JP7068540B1 - 高周波電源装置及び高周波電力の出力制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】高周波電源装置、及び高周波電力の出力制御方法において、高周波電源装置の電源内部で消費される内部損失による電力変換効率の低下を軽減する。【解決手段】高周波パルス出力の出力電力を可変とする高周波電力制御において、出力レベルの出力レベル範囲に応じて、直流電圧制御と位相差制御とを使い分けることにより、高周波電源装置の電源内部で消費される内部損失による電力変換効率の低下を軽減する。直流電圧制御は、増幅器に供給する直流電圧を制御することにより出力電力を制御する。位相差制御は、増幅器を制御する複数の制御信号の位相差φを制御することにより出力電力を制御する。出力レベル範囲が高出力レベル範囲であるときには直流電圧制御により出力電力を制御し、出力レベル範囲が低出力レベル範囲であるときには位相差制御により出力電力を制御する。【選択図】図１

Description

本発明は、高周波電源装置及び高周波電力の出力制御方法に関し、高周波のパルス出力を２レベル以上の複数段階で出力する高周波電源装置、及び高周波のパルス出力を複数段階の出力レベルで出力する方法に関する。

高周波電源装置では、高周波信号を高周波増幅器で電力増幅して高周波のパルス出力を出力している。出力が１ｋｗ以上で周波数範囲が２７ＭＨｚ～１００ＭＨｚの高周波のパルス出力は、例えば、半導体製造装置やフラットパネルディスプレイ（液晶パネル、有機パネル）製造装置、太陽光パネル製造装置、ＣＯ_２レーザー加工機などの産業用途に適用される。

半導体製造プロセスでは、高周波電源装置のパルス出力をＨｉｇｈとＬｏｗの２レベル、またはＨｉｇｈとＬｏｗとＺｅｒｏの３レベルのように、複数段階に切り替えて出力するマルチレベルパルス機能の要望が高まっている。

また、製造コストの低減の生産性の側面、及びＣＯ_２削減による環境の側面から、高効率な電力変換効率が求められる傾向にある。

増幅器において、トランジスタの瞬時消費電力は瞬時電流と瞬時電圧の積で表され、瞬時消費電力のＲＦ一周期積分値の時間平均はトランジスタの時間平均消費電力となる。

Ａ級増幅器は、トランジスタのドレイン端子における電流と電圧は互いに逆相の正弦波であり、Ａ級動作では電流・電圧波形の重なり部分は大きい。そのため増幅器の効率は低い。Ｂ級動作は、ドレイン電流をバイアスにより半波整流波形とし、ドレイン電圧を正弦波電圧とする。ドレイン電圧を正弦波電圧としたＢ級動作では電流・電圧波形の重なり部分は小さくなるものの、重なりは無くならない。増幅器の高効率化には、ドレイン電圧とドレイン電流との関係において、瞬時電圧と瞬時電流とが同時に存在しない状態とすることが求められる。

増幅器の効率化を図る方式としてＤ級増幅、Ｆ級増幅、ＥＦ級増幅のスイッチングモード方式による電力増幅が知られている。Ｄ級増幅器は時間領域の電圧・電流関係によって高効率化を図ることが知られ、Ｆ級増幅器、ＥＦ級増幅器は周波数領域の電圧・電流関係によって高効率化を図ることが知られている。

スイッチングモード方式の増幅器のパルス出力を制御する方式として、従来、増幅器に入力する直流の入力電圧を可変とする直流電圧制御、スイッチング素子を駆動するゲート信号のパルス幅を制御するＰＷＭ制御が知られている。

直流電圧制御では、入力電圧を可変としてＤＣ／ＤＣコンバータを駆動する構成であることから、小型化や軽量化の課題の他に、電力変換効率も低いという課題がある。このような直流電圧制御の課題を解決するために、位相シフト制御を用いた電源装置が提案されている（特許文献１）。

また、ＰＷＭ制御では、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子の動作能力が高周波数に追従できないため高周波数領域での制御が困難であるという課題がある。この高周波数領域における制御の課題を解決するために、位相シフト制御を用いた電源装置が提案されている（特許文献２）。

国際公開第２０１５／０９７８１２号 特開平６―３７３７５号公報

位相シフト制御により高周波のパルス出力を制御する方式では、増幅部に一定の直流電圧を供給し、２つの増幅部間の位相差φをＨｉｇｈ側の第１の所定値とＬｏｗ側の第２の所定値との間で切り替えることにより、２つの出力レベルのパルス出力を出力している。位相シフト制御では、２つ増幅器の出力を合成器で合成する際、２つの増幅器間の位相差φを可変とすることにより出力電力を調整している。このとき、電源内部の合成器に実装されたダミー抵抗により内部損失が発生する。

位相シフト制御は、電源内部で消費される内部損失により電力変換効率が低いという課題がある。２つの増幅器間の位相差φを、Ｈｉｇｈ側電力を出力する第１の所定値領域（０［ｄｅｇ］～９０［ｄｅｇ］）と、Ｌｏｗ側電力を出力する第２の所定値領域（９０［ｄｅｇ］～１８０［ｄｅｇ］）として、出力レベルの切り替えを行う場合には、第１の所定値領域において位相差φが０［ｄｅｇ］以外の位相差では、出力側に伝送されなかった差分電力は内部損失として電源内部で消費される。また、第２の所定値領域の位相差φでは、出力電力よりも内部損失が多くなり、高周波電源装置全体の電力変換効率が５０％以下となる。

したがって、位相シフト制御を行う高周波電源装置では、電源内部で消費される内部損失により電力変換効率が低いという課題がある。この課題は、生産性低減による製造コストの側面、ＣＯ_２削減による環境配慮の側面等においても望ましくない影響を及ぼす。

本発明は前記した従来の課題を解決して、高周波電源装置、及び高周波電力の出力制御方法において、高周波電源装置の電源内部で消費される内部損失による電力変換効率の低下を軽減することを目的とする。

本発明は、高周波パルス出力の出力電力を可変とする高周波電力制御において、出力レベルの出力レベル範囲に応じて、直流電圧制御と位相差制御とを使い分けることにより、高周波電源装置の電源内部で消費される内部損失による電力変換効率の低下を軽減する。

直流電圧制御は、増幅器に供給する直流電圧を制御することにより出力電力を制御する。一方、位相差制御は、増幅器を制御する複数の制御信号の位相差φを制御することにより出力電力を制御する。

本発明は、出力レベルが高出力レベル範囲であるときには直流電圧制御により出力電力を制御し、出力レベルが低出力レベル範囲であるときには位相差制御により出力電力を制御する。

直流電圧制御による出力電力の制御では、高出力レベル範囲において、位相差制御における位相差φ（φｄ、φｓ）を固定した状態とし、増幅器に供給する直流電圧Ｖｄｃを可変とする。直流電圧制御は、高周波電源装置の内部のダミー抵抗による消費電力が存在しないため、電源内部で消費される内部損失、及び電力の低変換効率の課題が解消され、高効率化が図られる。直流電圧制御を出力レベルの全範囲に対応させるためには装置の大型化が必要となるという欠点がある。

一方、位相差制御による出力電力の制御は、制御する出力レベルを低出力レベル範囲に制限する。これにより、高周波電源装置のダミー抵抗に流れる出力レベルは低レベルに抑えられるため、ダミー抵抗で発生する内部損失は低減され、高効率化が図られる。

本発明の位相差制御は２つの制御を含む。
第１の位相差制御は、制御信号間の位相差である制御信号間位相差φｄによりパルス幅を変調するＰＷＭ制御である。ＰＷＭ制御によりスイッチング素子を駆動するパルス信号のデューティ比（Ｄｕｔｙ）を可変とする。この第１の位相差制御（ＰＷＭ制御）では、高周波電源装置のダミー抵抗による内部損失が無いため、高効率化が図られる。

第２の位相差制御は、２つの増幅器の各増幅器に入力する一対の制御信号を一つのセットとし、２つの増幅器に入力する制御信号のセット間の位相差を制御信号セット間位相差φｓとし、この制御信号セット間位相差φｓをシフトする位相シフト制御（ＰＳ制御）である。位相シフト制御により２つの増幅器の出力を合成して得られる出力電力を制御する。この位相シフト制御（ＰＳ制御）ではダミー抵抗に損失が生じる。

位相差制御は、低出力レベル範囲において、出力レベルの高低によって第１の位相差制御のＰＷＭ制御と第２の位相差制御の位相シフト制御（ＰＳ制御）を出力レベルに応じて使い分ける。

ＰＷＭ制御と位相シフト制御（ＰＳ制御）とを使い分ける態様において、低出力レベル範囲を高レベル側と低レベル側とに分け、高レベル側ではＰＷＭ制御により出力電力を可変とし、低レベル側では位相シフト制御（ＰＳ制御）により出力電力を可変とする。

位相シフト制御（ＰＳ制御）は電源内部で消費される内部損失により電力変換効率が低くなる特性がある。この特性に鑑みて、本発明では出力電力と比較して内部損失の比率が大きくなる低レベル側において位相シフト制御（ＰＳ制御）を適用することにより、位相シフト制御を高レベル側に適用した場合よりも内部損失の損失量を小さくすることができる。

ＰＷＭ制御と位相シフト制御（ＰＳ制御）とを使い分ける態様により、制御可能な出力レベルの範囲を低レベル側に広げることができ、出力レベル範囲の全範囲内での内部損失が低減され、高効率化が図られる。

本発明による直流電圧制御及び位相差制御は、各出力レベル範囲内において出力電力を連続的に可変とする。更に、直流電圧制御から位相差制御へ、あるいは位相差制御から直流電圧制御への制御間の切り替え時点において、両制御の端部の出力レベルを合わせることにより、出力電力は出力レベル範囲の全範囲において不連続となることなく連続的に可変となる。

本発明は、（Ａ）高周波電源装置の態様、及び（Ｂ）高周波電力の出力制御方法の態様を備える。

（Ａ）高周波電源装置の態様
本発明の高周波電源装置の態様は、一対の増幅器と、一対の増幅器の増幅器出力を合成して高周波パルスの出力電力を生成する合成器とを備える。出力電力を制御する制御部は、一対の増幅器に供給する直流電圧Ｖｄｃを制御する直流電圧制御により出力電力を制御する第１制御部と、一対の増幅器の増幅器出力を制御する制御信号の位相差φ（φｄ、φｓ）により出力電力を位相差制御する第２制御部とを備える。出力電力の出力レベルに応じて、第１制御部による直流電圧制御と第２制御部による位相差制御とを切り替える。

本発明の高周波電源装置は、第１制御部及び第２制御部を構成する要素として、一対の増幅器と、一対の増幅器の各増幅器出力を合成して高周波パルスの出力電力を生成する合成器と、高周波パルス出力の出力電力の制御において、直流電圧制御に用いる直流電圧指令値Ｖｒｅｆ^*、及び位相差制御に用いる位相差指令値φ^*（φｄ^*、φｓ^*）を演算する電力制御部と、一対の増幅器に供給する直流電圧Ｖｄｃを直流電圧指令値Ｖｒｅｆ^*に基づいて直流電圧制御する直流電圧制御部と、一対の増幅器を位相差指令値φ^*（φｄ^*、φｓ^*）に基づいて位相差制御する制御信号を生成する制御信号生成部を備える。

電力制御部は、出力電力の出力レベルにおいて、
（ａ）高出力レベル範囲に対して、直流電圧制御の直流電圧指令値Ｖｒｅｆ^*を演算し、
（ｂ）低出力レベル範囲に対して、位相差制御の位相差指令値φ^*（φｄ^*、φｓ^*）を演算し、出力電力の出力レベルに応じて直流電圧制御と位相差制御とを切り替えて出力電力を制御する。

直流電圧制御を行う第１制御部は、電力制御部の内で直流電圧指令値Ｖｒｅｆ^*を演算する直流電圧演算部と、直流電圧指令値Ｖｒｅｆ^*に基づいて直流電圧制御する直流電圧制御部により構成される。位相差制御を行う第２制御部は、電力制御部の内で位相差指令値φ^*（φｄ^*、φｓ^*）を演算する位相差演算部、及び位相差指令値φ^*（φｄ^*、φｓ^*）に基づいて位相差φ（φｄ、φｓ）を有する制御信号を生成する制御信号生成部により構成される。

本発明に用いる制御信号は、シングルエンド信号や差動信号を用いることができるが、高周波領域では差動信号が好適である。数十Ｍｈｚ－１００Ｍｈｚを超える高周波で増幅器のスイッチング素子を駆動する場合には、位相差やデューティ情報を正確に伝送するには信号のノイズを抑える必要がある。シングルエンド信号ではこのような耐ノイズの要求を満足することが難しいのに対して、一対の信号の位相が互いに逆相関係にある差動信号は耐ノイズ性が高いため高周波パルス出力を制御する制御信号として好適である。

（１）電力制御部
電力制御部は、出力電力指令値に基づいて出力電力の出力レベルを判定し、出力レベルの高低に応じて直流電圧制御あるいは位相差制御の何れの制御を適用するかを判定し、出力レベルが高出力レベル範囲にあるか、あるいは低出力レベル範囲にあるかにより直流電圧制御と位相差制御とを切り替える。

電力制御部は、出力電力指令値ＦＷＤ＿ｒｅｆ^*と出力電力フィードバック値ＦＷＤ＿ＦＢとの差分に基づいて、出力レベルが高出力レベル範囲であるときには直流電圧制御を行い、低出力レベル範囲であるときには位相差制御を行う。

（ａ）高出力レベル範囲において、直流電圧制御により出力電力指令値ＦＷＤ＿ｒｅｆ^*と出力電力フィードバック値ＦＷＤ＿ＦＢとの差分に基づいて直流電圧指令値Ｖｒｅｆ^*を演算する。直流電圧指令値Ｖｒｅｆ^*は、増幅器に印加する直流電圧Ｖｄｃの基準電圧であり、直流電圧Ｖｄｃを増幅器に印加することにより、増幅器は直流電圧指令値Ｖｒｅｆ^*に基づく出力電力ＦＷＤを出力する。

（ｂ）低出力レベル範囲において、位相差制御により出力電力指令値ＦＷＤ＿ｒｅｆ^*と出力電力フィードバック値ＦＷＤ＿ＦＢとの差分に基づいて位相差指令値φ^*（φｄ^*、φｓ^*）を演算する。位相差指令値φ^*（φｄ^*、φｓ^*）は、制御信号生成部において位相差指令値φ^*に基づいて制御信号を生成するための操作量として使用され、位相差φ（φｄ、φｓ）の制御信号に基づく駆動信号で増幅器を駆動することにより、増幅器は出力電力指令値ＦＷＤ＿ｒｅｆ^*に基づいて出力電力ＦＷＤを出力する。

（２）直流電圧制御部
直流電圧制御部は、高出力レベル範囲において、電力制御部の直流電圧制御により得られた直流電圧指令値Ｖｒｅｆ^*に基づいて増幅器に供給する直流電圧Ｖｄｃを可変とし、これにより増幅器の出力電力を制御する。

直流電圧制御部は、フィードバック電圧Ｖｄｃ＿ＦＢと直流電圧指令値Ｖｒｅｆ^*との差分に基づいて、増幅器に印加する直流電圧Ｖｄｃが直流電圧指令値Ｖｒｅｆ^*に一致するように制御するための操作量αを求め、操作量αにより増幅器のＡＤ／ＤＣコンバータを制御して直流電圧Ｖｄｃを可変とするＡＤ／ＤＣコンバータを備える。このＡＤ／ＤＣコンバータを直流電圧指令値Ｖｒｅｆ^*に基づく操作量αにより制御することにより、直流電圧Ｖｄｃの出力電圧が制御される。

（３）制御信号生成部
制御信号生成部は、低出力レベル範囲において、電力制御部の位相差制御により得られた位相差指令値φ^*（φｄ^*、φｓ^*）に基づいて、２つの増幅器に入力する一対の制御信号の位相差φ（φｄ、φｓ）を制御する。制御信号の位相差φ（φｄ、φｓ）は、電力制御部の位相差制御により得られた位相差指令値φ^*（φｄ^*、φｓ^*）に対応している。

なお、制御信号として差動信号を用いる場合には、一つの差動信号は逆相関係にあるＰ信号とＮ信号の一対の信号で構成されることから、各増幅器に入力する位相差φを有する一対の制御信号は併せて二対の合計４つの信号から構成される。

位相差制御は、電力制御部が行う位相差指令値φ^*（φｄ^*、φｓ^*）の演算と、制御信号生成部が行う、位相差指令値φ^*（φｄ^*、φｓ^*）に基づく位相差φ（φｄ、φｓ）の制御信号の生成とを含む。制御信号生成部は、電力制御部で演算した位相差指令値φ^*（φｄ^*、φｓ^*）に基づいて位相差φ（φｄ、φｓ）を有した制御信号を生成する。

したがって、本発明の位相差制御は、電力制御部による位相差指令値φ^*（φｄ^*、φｓ^*）の演算と、位相差指令値φ^*（φｄ^*、φｓ^*）に基づいて行う制御信号生成部による位相差φ（φｄ、φｓ）を有した制御信号の生成からなる。

位相差演算部及び制御信号生成部による位相差制御に適用される制御態様として、（ａ）ＰＷＭ制御（デューティ制御）の制御態様、及び（ｂ）位相シフト制御（ＰＳ制御）がある。

制御信号生成部は、ＰＷＭ制御及び位相シフト制御（ＰＳ制御）の位相差制御により制御信号を生成する機能を備え、低出力レベル範囲において、電力制御部の位相差演算で求めた位相差指令値φ^*（φｄ^*、φｓ^*）に基づいて位相差φ（φｄ、φｓ）を有する制御信号を生成する。制御信号生成部で生成された制御信号は、ドライバにおいてゲート信号に変換され、増幅器のスイッチング素子を駆動制御して出力電力を制御する。

位相差制御は、複数種類の制御態様を備える。
（ａ）位相差制御の第１の制御態様
位相差制御の第１の制御態様は、ＰＷＭ制御（デューティ制御）による制御態様である。低出力レベル範囲の内、高出力レベル側の出力電力に対しては、ＰＷＭ制御により制御信号間位相差指令値φｄ^*を用いてＰＷＭ制御により制御信号間位相差φｄを有する制御信号を生成し、出力電力を制御する。

一つの増幅器に対して一対の制御信号が用いられるため、一対の増幅器に対しては二対の制御信号が生成される。差動信号により制御信号を構成する場合には、一対の増幅器に入力される制御信号の信号数は４となる。

制御信号間位相差指令値φｄ^*に基づいて定まる制御信号間位相差φｄは、増幅器のスイッチング素子のゲート信号のデューティ比（Ｄｕｔｙ）を定め、これにより高周波パルス出力はＰＷＭ制御（デューティ制御）で制御される。

（ｂ）位相差制御の第２の制御態様
位相差制御の第２の制御態様は、位相シフト制御（ＰＳ制御）による制御態様である。低出力レベル範囲の低出力レベル側の出力電力に対しては、制御信号セット間位相差指令値φｓ^*を用いて位相シフト制御により制御信号セット間位相差φｓを有する制御信号を生成して出力電力を制御する。

位相シフト制御は、各増幅器に入力する一対の制御信号をセットとし、２つの増幅器に入力する制御信号のセット間の制御信号セット間位相差φｓを制御し、この制御信号セット間位相差φｓにより２つの増幅器間のゲート信号の位相差を制御し、２つの増幅器の増幅器出力が合成されて生成される高周波パルス出力の出力電力を制御する。

（ｃ）位相差制御の第３の制御態様
位相差制御の第３の制御態様は、第１の制御態様のＰＷＭ制御（デューティ制御）と第２の制御態様の位相シフト制御（ＰＳ制御）とからなる制御態様である。

電力制御部は、各増幅器に入力する一対の制御信号間位相差指令値φｄ^*と、各増幅器に入力する一対の制御信号からなる制御信号セット間位相差指令値φｓ^*とを含む位相差指令値φ^*を演算により求める。

制御信号生成部は、電力制御部の位相差演算で求めた位相差指令値φ^*（φｄ^*、φｓ^*）に基づいて位相差φ（φｄ、φｓ）を有する制御信号を生成し、出力レベルに応じてＰＷＭ制御と位相シフト制御の位相差制御を使い分けて、高周波パルス出力の出力電力を制御する。

位相差制御において、ＰＷＭ制御で制御されるパルス幅はゲート信号のパルス幅を規定する。ゲート信号のパルス幅の最小幅はスイッチング素子の動作特性に制限される。そのため、ＰＷＭ制御により絞られるパルス幅の最小パルス幅も制限され、最小パルス幅よりも短いパルス幅ではＰＷＭ制御に支障が生じるおそれがある。

本発明は、ゲート信号のパルス幅の絞りを、ＰＷＭ制御により絞られるパルス幅の最小パルス幅まではＰＷＭ制御で行い、最小パルス幅よりも短いパルス幅については位相シフト制御で行う。これにより、出力電力の任意の低レベル域まで制御する。

（Ｂ）高周波電力の出力制御方法の態様
本発明の高周波電力の出力制御方法の態様は、一対の増幅器を制御し、高周波パルス出力の出力電力を可変とする高周波電力の制御方法であり、出力レベルに応じて直流電圧制御と位相差制御とを切り替える。

（ａ）出力レベルが高出力レベル範囲では、一対の増幅器に供給する直流電圧を制御する直流電圧制御により出力電力を制御する。
（ｂ）出力レベルが低出力レベル範囲では、一対の増幅器に入力する複数の制御信号の位相差φ（φｄ、φｓ）を制御する位相差制御により出力電力を制御する。

（１）直流電圧制御
直流電圧制御は、高出力レベル範囲において直流電圧指令値Ｖｒｅｆ^*を求め、求めた直流電圧指令値Ｖｒｅｆ^*に基づいて増幅器に供給する直流電圧Ｖｄｃを可変とし、これにより増幅器の出力電力を制御する。

（２）位相差制御
位相差制御は低出力レベル範囲に適用される。低出力レベル範囲を高出力レベル側と低出力レベル側とに区分し、高出力レベル側の出力電力については、制御信号間位相差φｄを用いたＰＷＭ制御（デューティ制御）で制御し、低出力レベル側の出力電力については、制御信号セット間位相差φｓを用いた位相シフト制御（ＰＳ制御）で制御する。

位相差制御は、位相差指令値φ^*（φｄ^*、φｓ^*）を求める位相差演算工程と、位相差指令値φ^*（φｄ^*、φｓ^*）に基づいて位相差φ（φｄ、φｓ）を生成する制御信号生成工程とを備える。

位相差演算の工程は、位相差演算は、出力電力指令値と出力電力フィードバック値との差分に基づいて位相差指令値φ^*（φｄ^*、φｓ^*）を演算する。制御信号位相差制御は、位相差演算で得た位相差指令値φ^*（φｄ^*、φｓ^*）に基づいて位相差φ（φｄ、φｓ）を有した制御信号を生成する。制御信号により増幅器を駆動することにより出力電力を制御する。

位相差制御は、（ａ）ＰＷＭ制御（デューティ制御）による第１の制御態様、及び（ｂ）位相シフト制御（ＰＳ制御）による第２の制御態様に適用される。位相差制御は低出力レベル範囲に適用され、増幅器のスイッチング素子は制御信号に基づいて生成されるゲート信号により駆動制御され、出力電力が制御される。

（ａ）位相差制御の第１の制御態様
第１の制御態様において、位相差φは増幅器に入力する制御信号の制御信号間位相差φｄであり、位相差制御は、パルス幅を制御信号間位相差φｄにより制御し、増幅器のスイッチング素子のゲート信号のデューティ比（Ｄｕｔｙ）を制御するＰＷＭ制御により高周波パルス出力の出力電力を制御する。

（ｂ）位相差制御の第２の制御態様
第２の制御態様において、位相差φは増幅器に入力する制御信号の制御信号セット間位相差φｓであり、位相差制御は、位相シフト制御（ＰＳ制御）による制御態様である。

（ｃ）位相差制御の第３の制御態様
位相差制御の第３の制御態様は、第１の制御態様のＰＷＭ制御（デューティ制御）と第２の制御態様の位相シフト制御（ＰＳ制御）とからなる制御態様である。

この位相差制御では、出力レベルに応じてＰＷＭ制御と位相シフト制御（ＰＳ制御）とを使い分ける。位相差制御が適用される低出力レベル範囲において、高出力レベル側では制御信号間位相差φｄを用いたＰＷＭ制御により出力電力を制御し、低出力レベル側では制御信号セット間位相差φｓを用いた位相シフト制御により出力電力を制御する。

各増幅器に入力する制御信号間位相差指令値φｄ^*と、各増幅器に入力する制御信号セット間位相差指令値φｓ^*の位相差指令値φ^*を位相差演算で求め、求めた位相差指令値φ^*（φｄ^*、φｓ^*）を用いて、位相差制御により位相差φ（φｄ、φｓ）を有する制御信号を生成する。

位相差制御において、ＰＷＭ制御で制御されるパルス幅はゲート信号のパルス幅を規定する。ゲート信号のパルス幅はスイッチング素子の動作特性に制限されるため、ＰＷＭ制御により絞られるパルス幅の最小パルス幅も制限され、最小パルス幅よりも短いパルス幅によるＰＷＭ制御に支障が生じるおそれがある。

本発明は、ゲート信号のパルス幅を、ＰＷＭ制御により絞られるパルス幅の最小パルス幅まではＰＷＭ制御で行い、最小パルス幅よりも短いパルス幅については位相シフト制御（ＰＳ制御）で行う。これにより、ＰＷＭ制御では制御が困難な低レベル域においても制御が可能となり、出力電力の任意の低レベル域まで制御することができる。

（３）電力制御部による制御信号間の位相差制御の形態
電力制御部による制御信号間の位相差制御は第１の形態－第３の形態の複数形態を備える。

（ａ）第１の形態
第１形態において、電力制御部は、高周波パルス出力の出力電力フィードバック値ＦＷＤ＿ＦＢと出力電力指令値ＦＷＤ＿ｒｅｆ^*との比較に基づいて、各増幅器に入力する制御信号の一対の制御信号間の制御信号間位相差指令値φｄ^*を求める位相差制御を行う。

（ｂ）第２の形態
第２形態において、電力制御部は、各増幅器の増幅器出力の比較に基づいて、各増幅器において、制御信号の一対の信号間の制御信号間位相差指令値φｄ^*を調整し、２つの増幅器の増幅器出力を均衡化する位相差制御を行う。

（ｃ）第３の形態
第３形態において、電力制御部は、２つの増幅器の各増幅器において、一方の増幅器に入力する一対の制御信号の信号間の第１の制御信号間位相差φｄａ、及び他方の増幅器に入力する一対の制御信号の信号間の第２の制御信号間位相差φｄｂを同一の位相差量とする制御信号間位相差指令値φｄａ^*及びφｄｂ^*を調整する位相差制御を行う。

（４）電力制御部による制御信号セット間の位相差制御の形態
電力制御部は、高周波パルス出力の出力電力フィードバック値ＦＷＤ＿ＦＢと出力電力指令値ＦＷＤ＿ｒｅｆ^*との比較に基づいて、２つの信号セット間の位相差指令値φｓ^*を求める。位相差制御部は、制御信号セット間の位相差指令値φｓ^*に基づいて、位相差φｓを有する制御信号を生成する位相シフト制御を行う。

（Ｃ）高周波電源装置、及び高周波電力の出力制御方法に共通して適用される形態
（１）ＰＷＭ制御の制御態様
ＰＷＭ制御は第１の制御態様－第３の制御態様の複数の制御態様を含む。

（ａ）第１の制御形態
ＰＷＭ制御の第１の制御態様において、高周波パルス出力の出力電力フィードバック値ＦＷＤ＿ＦＢと出力電力指令値ＦＷＤ＿ｒｅｆ^*との比較に基づいて、各増幅器に入力する制御信号の一対の信号間の制御信号間位相差指令値φｄ^*を求める。

（ｂ）第２の制御態様
ＰＷＭ制御の第２の制御態様において、各増幅器の増幅器出力の比較に基づいて、各増幅器において、制御信号の一対の信号間の制御信号間位相差指令値φｄ^*を調整し、一対の増幅器の増幅器出力を均衡化する。

（ｃ）第３の制御態様
ＰＷＭ制御の第３の制御態様において、一対の増幅器の各増幅器において、一方の増幅器に入力する一対の制御信号の信号間の第１の制御信号間位相差φｄａ、及び他方の増幅器に入力する一対の制御信号の信号間の第２の制御信号間位相差φｄｂを同一の位相差量とする制御信号間位相差指令値φｄａ^*及びφｄｂ^*を調整する位相差制御を行う。

（２）位相シフト制御（ＰＳ制御）の制御態様
位相シフト制御において、高周波パルス出力の出力電力フィードバック値ＦＷＤ＿ＦＢと出力電力指令値ＦＷＤ＿ｒｅｆ^*との比較に基づいて、２つの制御信号のセット間の制御信号セット間位相差指令値φｓ^*を求める。

（３）制御信号の形態
本発明において、制御信号は位相が互いに逆相の位相関係にある差動信号の形態を用いることにより、増幅器のスイッチング素子の駆動において、耐ノイズ性が高まる。本発明では、制御信号として差動信号を用いることが望ましいが、シングルエンド信号を用いた動作を除くものではない。

以上説明したように、本発明によれば、高周波電源装置、及び高周波電力の出力制御方法において、高周波電源装置の電源内部で消費される内部損失に起因する電力変換効率の低下を軽減することができる。

本発明の制御の概要図である。 本発明による直流電圧制御と位相差制御の使い分けを示す図である。 本発明による電力制御と出力電力との関係を説明するための図である。 本発明による電力制御と出力電力との関係を説明するための図である。 デューティ比Ｄｕｔｙと出力電圧との関係を説明するための図である。 ＰＷＭ制御と出力電力との関係を説明するための図である。 本発明の高周波電力の出力制御方法の態様を説明するためのフローチャートである。 本発明の高周波電源装置の構成例を説明するための図である。 本発明の高周波電源装置の構成例を説明するための図である。 本発明の高周波電源装置の構成例を説明するための図である。 本発明の電力制御部の要部の構成例を説明するための図である。 本発明の高周波電源装置の制御信号、ゲート信号等を説明するための信号図である。 本発明の高周波電源装置の制御信号、ゲート信号等を説明するための信号図である。 本発明の高周波電源装置の制御信号、ゲート信号等を説明するための信号図である。 本発明の高周波電源装置の並列接続例を説明するための信号図である。

以下、図１～図２を用いて本発明による制御の概要を説明する。本発明による電力制御に関して、図３～図４を用いて本発明による電力制御と出力電力との関係を説明し、図５を用いて内部損失と出力電力との関係を説明し、図６を用いてＰＷＭ制御と出力電力との関係を説明する。

本発明の態様に関して、図７のフローチャートを用いて本発明の高周波電力の出力制御方法の態様を説明し、図８～図１０を用いて本発明の高周波電源装置の構成例を説明する。さらに、図１１を用いて電力制御部の要部の構成例を説明する。図１２～図１４は本発明の高周波電源装置の制御信号、ゲート信号等の信号図である。また、本発明の高周波電源装置において、図８に示した構成例を複数セット用い、これらを並列接続した構成例について図１５を用いて説明する。

１．制御概要
１－１．制御概要
本発明の制御概要を図１、図２を用いて説明する。図１は本発明による制御を説明するための概要図であり、図２は本発明による直流電圧制御と位相差制御の使い分けを説明するための図であり、図２（ａ）は直流電圧制御（ＣＮＴＬ１）により電力出力を制御する場合を示し、図２（ｂ）及び図２（ｃ）は位相差制御（ＣＮＴＬ２）により電力出力を制御する場合を示している。また、図２（ｂ）は位相差制御（ＣＮＴＬ２）をＰＷＭ制御により行う場合であり、図２（ｃ）は位相差制御（ＣＮＴＬ２）を位相シフト制御により行う場合である。

本発明による高周波電力の出力の制御は、出力レベルに応じて直流電圧制御（ＣＮＴＬ１）と位相差制御（ＣＮＴＬ２）とを使い分ける。本発明の位相差制御（ＣＮＴＬ２）では、２つの増幅器２（２Ａ、２Ｂ）の増幅器出力を合成器５で合成し出力電力を出力する構成に適用される。２つの増幅器２（２Ａ、２Ｂ）の増幅器出力を合成して出力電力を生成する構成は、増幅器に入力する２つの制御信号のセット間の制御信号セット間位相差φｓに基づいて増幅器出力間の増幅器出力間位相差φｓ^ａｍｐを制御し、出力電力を制御する位相シフト制御による電力制御に適用される構成である。

本発明において、高出力レベル範囲で出力電力を制御する場合には、直流電圧制御（ＣＮＴＬ１）により出力電力を制御し、低出力レベル範囲で出力電力を制御する場合には、位相差制御（ＣＮＴＬ２）により出力電力を制御する。

高出力レベル範囲と低出力レベル範囲とを区分する出力レベルの閾値は、直流電圧制御の構成や主回路方式、あるいは電力変換効率等を考慮して任意に定めることができる。

ａ．直流電圧制御（ＣＮＴＬ１）
直流電圧制御による出力電力の制御では、高出力レベル範囲において、増幅器に供給する直流電圧Ｖｄｃを可変とする。

直流電圧制御は、位相差指令値φ^*を固定して位相差制御の位相差φを固定した状態とし、一対の増幅器２（２Ａ、２Ｂ）に供給する直流電圧Ｖｄｃを直流電圧指令値Ｖｒｅｆ^*に基づいて制御して各出力電力を制御し、合成した出力電力を制御する。なお、直流電圧指令値Ｖｒｅｆ^*は図１には図示していない。

直流電圧制御により電力制御を行う場合には、位相差制御の位相差φを固定状態とし、直流電圧制御のみによって出力電力を可変する。なお、位相差φの固定は、制御信号間の制御信号間位相差φｄ、及び制御信号セット間位相差φｓの両方の制御信号の位相差を固定するものであり、これにより位相差φの制御による出力電力の可変を停止しておく。

直流電圧制御による出力電力の制御では、高周波電源装置の内部においてはダミー抵抗による消費電力が存在しないため、電源内部で消費される内部損失、及び電力の低変換効率の課題が解消され、高効率化が図られる。

また、直流電圧制御を出力レベル範囲の全範囲に対応させるには装置の大型化が必要となるが、本発明の直流電圧制御を適用する出力レベル範囲を任意の高出力レベル範囲に制限することにより、高周波電源装置の小型化や軽量化が図られる。

図１において、直流電圧制御によりＨｉｇｈで示す高出力電力が出力され、ＰＷＭ制御の位相差制御によりＬｏｗ１で示す低出力電力が出力され、位相シフト制御（ＰＳ制御）の位相差制御によりＬｏｗ２で示す更に低い出力レベルの低出力電力が出力される。図１中の実線の矢印、破線の矢印、及び一点鎖線の矢印は、それぞれ直流電圧制御、ＰＷＭ制御の位相差制御、及び位相シフト制御（ＰＳ制御）の位相差制御の制御状態を示している。

図２（ａ）は直流電圧制御（ＣＮＴＬ１）による電力出力の制御態様を示し、図中の横軸の左方は制御信号における制御態様を示し、右方は増幅器における制御態様を示している。また図２の縦軸は出力電力を示し、破線よりも上方は高出力レベル範囲を示し、破線よりも下方は低出力レベル範囲を示している。

出力電力の出力レベル範囲が高出力レベル範囲では、増幅器の制御態様において直流電圧制御のみにより出力電力を可変とする。高出力レベル範囲は、直流電圧の最大値Ｖｄｃ＿ｍａｘと直流電圧の最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎにより規定される。直流電圧の最大値Ｖｄｃ＿ｍａｘは、例えば直流電圧を出力するＡＣ／ＤＣコンバータ等の直流電圧を生成する装置が備える仕様により設定される。また、直流電圧の最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎは、直流電圧を生成する装置の制御方式や主回路方式、あるいは電力変換効率等により任意に決定される。

直流電圧制御では、位相差制御のＰＷＭ制御を行う制御信号間位相差φｄ、及び位相シフト制御を行う制御信号セット間位相差φｓを固定することにより位相差制御による出力電力の制御を行なわず、直流電圧Ｖｄｃのみを可変させることにより出力電力を制御する。位相差の固定値はφｓ＝０［ｄｅｇ］の他、制御信号間位相差φｄは任意に定めることができる。なお、制御信号間位相差φｄ、及び制御信号セット間位相差φｓの固定は、制御信号間位相差指令値φｄ^*、及び制御信号セット間位相差指令値φｓ^*を固定することにより行うことができる。

ｂ．位相差制御（ＣＮＴＬ２）
本発明の位相差制御に用いる制御信号は、シングルエンド信号あるいは差動信号を用いることができるが、出力が１ｋｗ以上で周波数範囲が２７ＭＨｚ～１００ＭＨｚの高周波のパルス出力に適用される高周波電源装置及び高周波電力の出力制御では、位相差やデューティ情報を正確に伝送するためには耐ノイズ性が高い差動信号が好適である。以後の説明では差動信号による制御信号について説明する。なお、差動信号は、位相が互いに逆相関係にある２つの信号であり、２つの信号の差分によりシングルエンド信号に変換することができる。

位相差制御（ＣＮＴＬ２）による出力電力の制御は、制御を行う出力レベル範囲を低出力レベル範囲に制限する。これにより、高周波電源装置のダミー抵抗による内部損失は低減され、高効率化が図られる。

図１において、２つの増幅器（２Ａ，２Ｂ）において、各１つの増幅器には一対の制御信号が入力される。増幅器２Ａには制御信号Ｓｉｇ１ａ、Ｓｉｇ２ａの一対の制御信号が入力され、増幅器２Ｂには制御信号Ｓｉｇ１ｂ、Ｓｉｇ２ｂの一対の制御信号が入力される。

各制御信号Ｓｉｇ１ａ、Ｓｉｇ２ａ、Ｓｉｇ１ｂ、Ｓｉｇ２ｂはそれぞれ差動信号であるため、各１つの増幅器には差動信号の２信号を一対の信号と見なすと、二対の制御信号が入力される。したがって、二対の制御信号に含まれる信号数は４信号となる。

図１において、１つの増幅器に入力される二対の制御信号間の位相差を制御信号間位相差φｄとし、増幅器２Ａに入力される二対の制御信号（Ｓｉｇ１ａ、Ｓｉｇ２ａ）間の位相差は制御信号間位相差φｄａで表し、増幅器２Ｂに入力される二対の制御信号（Ｓｉｇ１ｂ、Ｓｉｇ２ｂ）間の位相差は制御信号間位相差φｄｂで表す。

増幅器２Ａに入力される二対の制御信号（Ｓｉｇ１ａ、Ｓｉｇ２ａ）、及び増幅器２Ｂに入力される二対の制御信号（Ｓｉｇ１ｂ、Ｓｉｇ２ｂ）は、それぞれ制御信号のセットを構成し、この制御信号のセット間の位相差は制御信号セット間位相差φｓで表す。

位相差制御（ＣＮＴＬ２）は第１の位相差制御（ＣＮＴＬ２ｄ）と第２の位相差制御（ＣＮＴＬ２ｓ）の２つの制御を含む。第１の位相差制御（ＣＮＴＬ２ｄ）は、制御信号間位相差φｄによりパルス幅を変調するＰＷＭ制御であり、ＰＷＭ制御された制御信号に基づいてスイッチング素子を駆動するパルス信号のデューティ比（Ｄｕｔｙ）を可変とする。第２の位相差制御（ＣＮＴＬ２ｓ）は、一対の制御信号セットのセット間の制御信号セット間位相差φｓをシフトする位相シフト制御（ＰＳ制御）であり、２つの増幅器の出力電力の重複の程度を制御することにより出力電力を制御する。

ＰＷＭ制御による出力電力の制御は、高周波電源装置のダミー抵抗による内部損失が無いため、高効率化が図られる。

図１において、ＣＮＴＬ２ｄはそれぞれ二対の制御信号の制御信号間位相差φｄ（φｄａ，φｄｂ）によりパルス幅を変調するＰＷＭ制御を示し、ＣＮＴＬ２ｓは一対の制御信号セットのセット間の制御信号セット間位相差φｓをシフトする位相シフト制御（ＰＳ制御）を示している。

パルス幅制御（ＰＷＭ制御）により、増幅器２Ａに入力される二対の制御信号Ｓｉｇ１ａ及び制御信号Ｓｉｇ２ａ間の位相差は制御信号間位相差φｄａとなるように制御され、増幅器２Ｂに入力される二対の制御信号Ｓｉｇ１ｂ及び制御信号Ｓｉｇ２ｂの位相差は制御信号間位相差φｄｂとなるように制御される。

増幅器２Ａには、制御信号間位相差φｄａを有する二対の差動信号からなる制御信号Ｓｉｇ１ａ及び制御信号Ｓｉｇ２ａが入力され、この制御信号間位相差φｄａに基づいてスイッチング素子のゲート信号のデューティ比（Ｄｕｔｙ）が制御され、デューティ比（Ｄｕｔｙ）により高周波パルス出力の出力電力が制御される。

同様に、増幅器２Ｂには、制御信号間位相差φｄｂを有する二対の差動信号からなる制御信号Ｓｉｇ１ｂ及び制御信号Ｓｉｇ２ｂが入力され、この制御信号間位相差φｄｂに基づいてスイッチング素子のゲート信号のデューティ比（Ｄｕｔｙ）が制御され、デューティ比（Ｄｕｔｙ）により高周波パルス出力の出力電力が制御される。

デューティ比（Ｄｕｔｙ）制御において、制御信号間位相差φｄａによるデューティ比ＤｕｔｙＡ、及び制御信号間位相差φｄｂによるデューティ比ＤｕｔｙＢは、それぞれ
ＤｕｔｙＡ＝φｄａ／１８０［ｄｅｇ］ …（１）
ＤｕｔｙＢ＝φｄｂ／１８０［ｄｅｇ］ …（２）
で表される。

位相差制御は、低出力レベル範囲を高出力レベルと低出力レベルに分け、
（ｉ）高出力レベルに対して第１の位相差制御のＰＷＭ制御を適用する態様
（ｉｉ）低出力レベルに対して第２の位相差制御の位相シフト制御（ＰＳ制御）を適用する態様
とすることができる。

（ｉ）ＰＷＭ制御を適用する態様
図２（ｂ）は、位相差制御（ＣＮＴＬ２）による出力電力の制御において、第１の位相差制御のＰＷＭ制御のみによる電力出力の制御態様を示し、図中の横軸において一点鎖線を挟んで左方は制御信号における制御態様を示し、右方は増幅器における制御態様を示している。また図中の縦軸は出力電力を示し、下側の破線を境に上方は高出力レベル側を示し、下方は低出力レベル側を示している。

出力電力の出力レベルが低出力レベル範囲内の高出力レベル側である場合には、制御信号の制御態様でＰＷＭ制御（ＣＮＴＬ２ｄ）の位相差制御により出力電力を可変とし、増幅器の制御態様において、ＰＷＭ制御された制御信号の制御信号間位相差φｄ（φｄａ、φｄｂ）に基づくＤｕｔｙ制御により出力電力を可変とする。増幅器を駆動するゲート信号のデューティ比Ｄｕｔｙ（ＤｕｔｙＡ、ＤｕｔｙＢ）は制御信号間位相差φｄ（φｄａ、φｄｂ）に基づいて得られる。

低出力レベル範囲内の高出力レベル側は、デューティ比が最大値となる最大デューティ比Ｄｕｔｙ＿ｍａｘとデューティ比が最小値となる最小デューティ比Ｄｕｔｙ＿ｍｉｎにより規定される。最大デューティ比Ｄｕｔｙ＿ｍａｘは、スイッチング素子の出力電力と電力変換効率のバランスから最小必要デットタイムＤＴ＿ｍｉｎとして決定され、このときに得られる電力出力は直流電圧制御時の最小出力と一致する。また、最小デューティ比Ｄｕｔｙ＿ｍｉｎは、増幅器が備えるスイッチング素子の応答速度に依存して定まり、スイッチング素子の最速の応答速度に対応するパルス幅により設定される。

第１の位相差制御のＰＷＭ制御では、直流電圧制御を行うための直流電圧Ｖｄｃ、及び位相シフト制御を行うための制御信号セット間位相差φｓを固定し、ＰＷＭ制御を行う制御信号間位相差φｄのみを可変させることにより出力電力を制御する。直流電圧Ｖｄｃ及び制御信号セット間位相差φｓの固定値は任意に定めることができる。なお、固定する制御信号セット間位相差φｓはφｓ＝０[ｄｅｇ]を基本とする。制御信号セット間位相差φｓ＝０[ｄｅｇ]は位相シフト制御において最大出力が得られる位相差であるので、制御信号セット間位相差φｓを０[ｄｅｇ]に固定することにより、制御信号間位相差φｄを可変として行うＰＷＭ制御において出力電力の制御幅をすることができる。

（ｉｉ）位相シフト制御（ＰＳ制御）を適用する態様
図２（ｃ）は、位相差制御（ＣＮＴＬ２）による出力電力の制御において、第２の位相差制御の位相シフト制御のみによる電力出力の制御態様を示している。図中の横軸において一点鎖線を挟んで左方は制御信号における制御態様を示し、右方は増幅器における制御態様を示している。また図中の縦軸は出力電力を示し、下側の破線を境に上方は高出力レベル側を示し、下方は低出力レベル側を示している。

ＰＷＭ制御において最小デューティ比Ｄｕｔｙ＿ｍｉｎで制御される値よりも出力電力を低減させる場合には、ＰＷＭ制御に代えて位相シフト制御を適用する。この位相シフト制御では、増幅器を駆動制御する制御信号のセット間の制御信号セット間位相差φｓを０[ｄｅｇ]～１８０[ｄｅｇ]の範囲で可変する。位相シフト制御において制御信号セット間位相差φｓが０[ｄｅｇ]の出力電力は、ＰＷＭ制御においてデューティ比Ｄｕｔｙが最小デューティ比Ｄｕｔｙ＿ｍｉｎの出力電力に相当する。また、位相シフト制御において制御信号セット間位相差φｓが１８０[ｄｅｇ]の出力電力は電力０に相当する。

出力電力の出力レベルが低出力レベル範囲内の低出力レベル側である場合には、制御信号の制御態様では位相差制御の位相シフト制御（ＣＮＴＬ２ｓ）により出力電力を可変とし、増幅器の制御態様では位相シフト制御された制御信号の制御信号セット間位相差φｓに基づく増幅器間位相差φｓ^ａｍｐのゲート信号によりスイッチング素子を駆動して出力電力を可変とする。

位相シフト制御（ＣＮＴＬ２ｓ）を行う制御信号セット間位相差φｓの範囲は、０[ｄｅｇ]～１８０[ｄｅｇ]の範囲である。位相シフト制御（ＣＮＴＬ２ｓ）において、制御信号セット間位相差φｓが０[ｄｅｇ]のときには位相シフト制御での最大出力電力が得られ、制御信号セット間位相差φｓが１８０[ｄｅｇ]のときには位相シフト制御での最小出力電力が得られる。

ここで、制御信号セット間位相差φｓが０[ｄｅｇ]のときの出力電力を、ＰＷＭ制御（ＣＮＴＬ２ｄ）においてデューティ比が最小デューティ比Ｄｕｔｙ＿ｍｉｎのときの出力電力に合わせることにより、ＰＷＭ制御（ＣＮＴＬ２ｄ）と位相シフト制御（ＣＮＴＬ２ｓ）との切り替え時点での出力電力のずれを無くすことにより、出力電力の可変は連続的となる。

位相差制御において、ＰＷＭ制御で制御されるパルス幅はゲート信号のパルス幅を規定する。ゲート信号のパルス幅はスイッチング素子の動作特性に制限されるため、ＰＷＭ制御により絞られるパルス幅の最小パルス幅も制限され、最小パルス幅よりも短いパルス幅によるＰＷＭ制御は支障が生じるおそれがある。

本発明は、ゲート信号のパルス幅を、ＰＷＭ制御により絞られるパルス幅の最小パルス幅まではＰＷＭ制御で行い、最小パルス幅よりも短いパルス幅については位相シフト制御（ＰＳ制御）で行うことにより、ＰＷＭ制御では制御が困難な低レベル域においても制御が可能となり、出力電力の任意の低レベル域までの制御が可能となる。

出力電力の最小出力がＰＷＭ制御によって制御され得る程度の大きさである場合には、位相シフト制御（ＰＳ制御）を適用することなくＰＷＭ制御のみによって位相差制御を行ってもよい。

位相シフト制御（ＰＳ制御）は電源内部で消費される内部損失により電力変換効率が低いという課題があるが、本発明では位相シフト制御（ＰＳ制御）の適用範囲を低レベル側に制限することにより、高レベル側においても位相シフト制御（ＰＳ制御）を適用した場合よりも内部損失の損失量は小さくすることができる。これにより、出力レベルの全範囲内での内部損失が低減され、高効率化が図られる。

本発明による直流電圧制御及び位相差制御は、各出力レベル範囲内において出力電力は連続的に可変であり、直流電圧制御から位相差制御へ、あるいは位相差制御から直流電圧制御への制御の切り替え時点において、両制御による出力レベルを合わせることにより、出力レベルの出力電力は全範囲において不連続となることなく連続的に可変とすることができる。

１－２．電力制御と出力電力との関係
本発明は、高出力電圧範囲及び低出力電圧範囲の各出力電圧範囲において、出力電力の変化特性を任意に設定することができる。図３、４は変化特性例を示している。ここでは、高出力電圧Ｈｉｇｈ、低出力電圧Ｌｏｗ１、Ｌｏｗ２、零出力電圧の４つの出力電圧範囲の例を示している。

（ａ）一定出力電力の態様
図３は各出力電圧範囲内において一定の出力電圧により出力電力を一定とする態様例である。高出力電圧範囲において、Ｈｉｇｈの一定出力電力を出力する場合には、制御信号間位相差φｄａ、φｄｂ、制御信号セット間位相差φｓを固定し、直流電圧Ｖｄｃを可変とする直流電圧制御により出力電力を制御する。このとき直流電圧Ｖｄｃを一定電圧とすることにより出力電力を一定とする。

Ｌｏｗ１の一定出力電力を出力する場合には、直流電圧Ｖｄｃ及び制御信号セット間位相差φｓを固定し、制御信号間位相差φｄａ、φｄｂを可変とするＰＷＭ制御により出力電力を制御する。このとき制御信号間位相差φｄａ、φｄｂを一定位相差とすることにより出力電力を一定とする。

Ｌｏｗ２の一定出力電力を出力する場合には、直流電圧Ｖｄｃ及び制御信号間位相差φｄａ、φｄｂを固定し、制御信号セット間位相差φｓを可変とする位相シフト制御により出力電力を制御する。このとき制御信号セット間位相差φｓを一定位相差とすることにより出力電力を一定とする。

零出力電圧の場合には、直流電圧制御、あるいは位相差制御により出力電圧が零出力電圧となるように設定しておき、出力電圧の可変制御は行わない。
この一定出力電力の態様によれば、各出力電圧範囲間において出力電力は階段状の電力変化となる。

（ｂ）線形的可変の態様
図４（ａ）は各出力電圧範囲内において出力電力を線形的に可変とする態様例である。高出力電圧範囲において、Ｈｉｇｈのレベルで出力電力を線形的に可変とする場合には、制御信号間位相差φｄａ、φｄｂ、制御信号セット間位相差φｓを固定し、直流電圧Ｖｄｃを可変とする直流電圧制御により出力電力を制御する。このとき出力電力が線形的に可変となるように、直流電圧Ｖｄｃは出力電力の線形変化に対してルート関数的（平方根関数的）に可変とする。

Ｌｏｗ１のレベルで出力電力を線形的に可変とする場合には、直流電圧Ｖｄｃ及び制御信号セット間位相差φｓを固定し、制御信号間位相差φｄａ、φｄｂを可変とするＰＷＭ制御により出力電力を制御する。このとき、制御信号間位相差φｄａ、φｄｂの変化と出力電力の変化との間は、必ずしも線形的な関係とはならないため、出力電力が線形的に可変となるように制御信号間位相差φｄａ、φｄｂの変化を調整する。

Ｌｏｗ２のレベルで出力電力を線形的に可変とする場合には、直流電圧Ｖｄｃ及び制御信号間位相差φｄａ、φｄｂを固定し、制御信号セット間位相差φｓを可変とする位相シフト制御により出力電力を制御する。このとき、制御信号セット間位相差φｓの変化と出力電力の変化との間は、必ずしも線形的な関係とはならないため、出力電力が線形的に可変となるように制御信号セット間位相差φｓの変化を調整する。

零出力電圧の場合には、直流電圧制御、あるいは位相差制御により出力電圧が零出力電圧となるように設定しておき、出力電圧の可変制御は行わない。

（ｃ）指数関数的可変の態様
図４（ｂ）は各出力電圧範囲内において出力電力を指数関数的に可変とする態様例である。高出力電圧範囲において、Ｈｉｇｈのレベルで出力電力を指数関数的に可変とする場合には、制御信号間位相差φｄａ、φｄｂ、制御信号セット間位相差φｓを固定し、直流電圧Ｖｄｃを可変とする直流電圧制御により出力電力を制御する。このとき直流電圧Ｖｄｃは出力電力が指数関数的に可変となるように可変とする。

Ｌｏｗ１のレベルで出力電力を指数関数的に可変とする場合には、直流電圧Ｖｄｃ及び制御信号セット間位相差φｓを固定し、制御信号間位相差φｄａ、φｄｂを可変とするＰＷＭ制御により出力電力を制御する。このとき、制御信号間位相差φｄａ、φｄｂの変化と出力電力の変化との間は、必ずしも線形的な関係とはならないため、出力電力が指数関数的に可変となるように制御信号間位相差φｄａ、φｄｂの変化を調整する。

Ｌｏｗ２のレベルで出力電力を指数関数的に可変とする場合には、直流電圧Ｖｄｃ及び制御信号間位相差φｄａ、φｄｂを固定し、制御信号セット間位相差φｓを可変とする位相シフト制御により出力電力を制御する。このとき、制御信号セット間位相差φｓの変化と出力電力の変化との間は、必ずしも線形的な関係とはならないため、出力電力が指数関数的に可変となるように制御信号セット間位相差φｓの変化を調整する。
零出力電圧の場合には、直流電圧制御、あるいは位相差制御により出力電圧が零出力電圧となるように設定しておき、出力電圧の可変制御は行わない。

１－３．内部損失と出力電力との関係
図５はＤ級、Ｆ級、ＥＦ級のスイッチングモード方式によるプッシュプル増幅器のＰＷＭ制御時における出力電圧波形を示している。出力電圧波形Ｖｄｄは、ドレイン－ドレイン間電圧を示している。

出力電圧波形Ｖｄｄは方形波状波形であり、振幅はドレイン－ソース間電圧Ｖｄｓである。スイッチングモードの高周波電源では、基本波以外の高調波成分は出力フィルタにより除去され、基本波のみが出力される。そこで、出力電圧波形Ｖｄｄを、基本波成分のみの正弦波電圧Ｖａｃとして等価計算すると以下の式（３）で表される。ここで、デューティ比Ｄｕｔｙは半周期の１８０[ｄｅｇ]で正規化されている。
Ｖａｃ＝（４／π）・Ｖｄｓ・ｓｉｎ{（π／２）・Ｄｕｔｙ}・ｓｉｎ（ω_ｓ・ｔ）
…（３）
Ｖａｃ：正弦波電圧
Ｖｄｓ：ドレイン－ソース間電圧
Ｄｕｔｙ：デューティ比
ωｓ：基本波の角周波数

図６は、高周波電源においてデューティ比Ｄｕｔｙを可変とするＰＷＭ制御した場合の出力電力Ｐ_ｏｕｔを式（３）に基づいて求めた図である。図６において、横軸はデューティ比Ｄｕｔｙ[％]を示し、縦軸はＰ_ｏｕｔの電力を示している。なお、スイッチングモードの場合には、ゲート信号電圧ＶｇｓにデットタイムＤＴを設けることにより高効率化が図られている。

式（３）に示すＶａｃはｓｉｎ関数内にデューティ比Ｄｕｔｙの項が存在するため、Ｓ字状の曲線を描く関数となる。Ｓ字状の曲線において、デューティ比Ｄｕｔｙが２０％～８０％の範囲ではほぼ直線状の線形特性を示すのに対して、デューティ比Ｄｕｔｙが８０％以上の範囲、及びデューティ比Ｄｕｔｙが２０％以下の範囲では傾斜が緩くなり、非線形状の特性が強く現れる。このような正弦波電圧Ｖａｃの出力特性から、高周波電源のＰＷＭ制御において、デューティ比Ｄｕｔｙが２０％～８０％の範囲以外では、Ｄｕｔｙ対出力電力ゲインが極端に低く変化し、デューティ比Ｄｕｔｙにより出力電力ゲインを調整することが難しくなって制御性が悪くなる。

上記した出力電力の特性から、制御性が低くなるデューティ比Ｄｕｔｙの範囲を避けるために、ＰＷＭ制御における定格Ｄｕｔｙを８０％の近傍に選定する。８０％近傍のデューティ比Ｄｕｔｙは制御信号間位相差φｄａ、φｄｂに換算すると１４０[ｄｅｇ]～１６０[ｄｅｇ]に相当する。

一方、最小パルス幅となる最小デューティ比Ｄｕｔｙ＿ｍｉｎを２０％に選定した場合には、出力電力は定格出力に対して１/１０程度となる。デューティ比Ｄｕｔｙの範囲をこのように２０％～８０％の範囲に選定し、このデューティ比Ｄｕｔｙの範囲で定まる領域をＰＷＭ制御領域とすると、最小デューティ比Ｄｕｔｙ＿ｍｉｎにおいて出力電力は定格出力の１０％に低減される。なお、図６では、ＰＷＭ制御領域における出力電力の範囲をＰ＿ｈｉｇｈとＰ＿ｌｏｗとして表している。

最小デューティ比Ｄｕｔｙ＿ｍｉｎで制御される値よりも出力電力を低減する場合には、ＰＷＭ制御に代えて位相シフト制御を適用する。この位相シフト制御では、増幅器間の位相差である制御信号セット間位相差φｓを０[ｄｅｇ]～１８０[ｄｅｇ]の範囲で可変する。位相シフト制御において制御信号セット間位相差φｓが０[ｄｅｇ]の出力電力は、ＰＷＭ制御においてデューティ比Ｄｕｔｙが最小デューティ比Ｄｕｔｙ＿ｍｉｎの出力電力に相当する。また、位相シフト制御において、制御信号セット間位相差φｓが１８０[ｄｅｇ]の出力電力は電力０に相当する。

位相シフト制御の最大内部損失は制御信号セット間位相差φｓが１８０[ｄｅｇ]としたときであるが、本発明ではこのときの内部損失はデューティ比Ｄｕｔｙが最小デューティ比Ｄｕｔｙ＿ｍｉｎのときの出力電力に一致する。位相シフト制御により全制御範囲を出力電力を制御する場合において、出力電力を０まで絞った場合（φｓ＝１８０[ｄｅｇ]）には、Ｈｉｇｈ側の定格電力と同等の電力が内部のダミー抵抗で消費されるが、本発明によれば、制御信号セット間位相差φｓが１８０[ｄｅｇ]はデューティ比Ｄｕｔｙが最小デューティ比Ｄｕｔｙ＿ｍｉｎの出力電力に相当するため、内部損失は約１/１０程度に収まる。

したがって、定格電力の１０％相当の内部損失で済むため、位相シフト制御のみによる出力電力制御と比較して内部損失が約９０％改善されることになる。

２．高周波電力の出力制御方法
本発明の高周波電力の出力制御方法を図７のフローチャートを用いて説明する。以下のフローチャートではＳの符号を用いて各工程の流れを表している。

本発明による高周波電力の出力制御の概略は、出力電力レベルに応じて直流電圧制御と位相差制御とを使い分け、これにより高周波電源のダミー抵抗による内部損失を低減することにある。

図７（ａ）は出力制御の概略を説明するためのフローチャートである。出力電力に変更がある場合には（Ｓ１）、出力電力のレベルが、予め設定されたＨｉｇｈレベル範囲（高出力レベル範囲）にあるか、あるいはＬｏｗレベル範囲（低出力レベル範囲）にあるかを判定する（Ｓ２）。出力電力レベルがＨｉｇｈレベル範囲内にあるときには直流電圧制御を行い（Ｓ３）、出力電力レベルがＬｏｗレベル範囲内にあるときには位相差制御を行う（Ｓ４）。

図７（ｂ）は位相差制御の詳細な流れを示すフローチャートであり、図７（ａ）に示したフローチャートのＳ４の工程を破線の囲みで示している。出力電力レベルがＬｏｗレベル範囲内にあると判定されると（Ｓ２）、増幅器のスイッチング素子を駆動する駆動信号のデューティ比Ｄｕｔｙと予め設定された最小デューティ比Ｄｕｔｙ＿ｍｉｎとを比較する（Ｓ４ａ）。

Ｓ４ａの比較工程において、デューティ比Ｄｕｔｙが最小デューティ比Ｄｕｔｙ＿ｍｉｎよりも大きい場合には、位相差制御の位相差演算により制御信号間位相差指令値φｄａ^*、φｄｂ^*を求め、求めた制御信号間位相差指令値φｄａ^*、φｄｂ^*に基づいて制御信号間位相差φｄａ、φｄｂを有する制御信号を生成する（Ｓ４ｂ１）。生成した制御信号間位相差φｄａ、φｄｂに基づいて駆動信号のデューティ比ＤｕｔｙＡ、ＤｕｔｙＢを求め、求めたデューティ比ＤｕｔｙＡ、ＤｕｔｙＢによって増幅器のスイッチング素子をＰＷＭ制御する（Ｓ４ｂ２）。

一方、Ｓ４ａの比較工程において、デューティ比Ｄｕｔｙが最小デューティ比Ｄｕｔｙ＿ｍｉｎよりも小さい場合には、位相差制御の位相差演算により制御信号のセット間の位相差である制御信号セット間指令値位相差φｓ^*を求める（Ｓ４ｃ１）。求めた制御信号セット間位相差指令値φｓ^*に基づいて制御信号セット間位相差φｓを有する制御信号を生成し、増幅器のスイッチング素子を位相シフト制御する（Ｓ４ｃ２）。

なお、Ｓ４ａの工程において、デューティ比Ｄｕｔｙと最小デューティ比Ｄｕｔｙ＿ｍｉｎとが一致する場合に、Ｓ４ｂの制御信号間位相差によるＰＷＭ制御を行うか、あるいはＳ４ｃの制御信号セット間位相差による位相シフト制御を行うかは、任意に定める設定することができる。

図７（ｂ）に示したフローチャートでは、位相差制御においてＰＷＭ制御と位相シフト制御との何れか一方を選択する構成としているが、図７（ｃ）のフローチャートで示しように、ＰＷＭ制御と位相シフト制御とを同時に実行する態様とすることもできる。

位相差制御（Ｓ４）において、制御信号間位相差指令値φｄａ^*、φｄｂ^*及び制御信号セット間位相差指令値φｓ^*を演算で求め、求めた位相差に係る各指令値φｄａ^*、φｄｂ^*、及びφｓ^*に基づいて各位相差φｄａ、φｄｂ及びφｓを有する制御信号を生成し、ＰＷＭ制御（Ｓ４ｂ）と共に位相シフト制御（ＰＳ制御）を行う（Ｓ４ｃ）。

位相差制御（Ｓ４）において、ＰＷＭ制御（Ｓ４ｂ）と位相シフト制御と（Ｓ４ｃ）とを同時に行う場合には、両制御を個別に行う場合と比較して内部損失が高まる。例えば、デューティ比Ｄｕｔｙが５０％、制御信号セット間位相差φｓが９０［ｄｅｇ］の場合には、定格出力の２５％が内部損失となる。しかしながら、この内部損失は位相シフト制御のみによる出力電力制御と比較して１／４まで損失は低減するため、従来方式に対して優位性を有している。

３．高周波電源装置
図８～図１０を用いて本発明の高周波電源装置の構成例を説明する。
３－１．構成例１
構成例１を図８に基づいて説明する。高周波電源装置１は、一対の増幅器２Ａ、２Ｂと、増幅器２Ａ、２Ｂの増幅器出力を合成して高周波パルス出力を生成する合成器５とを備える。

増幅器２Ａ、２Ｂは、Ｄ級、Ｆ級、あるいはＥＦ級のスイッチングモード方式による電力増幅器であり、電力増幅器に直流電圧Ｖｄｃを供給する直流電源を構成する構成要素としてＡＤ／ＤＣコンバータを備える。図８では、２つのＬＤＭＯＳあるいはワンパッケージで構成されたスイッチング素子と、出力トランスとローパスフィルタとが直列接続された構成を一例として示している。出力トランスの中点にはＡＣ／ＤＣコンバータ６の直流電源から直流電圧Ｖｄｃが印加されている。

増幅器２Ａ、２Ｂがそれぞれ備える２つのスイッチング素子のゲート端子には、駆動回路３Ａ、３Ｂから駆動信号であるゲート信号Ｇｓｉｇ１ａ、Ｇｓｉｇ２ａ、及びゲート信号Ｇｓｉｇ１ｂ、Ｇｓｉｇ２ｂが入力され、各スイッチング素子はこれらのゲート信号で駆動される。

増幅器２Ａ、２Ｂの増幅器出力は、サーキュレータ／アイソレータ４Ａ、４Ｂを介して合成器５に入力される。合成器５は２Ａ、２Ｂの増幅器出力を合成し、高周波パルス出力として出力する。サーキュレータ／アイソレータ４Ａ、４Ｂにはダミー抵抗が接続される。増幅器出力のうち合成器５で合成に供されなかった出力はダミー抵抗において消費され、内部損失となる。

高周波電源装置１は、増幅器２Ａ、２Ｂの出力電力を制御する構成として直流電圧制御を行う構成、及び位相差制御を行う構成を備え、直流電圧制御は電力制御部１０及び直流電圧制御部１１により構成され、位相差制御は電力制御部１０及び制御信号生成部１２により構成される。

（電力制御部）
電力制御部１０は出力電力を制御するための指令値を演算し、制御信号生成部１２は電力制御部１０の演算で求めた位相差制御指令値に基づいて位相制御差制御のための制御信号を生成する。

電力制御部１０は、高周波電源装置１が出力する高周波パルス出力の出力レベルに応じて、直流電圧制御と位相差制御とを切り替え、出力レベルが高出力レベル範囲では直流電圧制御により直流電圧指令値Ｖｒｅｆ^*を演算し、出力レベルが低出力レベル範囲では位相差制御により位相差指令値φ^*（φｄ^*、φｓ^*）を演算し、直流電圧指令値Ｖｒｅｆ^*を直流電圧制御部１１に送り、位相差指令値φ^*（φｄ^*、φｓ^*）を制御信号生成部１２に送る。

直流電圧指令値Ｖｒｅｆ^*、及び位相差指令値φ^*（φｄ^*、φｓ^*）は、出力電力指令値ＦＷＤ＿ｒｅｆ^*と出力電力フィードバック値ＦＷＤ＿ＦＢとの差分に基づいて演算を行うことで得られる。

電力制御部１０は、出力電力を直流電圧制御により制御するための直流電圧指令値Ｖｒｅｆ^*を演算する直流電圧演算部１０ａ、及び出力電力を位相差制御により制御するための位相差指令値φ^*（φｄ^*、φｓ^*）を演算する位相差演算部１０ｂを備える。

（直流電圧演算部）
直流電圧演算部１０ａは、出力電力指令値ＦＷＤ＿ｒｅｆ^*と出力電力フィードバック値ＦＷＤ＿ＦＢとの差分に基づいて出力電力を出力電力指令値ＦＷＤ＿ｒｅｆ^*に一致させるための直流電圧指令値Ｖｒｅｆ^*を演算する。

直流電圧指令値Ｖｒｅｆ^*の演算は、出力電力指令値ＦＷＤ＿ｒｅｆ^*と出力電力フィードバック値ＦＷＤ＿ＦＢとの差分を零とするフィードバック制御により行うことができる。例えば、差分（ＦＷＤ＿ｒｅｆ^*）－（ＦＷＤ＿ＦＢ）が正の値であるときには、出力電力フィードバック値ＦＷＤ＿ＦＢが出力電力指令値ＦＷＤ＿ｒｅｆ^*よりも小さいことから、出力電力指令値であるＶｒｅｆ^*を増加させることにより出力電力フィードバック値ＦＷＤ＿ＦＢを出力電力指令値ＦＷＤ＿ｒｅｆ^*に近づける。逆に、差分（ＦＷＤ＿ｒｅｆ^*）－（ＦＷＤ＿ＦＢ）が負の値であるときには、出力電力フィードバック値ＦＷＤ＿ＦＢが出力電力指令値ＦＷＤ＿ｒｅｆ^*よりも大きいことから、出力電力指令値であるＶｒｅｆ^*を減少させることにより出力電力フィードバック値ＦＷＤ＿ＦＢを出力電力指令値ＦＷＤ＿ｒｅｆ^*に近づける。

直流電圧指令値Ｖｒｅｆ^*は、直流電圧制御部１１において、一対の増幅器２Ａ、２Ｂに供給する直流電圧Ｖｄｃを制御する操作量αの算出に用いられる。

（位相差演算部１０ｂ）
位相差演算部１０ｂは、出力電力指令値ＦＷＤ＿ｒｅｆ^*と出力電力フィードバック値ＦＷＤ＿ＦＢとの差分に基づいて出力電力を位相差制御するための位相差指令値φ^*を演算する。位相差指令値φ^*は、ＰＷＭ制御のための制御信号間位相差指令値φｄａ^*、φｄｂ^*、及び位相差制御（ＰＳ制御）のための制御信号セット間位相差指令値φｓ^*を含み、制御信号生成部１２は位相差指令値φ^*（φｄａ^*、φｄｂ^*、φｓ^*）に基づいて位相差φ（φｄａ、φｄｂ、φｓ）を備えた制御信号を生成する。

（直流電圧制御部、及び制御信号生成部）
高周波電源装置１は、出力電力を制御する直流電圧制御部１１と、一対の増幅器２Ａ、２Ｂに入力する制御信号の位相差φ（φｄ、φｓ）を、電力制御部１０が演算する位相差指令値φ^*（φｄ^*、φｓ^*）に基づいて差動信号を生成し、出力電力を制御する制御信号生成部１２とを備える。

直流電圧制御に用いる直流電圧指令値Ｖｒｅｆ^*、位相差制御に用いる制御信号間位相差φｄａ、φｄｂ及び制御信号セット間位相差φｓは電力制御部１０の演算により得られる。

（直流電圧制御部）
直流電圧制御を行う構成として直流電圧制御部１１を備える。直流電圧制御部１１は、直流電圧指令値Ｖｒｅｆ^*に基づいて操作量αを生成する。直流電源を構成するＡＣ／ＤＣコンバータ６は操作量αに基づいて制御され、直流電圧指令値Ｖｒｅｆ^*に応じた直流電圧Ｖｄｃの出力電圧を増幅器２Ａ、２Ｂに供給する。

直流電圧制御部１１は、増幅器２Ａ、２Ｂから帰還されるフィードバック電圧Ｖｄｃ＿ＦＢと直流電圧指令値Ｖｒｅｆ^*とを比較し、直流電圧Ｖｄｃが直流電圧指令値Ｖｒｅｆ^*と一致するようにフィードバック制御を行う。

（制御信号生成部）
位相差制御を行う構成として制御信号生成部１２を備える。制御信号生成部１２は、ＰＷＭ制御を担う位相差制御機能部１２Ａａ、１２Ａｂ、及び位相シフト制御を担う位相差制御機能部１２Ｂを備える。

ＰＷＭ制御の位相差制御機能部１２Ａａ、１２Ａｂで用いる制御信号間位相差φｄａ、φｄｂ、及び位相シフト制御の位相差制御機能部１２Ｂで用いる制御信号セット間位相差φｓは、電力制御部１０の演算処理により得られる。

（ＰＷＭ制御）
ＰＷＭ制御を担う位相差制御機能部１２Ａａ、１２Ａｂは、それぞれ増幅器２Ａを制御するための制御信号Ｓｉｇ１ａ、Ｓｉｇ２ａ、及び増幅器２Ｂを制御するための制御信号Ｓｉｇ１ｂ、Ｓｉｇ２ｂを生成する。制御信号Ｓｉｇ１ａ、Ｓｉｇ２ａ、Ｓｉｇ１ｂ、Ｓｉｇ２ｂを位相が互いに逆相関係にある差動信号により構成される場合には、各増幅器には一対の差動信号を含む二対の制御信号が入力される。これにより、増幅器２Ａに入力される制御信号Ｓｉｇ１ａ、Ｓｉｇ２ａは、一対の差動信号を含む二対の制御信号からなるセット信号Ｓｉｇａを構成し、増幅器２Ｂに入力される制御信号Ｓｉｇ１ｂ、Ｓｉｇ２ｂにおいても同様に、一対の差動信号を含む二対の制御信号からなるセット信号Ｓｉｇｂを構成する。したがって、セット信号Ｓｉｇａ及びセット信号Ｓｉｇｂに含まれる信号数は４信号となる。

増幅器２Ａに入力されるセット信号Ｓｉｇａを構成する制御信号Ｓｉｇ１ａ、Ｓｉｇ２ａにおいて、制御信号Ｓｉｇ１ａと制御信号Ｓｉｇ２ａとの間の制御信号間位相差φｄａは制御信号間位相差指令値φｄａ^*に基づいて生成され、この制御信号間位相差φｄａに基づいて、駆動回路３Ａが出力するゲート信号Ｇｓｉｇ１ａ、Ｇｓｉｇ２ａのパルス幅がＰＷＭ制御される。

同様に、増幅器２Ｂに入力されるセット信号Ｓｉｇｂを構成する制御信号Ｓｉｇ１ｂ、Ｓｉｇ２ｂにおいて、制御信号Ｓｉｇ１ｂと制御信号Ｓｉｇ２ｂとの間の制御信号間位相差φｄｂは制御信号間位相差指令値φｄｂ^*に基づいて生成され、この制御信号間位相差φｄｂに基づいて、駆動回路３Ｂが出力するゲート信号Ｇｓｉｇ１ｂ、Ｇｓｉｇ２ｂのパルス幅がＰＷＭ制御される。

ＰＷＭ制御により、駆動回路３Ａは制御信号間位相差φｄａに対応した増幅器出力を出力し、駆動回路３Ｂは制御信号間位相差φｄｂに対応した増幅器出力を出力する。増幅器２Ａ、２Ｂから同一の制御信号間位相差φｄに対応した増幅器出力を出力する場合には、制御信号間位相差φｄａと制御信号間位相差φｄｂとを同一の位相差としてＰＷＭ制御を行う。

制御信号間位相差指令値φｄ^*の演算は、出力電力指令値ＦＷＤ＿ｒｅｆ^*と出力電力フィードバック値ＦＷＤ＿ＦＢとの差分を零とするフィードバック制御により行うことができる。
例えば、差分（ＦＷＤ＿ｒｅｆ^*）－（ＦＷＤ＿ＦＢ）が正の値であるときには、出力電力フィードバック値ＦＷＤ＿ＦＢが出力電力指令値ＦＷＤ＿ｒｅｆ^*よりも小さいことから、制御信号間位相差指令値φｄ^*を増加させ、パルス幅を広げるデューティ比Ｄｕｔｙを最大デューティ比Ｄｕｔｙ＿ｍａｘに近づけることにより出力電力フィードバック値ＦＷＤ＿ＦＢを出力電力指令値ＦＷＤ＿ｒｅｆ^*に近づける。

逆に、差分（ＦＷＤ＿ｒｅｆ^*）－（ＦＷＤ＿ＦＢ）が負の値であるときには、出力電力フィードバック値ＦＷＤ＿ＦＢが出力電力指令値ＦＷＤ＿ｒｅｆ^*よりも大きいことから、制御信号間位相差指令値φｄ^*を減少させてパルス幅を狭めデューティ比Ｄｕｔｙを最小デューティ比Ｄｕｔｙ＿ｍｉｎに近づけることにより出力電力フィードバック値ＦＷＤ＿ＦＢを出力電力指令値ＦＷＤ＿ｒｅｆ^*に近づける。

（位相シフト制御）
位相シフト制御を担う位相差制御機能部１２Ｂは、それぞれ増幅器２Ａ、２Ｂを制御するための制御信号Ｓｉｇ１ａ、Ｓｉｇ２ａのセット信号Ｓｉｇａと制御信号Ｓｉｇ１ｂ、Ｓｉｇ２ｂのセット信号Ｓｉｇｂとのセット信号間に制御信号セット間位相差φｓを付与する。

制御信号セット間位相差φｓは、駆動回路３Ａが出力するゲート信号Ｇｓｉｇ１ａ、Ｇｓｉｇ２ａの信号セットと、駆動回路３Ｂが出力するゲート信号Ｇｓｉｇ１ｂ、Ｇｓｉｇ２ｂのセット信号との信号セット間に位相差φｓを付与し、駆動回路３Ａの増幅器出力と駆動回路３Ｂの増幅器出力とを同時に出力する位相の重なりを制御する位相シフト制御に用いられる。駆動回路３Ａの増幅器出力と駆動回路３Ｂの増幅器出力との間の増幅器出力間位相差φｓ^ａｍｐは、制御信号セット間位相差指令値φｓ^*によって生成された制御信号の制御信号セット間位相差φｓに基づいて位相シフト制御制御される。

制御信号セット間位相差指令値φｓ^*の演算は、出力電力指令値ＦＷＤ＿ｒｅｆ^*と出力電力フィードバック値ＦＷＤ＿ＦＢとの差分を零とするフィードバック制御により行うことができる。
例えば、差分（ＦＷＤ＿ｒｅｆ^*）－（ＦＷＤ＿ＦＢ）が正の値であるときには、出力電力フィードバック値ＦＷＤ＿ＦＢが出力電力指令値ＦＷＤ＿ｒｅｆ^*よりも小さいことから、制御信号セット間位相差指令値φｓ^*を０［ｄｅｇ］に近づけることにより出力電力フィードバック値ＦＷＤ＿ＦＢを出力電力指令値ＦＷＤ＿ｒｅｆ^*に近づける。

逆に、差分（ＦＷＤ＿ｒｅｆ^*）－（ＦＷＤ＿ＦＢ）が負の値であるときには、出力電力フィードバック値ＦＷＤ＿ＦＢが出力電力指令値ＦＷＤ＿ｒｅｆ^*よりも大きいことから、制御信号セット間位相差φｓを１８０［ｄｅｇ］に近づけることにより出力電力フィードバック値ＦＷＤ＿ＦＢを出力電力指令値ＦＷＤ＿ｒｅｆ^*に近づける。

ＰＷＭ制御の位相差制御機能部１２Ａａ、１２Ａｂ、及び位相シフト制御の位相差制御機能部１２Ｂは、電力制御部１０の演算処理で得られた制御信号間位相差指令値φｄａ^*、φｄｂ^*及び制御信号セット間位相差指令値φｓ^*に基づいて、クロック信号（ＣＬＫ信号）を基準とした差動信号の制御信号Ｓｉｇ１ａ、Ｓｉｇ２ａ及び制御信号Ｓｉｇ１ｂ、Ｓｉｇ２ｂを生成する。

ＰＷＭ制御の位相差制御機能部１２Ａａ、１２Ａｂ、及び位相シフト制御の位相差制御機能部１２Ｂは、各機能部分をＤＤＳ（ダイレクト・デジタル・シンセシス）の周波数/位相を可変とする信号発振器、あるいはＦＰＧＡ（ファイルド・プログラマブル・ゲート・ウエイ）の集積回路等により構成することができる。

なお、図８では、直流電圧指令値Ｖｒｅｆ^*を丸付き数字１で示し、制御信号間位相差指令値φｄ^*（φｄａ^*、φｄｂ^*）を丸付き数字２で示し、制御信号セット間位相差指令値φｓ^*を丸付き数字３で示している。

３－２．構成例２
構成例２を図９に基づいて説明する。構成例２は、制御信号生成部１２で生成した制御信号間位相差φｄが、電力制御部１０の演算で得られた制御信号間位相差指令値φｄ^*と一致しているか否かを判定し、不一致の場合には制御信号生成部１２で生成する制御信号間位相差φｄが制御信号間位相差指令値φｄ^*と一致するように調整する。

制御信号間位相差φｄの調整において、制御信号Ｓｉｇ１ａ、Ｓｉｇ２ａの信号間の制御信号間位相差φｄａの調整と、制御信号Ｓｉｇ１ｂ、Ｓｉｇ２ｂの信号間の制御信号間位相差φｄｂの調整とを個別に行う。

図９において、丸印付きの符号ａ１，ａ２は、制御信号生成部１２から出力される制御信号Ｓｉｇ１ａ、Ｓｉｇ２ａを電力制御部１０にフィードバックし、制御信号Ｓｉｇ１ａと制御信号Ｓｉｇ２ａの間の制御信号間位相差φｄａを求める経路を示し、丸印付きの符号ｂ１，ｂ２は、制御信号生成部１２から出力される制御信号Ｓｉｇ１ｂ、Ｓｉｇ２ｂを電力制御部１０にフィードバックし、制御信号Ｓｉｇ１ｂと制御信号Ｓｉｇ２ｂの間の制御信号間位相差φｄｂを求める経路を示している。

位相差演算部１０ｂは、演算で得られた制御信号間位相差指令値φｄａ^*とフィードバックにより得られた制御信号間位相差φｄａと比較し、制御信号間位相差φｄａが制御信号間位相差指令値φｄａ^*と一致するように制御信号生成部１２に指令する指令値を調整する。同様に、演算で得られた制御信号間位相差指令値φｄｂ^*とフィードバックにより得られた制御信号間位相差φｄｂと比較し、制御信号間位相差φｄｂが制御信号間位相差指令値φｄｂ^*と一致するように制御信号生成部１２に指令する指令値を調整する。制御信号生成部１２は、調整された指令値に基づいて制御信号間位相差φｄａ、φｄｂを調整する。

３－３．構成例３
構成例３を図１０に基づいて説明する。構成例３は、増幅器２Ａ、２Ｂで生成した増幅器出力間に差異が発生しているか否かを判定し、不一致の場合には、制御信号生成部１２で生成する制御信号セット間位相差φｓを調整する。図１０において、丸印付きの符号ｃ、符号ｄは、増幅器２Ａ、増幅器２Ｂの増幅器出力を電力制御部１０にフィードバックして制御信号セット間位相差φｓを求める経路を示している。

位相差演算部１０ｂは、演算で得られた制御信号セット間位相差指令値φｓ^*とフィードバックにより得られた制御信号セット間位相差φｓと比較し、制御信号セット間位相差φｓが制御信号セット間位相差指令値φｓ^*と一致するように制御信号生成部１２に指令する指令値を調整する。制御信号生成部１２は、調整された指令値に基づいて制御信号セット間位相差φｓを調整する。

３－４．電力制御部の要部の構成例
図１１は電力制御部の要部の構成例を示している。ここでは、出力電力フィードバック値ＦＷＤ＿ＦＢがＨｉｇｈ出力とＬｏｗ出力の２段階の出力レベルである例を示している。

出力電力フィードバック値ＦＷＤ＿ＦＢがＨｉｇｈ出力の出力レベルである場合には、Ｈｉｇｈ＿ｈｏｌｄ信号によりＨｉｇｈ出力をサンプリング（保持）し、サンプリングしたＨｉｇｈ出力とＨｉｇｈ側の出力電力指令値ＦＷＤ＿ｒｅｆ^*(Ｈ)との差分を求め、この差分を電力コントローラ１０ａ１で電力増幅して直流電圧指令値Ｖｒｅｆ^*を演算する。直流電圧指令値Ｖｒｅｆ^*は、電力コントローラ１０ａ１により操作量αに変換され、直流電源６のＡＣ／ＤＣコンバータを制御する。直流電源６は交流電源の交流を直流に交直変換して直流電圧Ｖｄｃを出力する。

出力電力フィードバック値ＦＷＤ＿ＦＢがＬｏｗ出力の出力レベルである場合には、Ｌｏｗ＿ｈｏｌｄ信号によりＬｏｗ出力をサンプリング（保持）し、サンプリングしたＬｏｗ出力とＬｏｗ側の出力電力指令値ＦＷＤ＿ｒｅｆ^* (Ｌ)との差分を求め、この差分を電力コントローラ１０ｂ１で電力増幅した後、制御信号間位相差指令値φｄ^*及び制御信号セット間位相差指令値φｓ^*の各位相差データを演算する。

３－５．概略信号例
３－５ａ．高出力レベル（直流電圧制御）の信号例
図１２は本発明の高周波電源装置の各部の信号の概略を示し、高出力レベル範囲において直流電圧制御を行う際の概略信号例である。

直流電圧制御を行う場合には、制御信号間位相差指令値φｄ^*及び制御信号セット間位相差指令値φｓ^*を固定し、直流電圧Ｖｄｃによる直流電圧制御により出力電力の可変制御を行う。

図１２（ａ）、（ｂ）は増幅器（ＡＭＰ＿ＵＮＩＴＡ）側での制御信号Ｓｉｇ１ａ、Ｓｉｇ２ａを示し、図１２（ｃ）、（ｄ）は増幅器（ＡＭＰ＿ＵＮＩＴＢ）側での制御信号Ｓｉｇ１ｂ、Ｓｉｇ２ｂを示している。各信号はＰ、Ｎの符号で示した位相が互いに逆相の関係にある差動信号の例を示している。図１２（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）では信号Ｐを実線で示し、信号Ｎを破線で示している。

図１２（ｅ）は、制御信号Ｓｉｇ１ａと制御信号Ｓｉｇ２ａのセット信号と、制御信号Ｓｉｇ１ｂと制御信号Ｓｉｇ２ｂのセット信号との制御信号セット間位相差指令値φｓ^*を示し、制御信号セット間位相差指令値φｓ^*が固定状態であることを示している。制御信号セット間位相差指令値φｓ^*は例えば０［ｄｅｇ］の固定値とすることができるが、０［ｄｅｇ］以外の位相差としてもよい。

図１２（ｆ）は、制御信号Ｓｉｇ１ａと制御信号Ｓｉｇ２ａとの制御信号間位相差指令値φｄａ^*、及び制御信号Ｓｉｇ１ｂと制御信号Ｓｉｇ２ｂとの制御信号間位相差φｄｂ^*が固定状態であることを示している。制御信号間位相差指令値φｄａ^*、φｄｂ^*が固定されていることから、増幅器を駆動するゲート信号のデューティ比Ｄｕｔｙについても固定される（図１２（ｇ））。

制御信号間位相差指令値φｄａ^*、φｄｂ^*の固定値は、高効率化を考慮すると１４０［ｄｅｇ］－１６０［ｄｅｇ］が推奨値であり、この制御信号間位相差φｄに基づくデューティ比Ｄｕｔｙを定格Ｄｕｔｙとして設定する。

図１２（ｈ）、（ｉ）は増幅器（ＡＭＰ＿ＵＮＩＴＡ）側のゲート信号電圧Ｖｇｓ１ａ、Ｖｇｓ２ａであり、図１２（ｊ）、（ｋ）は増幅器（ＡＭＰ＿ＵＮＩＴＢ）側のゲート信号電圧Ｖｇｓ１ｂ、Ｖｇｓ２ｂであり、それぞれのパルス幅は図１２（ｇ）のデューティ比ＤｕｔｙＡ、ＤｕｔｙＢで定まる。なお、ＤＴＡはゲート信号電圧Ｖｇｓ１ａとゲート信号電圧Ｖｇｓ２ａの間に設けられるデットタイムであり、ＤＴＢはゲート信号電圧Ｖｇｓ１ｂとゲート信号電圧Ｖｇｓ２ｂの間に設けられるデットタイムである。図１２（ｌ）は直流電圧制御による操作量αで定められる直流電圧Ｖｄｃである。

ゲート信号電圧Ｖｇｓ１ａとゲート信号電圧Ｖｇｓ１ｂとの位相差は増幅器２Ａと増幅器２Ｂの増幅器出力間位相差φｓ^ａｍｐであり、制御信号セット間位相差φｓに対応している。制御信号セット間位相差指令値φｓ^*が０［ｄｅｇ］の固定値に固定されている場合には、増幅器出力間位相差φｓ^ａｍｐは０［ｄｅｇ］となる。

３－５ｂ．低出力レベル（ＰＷＭ制御）の信号例
図１３は本発明の高周波電源装置の各部の信号の概略を示し、低出力レベル範囲においてＰＷＭ制御による位相差制御を行う際の概略信号例である。

ＰＷＭ制御を行う場合には、直流電圧指令値Ｖｄｃ^*及び制御信号セット間位相差指令値φｓ^*を固定し、制御信号間位相差φｄを可変とする位相シフト制御により出力電力の可変制御を行う。

図１３（ａ）、（ｂ）は増幅器（ＡＭＰ＿ＵＮＩＴＡ）側での制御信号Ｓｉｇ１ａ、Ｓｉｇ２ａを示し、図１３（ｃ）、（ｄ）は増幅器（ＡＭＰ＿ＵＮＩＴＢ）側での制御信号Ｓｉｇ１ｂ、Ｓｉｇ２ｂを示している。各信号はＰ、Ｎの符号で示した位相が互いに逆相の関係にある差動信号の例を示している。図１３（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）では信号Ｐを実線で示し、信号Ｎを破線で示している。

図１３（ｅ）は、制御信号Ｓｉｇ１ａと制御信号Ｓｉｇ２ａのセット信号と、制御信号Ｓｉｇ１ｂと制御信号Ｓｉｇ２ｂのセット信号との制御信号セット間位相差指令値φｓ^*を示し、制御信号セット間位相差指令値φｓ^*が固定状態であることを示している。

図１３（ｆ）は、制御信号Ｓｉｇ１ａと制御信号Ｓｉｇ２ａとの制御信号間位相差φｄａ、及び制御信号Ｓｉｇ１ｂと制御信号Ｓｉｇ２ｂとの制御信号間位相差指令値φｄｂ^*が可変状態であることを示している。制御信号間位相差指令値φｄａ^*、φｄｂ^*を可変とすることにより、増幅器を駆動するゲート信号のデューティ比Ｄｕｔｙは可変となる（図１３（ｇ））。

図１３（ｈ）、（ｉ）は増幅器（ＡＭＰ＿ＵＮＩＴＡ）側のゲート信号電圧Ｖｇｓ１ａ、Ｖｇｓ２ａであり、図１３（ｊ）、（ｋ）は増幅器（ＡＭＰ＿ＵＮＩＴＢ）側のゲート信号電圧Ｖｇｓ１ｂ、Ｖｇｓ２ｂであり、それぞれのパルス幅は図１３（ｇ）のデューティ比ＤｕｔｙＡ、ＤｕｔｙＢにより可変となる。なお、ＤＴＡはゲート信号電圧Ｖｇｓ１ａとゲート信号電圧Ｖｇｓ２ａの間に設けられるデットタイムであり、ＤＴＢはゲート信号電圧Ｖｇｓ１ｂとゲート信号電圧Ｖｇｓ２ｂの間に設けられるデットタイムであり、デューティ比ＤｕｔｙＡ及びＤｕｔｙＢの変化に伴って変化する。デューティ比ＤｕｔｙＡ及びＤｕｔｙＢは、高出力レベル時に設定した定格Ｄｕｔｙよりも出力電力を絞るように可変とする。

図１３（ｌ）は直流電圧制御による操作量αで定められる直流電圧Ｖｄｃであり、直流電圧制御は行われないため固定される。

ゲート信号電圧Ｖｇｓ１ａとゲート信号電圧Ｖｇｓ１ｂとの位相差は増幅器２Ａと増幅器２Ｂの増幅器出力間位相差φｓ^ａｍｐであり、制御信号セット間位相差φｓに対応している。制御信号セット間位相差指令値φｓ^*が０［ｄｅｇ］の固定値に固定されている場合には、増幅器出力間位相差φｓ^ａｍｐは０［ｄｅｇ］となる。

ＰＷＭ制御は、高出力レベル時に設定した定格Ｄｕｔｙから最小デューティ比Ｄｕｔｙ＿ｍｉｎの範囲で制御信号間位相差φｄを可変させ、最小デューティ比Ｄｕｔｙ＿ｍｉｎを超えてさらに低出力側に出力電力を垂下させる場合には、位相シフト制御を適用する。

３－５ｃ．低出力レベル（位相シフト制御）の信号例
図１４は本発明の高周波電源装置の各部の信号の概略を示し、低出力レベル範囲において位相シフト制御による位相差制御を行う際の概略信号例である。

位相シフト制御は、ＰＷＭ制御によって最小デューティ比Ｄｕｔｙ＿ｍｉｎまでパルス幅を絞っても出力電力が下げきれない場合に適用する。位相シフト制御を行う場合には、直流電圧指令値Ｖｄｃ^*及び制御信号間位相差指令値φｄ^*を固定し、制御信号セット間位相差φｓを可変とする位相シフト制御により出力電力の可変制御を行う。制御信号セット間位相差φｓを０［ｄｅｇ］≦φｓ≦１８０［ｄｅｇ］の範囲で可変とすることで出力電力を零まで垂下させることができる。

図１４（ａ）、（ｂ）は増幅器（ＡＭＰ＿ＵＮＩＴＡ）側での制御信号Ｓｉｇ１ａ、Ｓｉｇ２ａを示し、図１４（ｃ）、（ｄ）は増幅器（ＡＭＰ＿ＵＮＩＴＢ）側での制御信号Ｓｉｇ１ｂ、Ｓｉｇ２ｂを示している。各信号はＰ、Ｎの符号で示した位相が互いに逆相の関係にある差動信号の例を示している。図１４（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）では信号Ｐを実線で示し、信号Ｎを破線で示している。

図１４（ｅ）は、制御信号Ｓｉｇ１ａと制御信号Ｓｉｇ２ａのセット信号と、制御信号Ｓｉｇ１ｂと制御信号Ｓｉｇ２ｂのセット信号との制御信号セット間位相差指令値φｓ^*を示し、制御信号セット間位相差指令値φｓ^*が可変状態であることを示している。

図１４（ｆ）は、制御信号Ｓｉｇ１ａと制御信号Ｓｉｇ２ａとの制御信号間位相差指令値φｄａ^*、及び制御信号Ｓｉｇ１ｂと制御信号Ｓｉｇ２ｂとの制御信号間位相差指令値φｄｂ^*が固定状態であることを示している。制御信号間位相差指令値φｄａ^*、φｄｂ^*を固定することにより、増幅器を駆動するゲート信号のデューティ比Ｄｕｔｙは固定値となる（図１４（ｇ））。

図１４（ｈ）、（ｉ）は増幅器（ＡＭＰ＿ＵＮＩＴＡ）側のゲート信号電圧Ｖｇｓ１ａ、Ｖｇｓ２ａであり、図１４（ｊ）、（ｋ）は増幅器（ＡＭＰ＿ＵＮＩＴＢ）側のゲート信号電圧Ｖｇｓ１ｂ、Ｖｇｓ２ｂであり、それぞれのパルス幅は図１４（ｇ）のデューティ比ＤｕｔｙＡ、ＤｕｔｙＢの固定値で固定状態となる。なお、ＤＴＡはゲート信号電圧Ｖｇｓ１ａとゲート信号電圧Ｖｇｓ２ａの間に設けられるデットタイムであり、ＤＴＢはゲート信号電圧Ｖｇｓ１ｂとゲート信号電圧Ｖｇｓ２ｂの間に設けられるデットタイムである。

制御信号間位相差φｄａ、φｄｂは増幅器に印加するゲート信号電圧Ｖｇｓ１ａ、Ｖｇｓ２ａのデューティ比ＤｕｔｙＡ、及び、ゲート信号電圧Ｖｇｓ１ｂ、Ｖｇｓ２ｂのデューティ比ＤｕｔｙＢをドライバ基板が供給可能な最小デューティ比Ｄｕｔｙ＿ｍｉｎとなる固定値とする。

図１４（ｌ）は直流電圧制御による操作量αで定められる直流電圧Ｖｄｃであり、直流電圧制御は行われないため固定される。
ゲート信号電圧Ｖｇｓ１ａとゲート信号電圧Ｖｇｓ１ｂとの位相差は増幅器２Ａと増幅器２Ｂの増幅器出力間位相差φｓ^ａｍｐであり、制御信号セット間位相差φｓに対応している。増幅器出力間位相差φｓ^ａｍｐは、制御信号セット間位相差指令値φｓ^*が可変値に応じた角度なる。

４．並列接続例
図１５の構成例は、図１で示した高周波電源装置を１ユニットとし、複数ユニットを並列接続する構成を示している。

図１５に示す構成例は、ユニットＡ－ユニットＮの複数個の高周波電源装置を並列接続した構成である。各ユニットＡ－Ｎは、図１に示した構成と同様にそれぞれ駆動回路３、増幅器２、及びサーキュレータ／アイソレータ４を備える。制御信号生成部１２で生成した制御信号Ｓｉｇ１ａ、Ｓｉｇ２ａ、Ｓｉｇ１ｂ、Ｓｉｇ２ｂは信号分配器７により分配され、ユニットＡ－ユニットＮに供給される。ユニットＡ－ユニットＮの制御は、前記した制御態様と同様に行われる。ユニットＡ－ユニットＮの各ユニットから出力される２つの増幅器の増幅器出力間位相差φｓ^ａｍｐは制御信号セット間位相差指令値φｓ^*に応じた位相差である。

合成器５は、各ユニットで合成して位相シフト制御を経て得られる増幅器出力を更に合成して最終的な高周波パルス出力を出力する。

本発明の高周波電源装置及び高周波のパルス出力の出力制御方法は、出力が１ｋｗ以上で周波数範囲が２７ＭＨｚ～１００ＭＨｚのパルス出力を用いた産業機器に適用され、半導体製造装置やフラットパネルディスプレイ（液晶パネル、有機パネル）製造装置、太陽光パネル製造装置、ＣＯ_２レーザー加工機などの産業用途に適用することができる。

１ 高周波電源装置
２ 増幅器
２、２Ａ、２Ｂ 増幅器
３、３Ａ、３Ｂ 駆動回路
４、４Ａ、４Ｂ サーキュレータ／アイソレータ
５ 合成器
６ 直流電源
７ 信号分配器
１０ 電力制御部
１０ａ 直流電圧演算部
１０ａ１、１０ｂ１ 電力コントローラ
１０ｂ 位相差演算部
１１ 直流電圧制御部
１２ 制御信号生成部
１２Ａａ、１２Ａｂ、１２Ｂ 位相差制御機能部
Ａ－Ｎ ユニット
ＤＴ＿ｍｉｎ 最小必要デットタイム
ＤＴ、ＤＴＡ、ＤＴＢ デットタイム
Ｄｕｔｙ＿ｍａｘ 最大デューティ比
Ｄｕｔｙ＿ｍｉｎ 最小デューティ比
Ｄｕｔｙ、ＤｕｔｙＡ、ＤｕｔｙＢ デューティ比
ＦＷＤ＿ｒｅｆ^* 出力電力指令値
ＦＷＤ＿ＦＢ 出力電力フィードバック値
ＦＷＤ 出力電力
Ｇｓｉｇ１ａ、Ｇｓｉｇ２ａ ゲート信号
Ｇｓｉｇ１ｂ、Ｇｓｉｇ２ｂ ゲート信号
Ｐ，Ｎ 差動信号
Ｐ_ｏｕｔ 出力電力
Ｓｉｇ１ａ、Ｓｉｇ２ａ 制御信号
Ｓｉｇ１ｂ、Ｓｉｇ２ｂ 制御信号
Ｓｉｇａ、Ｓｉｇｂ セット信号
Ｖａｃ 正弦波電圧
Ｖｄｃ 直流電圧
Ｖｄｃ＿ＦＢ フィードバック電圧
Ｖｄｃ＿ｍａｘ 最大値
Ｖｄｃ＿ｍｉｎ 最小値
Ｖｄｃ^* 直流電圧指令値
Ｖｄｄ 出力電圧波形
Ｖｄｓ ドレイン－ソース間電圧
Ｖｇｓ ゲート信号電圧
Ｖｇｓ１ａ、Ｖｇｓ２ａ ゲート信号電圧
Ｖｇｓ１ｂ、Ｖｇｓ２ｂ ゲート信号電圧
Ｖｒｅｆ^* 直流電圧指令値
α 操作量
φ 位相差
φ^* 位相差指令値
φｄ 制御信号間位相差
φｄ^* 制御信号間位相差指令値
φｄａ 制御信号間位相差
φｄａ^* 制御信号間位相差指令値
φｄｂ 制御信号間位相差
φｄｂ^* 制御信号間位相差指令値
φｓ 制御信号セット間位相差
φｓ^* 制御信号セット間位相差指令値
φｓ^ａｍｐ 増幅器出力間位相差

Claims (20)

1. 一対の増幅器と、
   前記一対の増幅器の増幅器出力を合成して高周波パルスの出力電力を生成する合成器と、
   を備え、
   前記一対の増幅器に供給する直流電圧Ｖｄｃを制御する直流電圧制御により前記出力電力を制御する第１制御部と、
   前記一対の増幅器の増幅器出力を制御する制御信号の位相差φにより前記出力電力を位相差制御する第２制御部と、
   を備え、
   前記出力電力の出力レベルに応じて、前記第１制御部による直流電圧制御と前記第２制御部による位相差制御とを切り替え、出力レベルが高出力レベルのときは直流電圧制御し、出力レベルが低出力レベルのときは位相差制御する、
   高周波電源装置。
2. 一対の増幅器と、
   前記一対の増幅器の各増幅器出力を合成して高周波パルスの出力電力を生成する合成器と、
   高周波パルス出力の出力電力の制御において、直流電圧制御に用いる直流電圧指令値Ｖｒｅｆ^*、及び位相差制御に用いる位相差指令値φ^*を演算する電力制御部と、
   前記一対の増幅器に供給する直流電圧Ｖｄｃを前記直流電圧指令値Ｖｒｅｆ^*に基づいて直流電圧制御する直流電圧制御部と、
   前記一対の増幅器を前記位相差指令値φ^*に基づいて位相差制御する制御信号を生成する制御信号生成部と、
   を備え、
   前記電力制御部は、前記出力電力の出力レベルにおいて、
   （ａ）高出力レベル範囲に対して、前記直流電圧制御の直流電圧指令値Ｖｒｅｆ^*を演算し、
   （ｂ）低出力レベル範囲に対して、前記位相差制御の位相差指令値φ^*を演算し、
   前記出力電力の出力レベルに応じて前記直流電圧制御と前記位相差制御とを切り替えて出力電力を制御する、
   高周波電源装置。
3. 前記各増幅器に入力する制御信号は、位相が互いに逆相の位相関係にある差動信号である、請求項２に記載の高周波電源装置。
4. 前記位相差φは、前記一対の増幅器の各増幅器に入力する各二対の制御信号の信号間の制御信号間位相差φｄであり、
   前記電力制御部は、前記制御信号間の位相差指令値φｄ^*を演算し、
   前記制御信号生成部は、
   制御信号位相差制御により、各増幅器に対して、前記位相差指令値φｄ^*に基づいて制御信号間位相差φｄの各二対の制御信号を生成し、
   前記制御信号位相差制御された制御信号により、各増幅器のスイッチング素子のゲート信号のデューティ比を制御するＰＷＭ制御により高周波パルス出力の出力電力を制御する、
   請求項３に記載の高周波電源装置。
5. 前記位相差φは、前記一対の増幅器の各増幅器に入力する各二対の制御信号の信号間の制御信号間位相差φｄ、及び各増幅器に入力する二対の前記制御信号を信号セットとして、各増幅器に入力する信号セット間の制御信号セット間位相差φｓを含み、
   前記電力制御部は、前記制御信号間の位相差指令値φｄ^*、及び制御信号セット間位相差指令値φｓ^*を演算し、
   前記制御信号生成部は、前記低出力レベル範囲において高出力レベル側と低出力レベル側とで制御を切り替え、
   （ａ）前記高出力レベル側では、制御信号位相差制御により、各増幅器に対して、前記位相差指令値φｄ^*に基づいて制御信号間位相差φｄの各二対の制御信号を生成し、
   前記制御信号位相差制御された制御信号により、各増幅器のスイッチング素子のゲート信号のデューティ比を制御するＰＷＭ制御により高周波パルス出力の出力電力を制御し、
   （ｂ）前記低出力レベル側では、位相シフト制御により、一対の増幅器間において、前記制御信号セット間位相差指令値φｓ^*に基づいて制御信号セット間位相差φｓの二対の制御信号の信号セットを生成し、位相シフト制御された二対の制御信号の信号セットにより、一対の増幅器間のゲート信号の位相差を制御し、前記ゲート信号の位相差により高周波パルス出力の出力電力を制御し、
   （ｃ）前記制御信号位相差制御及び位相シフト制御により生成された前記一対の増幅器の増幅器出力を合成して高周波パルス出力を生成する
   請求項３に記載の高周波電源装置。
6. 前記電力制御部は、
   高周波パルス出力の出力電力フィードバック値ＦＷＤ＿ＦＢと出力電力指令値ＦＷＤ＿ｒｅｆ^*との比較に基づいて、各増幅器に入力する二対の制御信号の信号間の制御信号間位相差指令値φｄ^*を求める、
   請求項４又は５に記載の高周波電源装置。
7. 前記電力制御部は、前記各増幅器の増幅器出力の比較に基づいて、各増幅器において、二対の制御信号の信号間の制御信号間位相差指令値φｄ^*を調整し、一対の増幅器の増幅器出力を均衡化する、
   請求項４又は５に記載の高周波電源装置。
8. 前記電力制御部は、前記一対の増幅器の各増幅器において、一方の増幅器に入力する二対の制御信号の信号間の第１の制御信号間位相差φｄａ、及び他方の増幅器に入力する二対の制御信号の信号間の第２の制御信号間位相差φｄｂを同一の位相差量とする制御信号間位相差指令値φｄａ^*及びφｄａ^*を調整する、
   請求項４又は５に記載の高周波電源装置。
9. 前記電力制御部は、高周波パルス出力の出力電力フィードバック値ＦＷＤ＿ＦＢと出力電力指令値ＦＷＤ＿ｒｅｆ^*との比較に基づいて、前記信号セット間の制御信号セット間位相差指令値φｓ^*を求める、
   請求項５に記載の高周波電源装置。
10. 前記直流電圧制御部は、前記増幅器に供給される直流電圧のフィードバック電圧Ｖｄｃ＿ＦＢと直流電圧指令値Ｖｒｅｆ^*との差に基づいて得られる操作量αによりＡＤ／ＤＣコンバータの直流出力電圧を制御する、
    請求項２に記載の高周波電源装置。
11. 前記増幅器は、スイッチングモード方式による電力増幅器であり、前記制御信号により位相差を有して動作する２つのスイッチング素子の直列回路である、
    請求項１から９の何れか一つに記載の高周波電源装置。
12. 一対の増幅器を制御し、高周波パルス出力の出力電力を可変とする高周波電力の出力制御方法であり、
    出力レベルに応じて直流電圧制御と位相差制御（ＣＮＴＬ２）とを切り替え、
    （ａ）出力レベルが高出力レベル範囲では、前記一対の増幅器に供給する直流電圧Ｖｄｃを制御する直流電圧制御により出力電力を制御し、
    （ｂ）出力レベルが低出力レベル範囲では、前記一対の増幅器に入力する制御信号の位相差φを制御する位相差制御により出力電力を制御する、
    高周波電力の出力制御方法。
13. 前記各増幅器に入力する制御信号は、位相が互いに逆相の位相関係にある差動信号である、
    請求項１２に記載の高周波電力の出力制御方法。
14. 前記位相差φは、前記一対の増幅器の各増幅器に入力する各二対の制御信号の信号間の制御信号間位相差φｄであり、
    前記位相差制御は、
    パルス幅を前記制御信号間位相差φｄとする制御信号を生成し、
    前記制御信号により、各増幅器のスイッチング素子のゲート信号のデューティ比を制御するＰＷＭ制御により高周波パルス出力の出力電力を制御し、
    請求項１３に記載の高周波電力の出力制御方法。
15. 前記位相差φは、前記各増幅器に入力する二対の前記制御信号の信号間の制御信号間位相差φｄ、及び各増幅器に入力する二対の前記制御信号を信号セットとして、一対の増幅器に入力する信号セット間の制御信号セット間位相差φｓであり、
    前記位相差制御は、前記低出力レベル範囲において高出力レベル側と低出力レベル側とで制御を切り替え、
    （ａ）前記高出力レベル側では、パルス幅を前記制御信号間位相差φｄとする制御信号を生成し、前記制御信号により、各増幅器のスイッチング素子のゲート信号のデューティ比を制御するＰＷＭ制御により高周波パルス出力の出力電力を制御し、
    （ｂ）前記低出力レベル側では、制御信号の信号セット間の制御信号セット間位相差φｓを有する制御信号を生成し、前記制御信号により、前記一対の増幅器のゲート信号の位相差を位相シフト制御して高周波パルス出力の出力電力を制御し、
    （ｃ）前記一対の増幅器の増幅器出力を合成して高周波パルス出力を生成する、
    請求項１３に記載の高周波電力の出力制御方法。
16. 前記位相差制御において、高周波パルス出力の出力電力フィードバック値ＦＷＤ＿ＦＢと出力電力指令値ＦＷＤ＿ｒｅｆ^*との比較に基づいて、各増幅器に入力する制御信号の二対の信号間の制御信号間位相差指令値φｄ^*を求める、
    請求項１４又は１５に記載の高周波電力の出力制御方法。
17. 前記位相差制御において、前記各増幅器の増幅器出力の比較に基づいて、各増幅器において、制御信号の二対の信号間の制御信号間位相差指令値φｄ^*を調整し、一対の増幅器の増幅器出力を均衡化する、
    請求項１４又は１５に記載の高周波電力の出力制御方法。
18. 前記位相差制御において、
    前記一対の増幅器の各増幅器において、一方の増幅器に入力する二対の制御信号の信号間の第１の制御信号間位相差φｄａ、及び他方の増幅器に入力する二対の制御信号の信号間の第２の制御信号間位相差φｄｂを同一の位相差量とする制御信号間位相差指令値φｄａ^*及びφｄａ^*を調整する、
    請求項１４に記載の高周波電力の出力制御方法。
19. 前記位相シフト制御において、高周波パルス出力の出力電力フィードバック値ＦＷＤ＿ＦＢと出力電力指令値ＦＷＤ＿ｒｅｆ^*との比較に基づいて、前記信号セット間の制御信号セット間位相差指令値φｓ^*を求める、
    請求項１５に記載の高周波電力の出力制御方法。
20. 前記直流電圧制御は、前記増幅器に供給される直流電圧のフィードバック電圧Ｖｄｃ＿ＦＢと直流電圧指令値Ｖｒｅｆ^*との差に基づいて出力電圧を制御する、請求項１２に記載の高周波電力の出力制御方法。

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