間相位差指令值ϕs*。
3-2.構成例2 根據圖9說明構成例2。構成例2係判定以控制訊號生成部12生成的控制訊號間相位差ϕd是否與以電力控制部10之運算所獲得的控制訊號間相位差指令值ϕd*一致，在不一致之情況，調整成以控制訊號生成部12生成的控制訊號間相位差ϕd與控制訊號間相位差指令值ϕd*一致。
在控制訊號間相位差ϕd之調整中，個別地進行控制訊號Sig1a、Sig2a之訊號間之控制訊號間相位差ϕda的調整，和控制訊號Sig1b、Sig2b之訊號間的控制訊號間相位差ϕdb的調整。
在圖9中，帶圓圈的符號a1、a2係表示將從控制訊號生成部12被輸出的控制訊號Sig1a、Sig2a反饋至電力控制部10，求出控制訊號Sig1a和控制訊號Sig2a之間的控制訊號間相位差ϕda的路徑，帶圓圈的符號b1、b2係表示將從控制訊號生成部12被輸出的控制訊號Sig1b、Sig2b反饋至電力控制部10，求出控制訊號Sig1b和控制訊號Sig2b之間的控制訊號間相位差ϕdb的路徑。
相位差運算部10b係比較以運算所獲得的控制訊號間相位差指令值ϕda*和藉由反饋所獲得的控制訊號間相位差ϕda，以控制訊號間相位差ϕda與控制訊號間相位差指令值ϕda*一致之方式，調整對控制訊號生成部12下指令的指令值。同樣，比較以運算所獲得的控制訊號間相位差指令值ϕdb*和藉由反饋所獲得的控制訊號間相位差ϕdb，以控制訊號間相位差ϕdb與控制訊號間相位差指令值ϕdb*一致之方式，調整對控制訊號生成部12下指令的指令值。控制訊號生成部12係根據被調整後的指令值而調整控制訊號間相位差ϕda、ϕdb。
3-3.構成例3 根據圖10說明構成例3。構成例3係判定以放大器2A、2B生成的放大器輸出間是否產生差異，在不一致之情況，調整在控制訊號生成部12生成的控制訊號組間相位差ϕs。在圖10中，帶圓圈的符號c、符號d係表示將放大器2A、放大器2B之放大器輸出反饋於電力控制部10而求出控制訊號組間相位差ϕs的路徑。
相位差運算部10b係比較以運算所獲得的控制訊號組間相位差指令值ϕs*和藉由反饋所獲得的控制訊號組間相位差ϕs，以控制訊號組間相位差ϕs與控制訊號組間相位差ϕs*一致之方式，調整對控制訊號生成部12下指令的指令值。控制訊號生成部12係根據被調整後的指令值而調整控制訊號組間相位差ϕs。
3-4.電力控制部之重要部位的構成例 圖11為表示電力控制部之重要部位的構成例。在此，輸出電力反饋值FWD_FB係表示High輸出和Low輸出之2階段的輸出位準的例。
輸出電力反饋值FWD_FB為High輸出之輸出位準之情況，藉由High_hold訊號取樣(保持)High輸出，求出取樣後的High輸出和High側的輸出電力指令值FWD_ref*(H)的差量，以電力控制器10a1對該差量進行電力放大而運算直流電壓指令值Vref*。直流電壓指令值Vref*係藉由電力控制器10a1被轉換成操作量α，控制直流電源6之AC/DC轉換器。直流電源6係將交流電源之交流交流/直流轉換成直流而輸出直流電壓Vdc。
在輸出電力反饋值FWD_FB為Low輸出之輸出位準之情況，藉由Low_hold訊號，取樣(保持)Low輸出，求出取樣後的Low輸出和Low側的輸出電力指令值FWD_ref*(L)的差量，將該差量以電力控制器10b1進行電力放大之後，運算控制訊號間相位差指令值ϕd*及控制訊號組間相位差指令值ϕs*之各相位差資料。
3-5.概略訊號例 3-5a.高輸出位準(直流電壓控制)之訊號例 圖12係表示本發明之高頻電源裝置之各部之訊號的概略，在高輸出位準範圍中，進行直流電壓控制之時的概略訊號例。
在進行直流電壓控制之情況，固定控制訊號間相位差指令值ϕd*及控制訊號組間相位差指令值ϕs*，藉由直流電壓Vdc所致的直流電壓控制，進行輸出電力的可變控制。
圖12(a)、(b)係表示在放大器(AMP_UNITA)側的控制訊號Sig1a、Sig2a，圖12(c)、(d)係表示在放大器(AMP_UNITB)側的控制訊號Sig1b、Sig2b。各訊號係表示處在以P、N之符號表示的相位彼此逆相之關係的差動訊號之例。在圖12(a)、(b)、(c)、(d)中以實線表示訊號P，以虛線表示訊號N。
圖12(e)係表示控制訊號Sig1a和控制訊號Sig2a之成組訊號，和控制訊號Sig1b和控制訊號Sig2b之成組訊號的控制訊號組間相位差指令值ϕs*，表示控制訊號組間相位差指令值ϕs*為固定狀態之情形。雖然控制訊號組間相位差指令值ϕs*可以設為例如0[deg]之固定值，但是即使設為0[deg]以外的相位差亦可。
圖12(f)係表示控制訊號Sig1a和控制訊號Sig2a之控制訊號間相位差指令值ϕda*，及控制訊號Sig1b和控制訊號Sig2b之控制訊號間相位差ϕdb*為固定狀態之情形。由於控制訊號間相位差指令值ϕda*、ϕdb*被固定，故即使針對驅動放大器的閘極訊號之負載比Duty也被固定(圖12(g))。
當控制訊號間相位差指令值ϕda*、ϕdb*之固定值考慮高效率化時，140[deg]-160[deg]為推薦值，將基於該控制訊號間相位差ϕd的負載比Duty設定為定額Duty。
圖12(h)、(i)係放大器(AMP_UNITA)側的閘極訊號電壓Vgs1a、Vgs2a，圖12(j)、(k)係放大器(AMP_UNITB)側的閘極訊號電壓Vgs1b、Vgs2b，各者的脈衝寬度係由圖12(g)之負載比DutyA、DutyB決定。另外，DTA係被設置在閘極訊號電壓Vgs1a和閘極訊號電壓Vgs2a之間的停滯時間，DTB係被設置在閘極訊號電壓Vgs1b和閘極訊號電壓Vgs2b之間的停滯時間。圖12(1)為以直流電壓控制所致的操作量α而決定的直流電壓Vdc。
閘極訊號電壓Vgs1a和閘極訊號電壓Vgs1b之相位差係放大器2A和放大器2B之放大器輸出間相位差ϕs amp，對應於控制訊號組間相位差ϕs。控制訊號組間相位差指令值ϕs*被固定在0[deg]之固定值之情況，放大器輸出間相位差ϕs amp成為0[deg]。
3-5b.低輸出位準(PWM控制)之訊號例 圖13係表示本發明之高頻電源裝置之各部之訊號的概略，在低輸出位準範圍中，進行PWM控制所致的相位差控制之時的概略訊號例。
在進行PWM控制之情況，固定直流電壓指令值Vdc*及控制訊號組間相位差指令值ϕs*，藉由將控制訊號間相位差ϕd設為可變的相位位移控制，進行輸出電力的可變控制。
圖13(a)、(b)係表示在放大器(AMP_UNITA)側的控制訊號Sig1a、Sig2a，圖13(c)、(d)係表示在放大器(AMP_UNITB)側的控制訊號Sig1b、Sig2b。各訊號係表示處在以P、N之符號表示的相位彼此逆相之關係的差動訊號之例。在圖13(a)、(b)、(c)、(d)中，以實線表示訊號P，以虛線表示訊號N。
圖13(e)係表示控制訊號Sig1a和控制訊號Sig2a之成組訊號，和控制訊號Sig1b和控制訊號Sig2b之成組訊號的控制訊號組間相位差指令值ϕs*，表示控制訊號組間相位差指令值ϕs*為固定狀態之情形。
圖13(f)係表示控制訊號Sig1a和控制訊號Sig2a之控制訊號間相位差ϕda，及控制訊號Sig1b和控制訊號Sig2b之控制訊號間相位差指令值ϕdb*為可變狀態之情形。藉由將控制訊號間相位差指令值ϕda*、ϕdb*設為可變，驅動放大器的閘極訊號之負載比Duty成為可變(圖13(g))。
圖13(h)、(i)為放大器(AMP_UNITA)側的閘極訊號電壓Vgs1a、Vgs2a，圖13(j)、(k)為放大器(AMP_UNITB)側的閘極訊號電壓Vgs1b、Vgs2b，各者的脈衝寬藉由圖13(g)之負載比DutyA、DutyB成為可變。另外，DTA係被設置在閘極訊號電壓Vgs1a和閘極訊號電壓Vgs2a之間的停滯時間，DTB係被設置在閘極訊號電壓Vgs1b和閘極訊號電壓Vgs2b之間的停滯時間，隨著負載比DutyA及DutyB之變化而變化。負載比DutyA及DutyB係以較高輸出位準時設定的定額Duty更降低輸出電力之方式設為可變。
圖13(1)係以直流電壓控制所致的操作量α決定的直流電壓Vdc，因不進行直流電壓控制，故被固定。
閘極訊號電壓Vgs1a和閘極訊號電壓Vgs1b之相位差為放大器2A和放大器2B之放大器輸出間相位差ϕs amp，對應於控制訊號組間相位差ϕs。在控制訊號組間相位差指令值ϕs*被固定於0[deg]之固定值之情況，放大器輸出間相位差ϕs amp成為0[deg]。
PWM控制係從在高輸出位準時設定的定額Duty在最小負載比Duty_min之範圍使控制訊號間相位差ϕd可變，超過最小負載比Duty_min而進一步使輸出電力降低至低輸出側之情況，適用相位位移控制。
3-5c.低輸出位準(相位位移控制)的訊號例 圖14係表示本發明之高頻電源裝置之各部的訊號之概略，在低輸出位準範圍，進行相位位移控制所致的相位差控制之時的概略訊號例。
相位位移控制係適用於即使藉由PWM控制將脈衝寬縮窄至最小負載比Duty_min，輸出電壓也不能下降的情況。在進行相位位移控制之情況，固定直流電壓指令值Vdc*及控制訊號間相位差指令值ϕd*，藉由將控制訊號組間相位差ϕs設為可變的相位位移控制，進行輸出電力之可變控制。藉由將控制訊號組間相位差ϕs在0[deg]≦ϕs≦180[deg]之範圍設為可變，可以使輸出電力下降至零。
圖14(a)、(b)係表示在放大器(AMP_UNITA)側的控制訊號Sig1a、Sig2a，圖14(c)、(d)係表示在放大器(AMP_UNITB)側的控制訊號Sig1b、Sig2b。各訊號係表示處在以P、N之符號表示的相位彼此逆相之關係的差動訊號之例。在圖14(a)、(b)、(c)、(d)中以實線表示訊號P，以虛線表示訊號N。
圖14(e)係表示控制訊號Sig1a和控制訊號Sig2a之成組訊號，和控制訊號Sig1b和控制訊號Sig2b之成組訊號的控制訊號組間相位差指令值ϕs*，表示控制訊號組間相位差指令值ϕs*為可變狀態之情形。
圖14(f)係表示控制訊號Sig1a和控制訊號Sig2a之控制訊號間相位差指令值ϕda*，及控制訊號Sig1b和控制訊號Sig2b之控制訊號間相位差指令值ϕdb*為固定狀態之情形。藉由固定控制訊號間相位差指令值ϕda*、ϕdb*，驅動放大器的閘極訊號之負載比Duty成為固定值(圖14(g))。
圖14(h)、(i)係放大器(AMP_UNITA)側的閘極訊號電壓Vgs1a、Vgs2a，圖14(j)、(k)係放大器(AMP_UNITB)側的閘極訊號電壓Vgs1b、Vgs2b，各者的脈衝寬度係以圖14(g)之負載比DutyA、DutyB之固定值而成為固定狀態。另外，DTA係被設置在閘極訊號電壓Vgs1a和閘極訊號電壓Vgs2a之間的停滯時間，DTB係被設置在閘極訊號電壓Vgs1b和閘極訊號電壓Vgs2b之間的停滯時間。
控制訊號間相位差ϕda、ϕdb係作為驅動基板能夠供給施加於放大器之閘極訊號電壓Vgs1a、Vgs2a之負載比DutyA，及閘極訊號電壓Vgs1b、Vgs2b之負載比DutyB的最小負載比Duty_min的固定值。
圖14(1)為以直流電壓控制所致的操作量α而決定的直流電壓Vdc，因不進行直流電壓控制，故被固定。 閘極訊號電壓Vgs1a和閘極訊號電壓Vgs1b之相位差係放大器2A和放大器2B之放大器輸出間相位差ϕs amp，對應於控制訊號組間相位差ϕs。放大器輸出間相位差ϕs amp成為控制訊號組間相位差指令值ϕs*因應可變值的角度。
4.並聯連接例 圖15之構成例係表示將圖1所示的高頻電源裝置設為1單元，並聯連接複數單元的構成。
圖15所示的構成例係並聯連接單元A-單元N之複數個高頻電源裝置的構成。各單元A-N與圖1所示之構成相同分別具備驅動電路3、放大器2及循環器/隔離器4。在控制訊號生成部12生成的控制訊號Sig1a、Sig2a、Sig1b、Sig2b係藉由訊號分配器7被分配，被供給至單元A-單元N。單元A-單元N之控制與上述控制態樣相同被進行。從單元A-單元N之各單元被輸出的兩個放大器之放大器輸出間相位差ϕs amp係控制訊號組間相位差值ϕs*的相位差。
合成器5係進一步合成在各單元合成而經相位位移控制而獲得的放大器輸出而輸出最終的高頻脈衝輸出。 [產業上之利用可行性]
本發明之高頻電源裝置及高頻脈衝輸出之輸出控制方法係被適用於輸出為1kw以上且頻率範圍為27MHz~100MHz之脈衝輸出的產業機器，可以適用於半導體製造裝置或平面顯示器(液晶面板、有機面板)製造裝置、太陽光面板製造裝置、CO 2雷射加工機等的產業用途。
1:高頻電源裝置 2:放大器 2,2A,2B:放大器 3,3A,3B:驅動電路 4,4A,4B:循環器/隔離器 5:合成器 6:直流電源 7:訊號分配器 10:電力控制部 10a:直流電壓運算部 10a1,10b1:電力控制器 10b:相位差運算部 11:直流電壓控制部 12:控制訊號生成部 12Aa,12Ab,12B:相位差控制機能部 A-N:單元 DT_min:最小所需停滯時間 DT,DTA,DTB:停滯時間 Duty_max:最大負載比 Duty_min:最小負載比 Duty,DutyA,DutyB:負載比 FWD_ref*:輸出電力指令值 FWD_FB:輸出電力反饋值 FWD:輸出電力 Gsig1a,Gsig2a:閘極訊號 Gsig1b,Gsig2b:閘極訊號 P,N:差動訊號 P out:輸出電力 Sig1a,Sig2a:控制訊號 Sig1b,Sig2b:控制訊號 Siga,Sigb:成組訊號 Vac:正弦波電壓 Vdc:直流電壓 Vdc_FB:反饋電壓 Vdc_max:最大值 Vdc_min:最小值 Vdc*:直流電壓指令值 Vdd:輸出電壓波形 Vds:汲極-源極間電壓 Vgs:閘極訊號電壓 Vgs1a,Vgs2a:閘極訊號電壓 Vgs1b,Vgs2b:閘極訊號電壓 Vref*:直流電壓指令值 α:操作量 ϕ:相位差 ϕ*:相位差指令值 ϕd:控制訊號間相位差 ϕd*:控制訊號間相位差指令值 ϕda:控制訊號間相位差 ϕda*:控制訊號間相位差指令值 ϕdb:控制訊號間相位差 ϕdb*:控制訊號間相位差指令值 ϕs:控制訊號組間相位差 ϕs*:控制訊號組間相位差指令值 ϕs amp:放大器輸出間相位差
[圖1]為本發明之控制的概要圖。 [圖2]為表示本發明所致的直流電壓控制和相位差控制的區分使用的圖。 [圖3]為用以說明本發明所致的電力控制和輸出電力之關係的圖。 [圖4]為用以說明本發明所致的電力控制和輸出電力之關係的圖。 [圖5]為用以說明負載比Duty和輸出電壓之關係的圖。 [圖6]為用以說明PWM控制和輸出電力之關係的圖。 [圖7]為用以說明本發明之高頻電力之輸出控制方法之態樣的流程圖。 [圖8]為用以說明本發明之高頻電源裝置之構成例的圖。 [圖9]為用以說明本發明之高頻電源裝置之構成例的圖。 [圖10]為用以說明本發明之高頻電源裝置之構成例的圖。 [圖11]為用以說明本發明之電力控制部之重要部位之構成例的圖。 [圖12]為用以說明本發明之高頻電源裝置之控制訊號、閘極訊號等的訊號圖。 [圖13]為用以說明本發明之高頻電源裝置之控制訊號、閘極訊號等的訊號圖。 [圖14]為用以說明本發明之高頻電源裝置之控制訊號、閘極訊號等的訊號圖。 [圖15]為用以說明本發明之高頻電源裝置之並聯連接例的訊號圖。
2A,2B:放大器
5:合成器
CNTL1:直流電壓控制
CNTL2:相位差控制
CNTL2s:相位位移控制
CNTL2d:PWM控制
DutyA,DutyB:負載比
Sig1a,Sig2a:控制訊號
Sig1b,Sig2b:控制訊號
Vdc:直流電壓
Φda:控制訊號間相位差
Φdb:控制訊號間相位差
Φs:控制訊號組間相位差
Φsamp:放大器輸出間相位差

Claims (20)

  1. 一種高頻電源裝置，具備: 一對放大器；和 合成器，其係合成上述一對放大器之放大器輸出而生成高頻脈衝之輸出電力； 具備: 第1控制部，其係藉由供給至上述一對放大器之直流電壓Vdc的直流電壓控制來控制上述輸出電力；和 第2控制部，其係藉由控制上述一對放大器之放大器輸出的控制訊號之相位差ϕ，對上述輸出電力進行相位差控制， 因應上述輸出電力的輸出位準，切換上述第1控制部所致的直流電壓控制和上述第2控制部所致的相位差控制。
  2. 一種高頻電源裝置，具備: 一對放大器；和 合成器，其係合成上述一對放大器之各放大器輸出而生成高頻脈衝之輸出電力； 電力控制部，其係在高頻脈衝輸出之輸出電力的控制中，運算使用於直流電壓控制的直流電壓指令值Vref*，及使用於相位差控制的相位差指令值ϕ*； 直流電壓控制部，其係根據上述電流電壓指令值Vref*對供給至上述一對放大器的直流電壓Vdc進行直流電壓控制；及 控制訊號生成部，其係生成根據上述相位差指令值ϕ*，對上述一對放大器進行相位差控制的控制訊號， 上述電力控制部係在上述輸出電力的輸出位準中， (a)對高輸出位準範圍，運算上述直流電壓控制的直流電壓指令值Vref*， (b)對低輸出位準範圍，運算上述相位差控制的相位差指令值ϕ*， 因應上述輸出電力之輸出位準，切換上述直流電壓控制和上述相位差控制而控制輸出電力。
  3. 如請求項2之高頻電源裝置，其中 輸入至上述各放大器之控制訊號係處在相位彼此逆相之相位關係的差動訊號。
  4. 如請求項3之高頻電源裝置，其中 上述相位差ϕ係輸入至上述一對放大器之各放大器的各二對控制訊號之訊號間的控制訊號間相位差ϕd， 上述電力控制部係運算上述控制訊號間之相位差指令值ϕd*， 上述控制訊號生成部係 藉由控制訊號相位差控制，對各放大器，根據上述相位差指令值ϕd*，生成控制訊號間相位差ϕd之各二對控制訊號， 依據藉由被上述控制訊號相位差控制的控制訊號，控制各放大器之開關元件之閘極訊號之負載比的PWM控制，控制高頻脈衝輸出之輸出電力。
  5. 如請求項3之高頻電源裝置，其中 上述相位差ϕ包含將輸入至上述一對放大器之各放大器的各二對控制訊號之訊號間之控制訊號間相位差ϕd，及輸入至各放大器之二對上述控制訊號作為訊號組，而輸入至各放大器的訊號組間的控制訊號組間相位差ϕs， 上述電力控制部係運算上述控制訊號間之相位差指令值ϕd*，及控制訊號組間相位差指令值ϕs*， 上述控制訊號生成部係在上述低輸出位準範圍於高輸出位準側和低輸出位準側切換控制， (a)在上述高輸出位準側，藉由控制訊號相位差控制，對各放大器，根據上述相位差指令值ϕd*，生成控制訊號間相位差ϕd之各二對控制訊號， 依據藉由被上述控制訊號相位差控制的控制訊號，控制各放大器之開關元件之閘極訊號之負載比的PWM控制，控制高頻脈衝輸出之輸出電力， (b)在上述低輸出位準側，藉由相位位移控制，在一對放大器間，根據上述控制訊號組間相位差指令值ϕs*而生成控制訊號組間相位差ϕs之二對控制訊號之訊號組，藉由被相位位移控制之二對控制訊號之訊號組，控制一對放大器間之閘極訊號的相位差，藉由上述閘極訊號之相位差，控制高頻脈衝輸出之輸出電力， (c)合成藉由上述控制訊號相位差控制及相位位移控制而被生成的上述一對放大器之放大器輸出而生成高頻脈衝輸出。
  6. 如請求項4或5之高頻電源裝置，其中 上述電力控制部係 根據高頻脈衝輸出之輸出電力反饋值FWD_FB和輸出電力指令值FWD_ref*之比較，求出輸入至各放大器之二對控制訊號之訊號間之控制訊號間相位差指令值ϕd*。
  7. 如請求項4或5之高頻電源裝置，其中 上述電力控制部係根據上述各放大器之放大器輸出的比較，在各放大器中，調整二對控制訊號之訊號間之控制訊號間相位差指令值ϕd*，使一對放大器之放大器輸出均衡化。
  8. 如請求項4或5之高頻電源裝置，其中 上述電力控制部係在上述一對放大器之各放大器中，調整將輸入至一方的放大器的二對控制訊號之訊號間的第1控制訊號間相位差ϕda，及輸入至另一方的放大器的二對控制訊號之訊號間的第2控制訊號間相位差ϕdb，設為相同的相位差量的控制訊號間相位差指令值ϕda*及ϕda*。
  9. 如請求項5之高頻電源裝置，其中 上述電力控制部係根據高頻脈衝輸出之輸出電力反饋值FWD_FB和輸出電力指令值FWD_ref*的比較，求出上述訊號組間之控制訊號組間相位差指令值ϕs*。
  10. 如請求項2之高頻電源裝置，其中 上述直流電壓控制部係藉由根據被供給至上述放大器之直流電壓的反饋電壓Vdc_FB和直流電壓指令值Vref*之差而獲得的操作量α，控制AD/DC轉換器之直流輸出電壓。
  11. 如請求項1至5中之任一項之高頻電源裝置，其中 上述放大器係開關模式方式所致的電力放大器，藉由上述控制訊號，具有相位差而動作的兩個開關元件之串聯電路。
  12. 一種高頻電力之輸出控制方法，其係 控制一對放大器，使高頻脈衝輸出之輸出電力成為可變的高頻電力的輸出控制方法， 因應輸出位準而切換直流電壓控制和相位差控制(CNTL2)， (a)在輸出位準為高輸出位準範圍，藉由控制供給至上述一對放大器的直流電壓Vdc的直流電壓而控制輸出電力， (b)在輸出位準為低輸出位準範圍，藉由控制輸入至上述一對放大器的控制訊號的相位差ϕ的相位差控制而控制輸出電力。
  13. 一種請求項12之高頻電力之輸出控制方法，其中 輸入至上述各放大器之控制訊號係處在相位彼此逆向之相位關係的差動訊號。
  14. 一種請求項13之高頻電力之輸出控制方法，其中 上述相位差ϕ係輸入至上述一對放大器之各放大器的各二對控制訊號之訊號間的控制訊號間相位差ϕd， 上述相位差控制係 生成將脈衝寬設為上述控制訊號間相位差ϕd的控制訊號， 依據藉由被上述控制訊號控制各放大器之開關元件之閘極訊號之負載比的PWM控制，控制高頻脈衝輸出之輸出電力。
  15. 一種請求項13之高頻電力之輸出控制方法，其中 上述相位差ϕ係將輸入至上述各放大器之二對上述控制訊號之訊號間的控制訊號間相位差ϕd，及輸入至各放大器之二對上述控制訊號作為訊號組，輸入至一對放大器的訊號組間之控制訊號組間相位差ϕs， 上述相位差控制係在上述低輸出位準範圍藉由高輸出位準側和低輸出位準側切換控制， (a)在上述高輸出位準側，生成將脈衝寬設為上述控制訊號間相位差ϕd的控制訊號，依據藉由上述控制訊號，控制各放大器之開關元件之閘極訊號之負載比的PWM控制，控制高頻脈衝輸出的輸出電力， (b)在上述低輸出位準側，生成具有控制訊號之訊號組間之控制訊號組間相位差ϕs的控制訊號，藉由上述控制訊號對上述一對放大器之閘極訊號之相位差進行相位位移控制而控制高頻脈衝輸出之輸出電力， (c)合成上述一對放大器之放大器輸出而生成高頻脈衝輸出。
  16. 如請求項14或15之高頻電力之輸出控制方法，其中 在上述相位差控制中，根據高頻脈衝輸出之輸出電力反饋值FWD_FB和輸出電力指令值FWD_ref*之比較，求出輸入至各放大器之控制訊號之二對訊號間之控制訊號間相位差指令值ϕd*。
  17. 如請求項14或15之高頻電力之輸出控制方法，其中 在上述相位差控制中，根據上述各放大器之放大器輸出的比較，在各放大器中，調整控制訊號之二對訊號間之控制訊號間相位差指令值ϕd*，使一對放大器之放大器輸出均衡化。
  18. 如請求項14之高頻電力之輸出控制方法，其中 在上述相位差控制中， 在上述一對放大器之各放大器中，調整將輸入至一方的放大器的二對控制訊號之訊號間的第1控制訊號間相位差ϕda，及輸入至另一方的放大器的二對控制訊號之訊號間的第2控制訊號間相位差ϕdb，設為相同的相位差量的控制訊號間相位差指令值ϕda*及ϕda*。
  19. 如請求項15之高頻電力之輸出控制方法，其中 在上述相位位移控制中，根據高頻脈衝輸出之輸出電力反饋值FWD_FB和輸出電力指令值FWD_ref*的比較，求出上述訊號組間之控制訊號組間相位差指令值ϕs*。
  20. 如請求項12之高頻電力之輸出控制方法，其中 上述直流電壓控制係根據被供給至上述放大器之直流電壓的反饋電壓Vdc_FB和直流電壓指令值Vref*之差而控制輸出電壓。
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