JP2005348548A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 比較器の動作速度が問題になるような高周波の用途においても、正負全領域にわたり線形性のよいインバータ制御装置を提供する。
【解決手段】キャリア信号と出力電圧指令を比較してＰＷＭ信号を出力するインバータ装置において、キャリア信号を生成する方形波信号発生器１と、出力電圧指令に応じて方形波信号よりも位相を進める進み位相シフト回路５１と、出力電圧指令に応じて方形波信号よりも位相を遅らせる遅れ位相シフト回路５２とを備え、進み位相シフト回路と遅れ位相シフト回路の出力でインバータを駆動するものである。
【選択図】図１

Description

本発明は、キャリア信号と出力電圧指令指令を比較してＰＷＭ信号を発生するインバータの制御装置に関する。

従来のインバータ制御装置には従来例１と従来例２がある。
従来例１を図を用いて説明する。図３は従来から用いられているインバータの制御装置である。図３において１は方形波発生器、６は第１三角波発生器、３は極性反転器、５は出力電圧指令器、１０は第１比較器、１１は第２比較器、１４は第１分周器、１５は第２分周器、１８は排他的論理和である。方形波発生器は一定周波数の方形波信号を発生する。第１三角波発生器６は方形波信号を積分して三角波信号を発生させ、第１キャリア信号とする。三角波発生器７は極性反転器３で極性が反転された方形波信号を積分して三角波信号を発生させ、第２キャリア信号とする。第１比較器は出力電圧指令器の出力電圧指令と第１三角波信号を比較し第１信号を生成する。第２比較器１１は出力電圧指令と第２キャリア信号を比較し、第２信号を生成する。第１分周器は第１信号を１／２に分周して第３信号を生成する。第２分周器１５は第２信号を１／２に分周して第４信号を出力する。排他的論理和演算器１８は第３信号と第４信号の排他的論理和を演算し第５信号を生成する。図９はインバータとゲート信号の関係を示すものである。方形波信号はインバータの第１ゲート信号、方形波信号の反転信号は第２ゲート信号、第５信号は第３ゲート信号、第５信号の反転信号は第４ゲート信号となりインバータを駆動する。図８は図３の出力電圧指令として正弦波を加えたときのシミュレーションである。出力電圧指令がキャリア信号の負の頂点で最大出力になり、キャリア信号の正の頂点で０になる。従来例１は、一方の位相を固定し、他方の位相を変化させて出力を制御するものである。

また、公開されている従来技術には特許文献１がある。図５は特許文献１の従来例２のブロック図で、電源電圧が変動しても安定な電流制御ができるようにしたインバータの制御装置ある。図５において、１０２は電流調節手段、１０６はゲイン調節器、１３１、１３２は三角発信器、１４１、１４２はコンパレータ、１５１、１５２は増幅器、Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｘ，Ｇｗはインバータのスイッチング素子でＧＴＯ、Ｃはコンデンサ、１１０は電流検出器である。
電流調節手段１０２は出力電流指令と電流フィードバック信号の偏差をＰＩ処理をして電圧指令信号を生成する。第１比較器（コンパレータ）は第１三角波信号と電圧指令信号を比較し第１ゲート信号を発生する。第２比較器（コンパレータ）は第２三角波信号と電圧指令信号を比較し第３ゲート信号を発生する。第２ゲート信号は第１ゲート信号の反転信号であり、第４ゲート信号は第３ゲート信号の反転信号である。この従来技術の特徴は電源電圧を検出し、電流調節手段のゲインを調節し、電源電圧が変動してもループゲインは変化させないようにしたものである。
特開平２−２３７４７１号公報

従来例１は、位相のシフト量は出力電圧指令と三角波を比較器で比較して決定していた。しかし、比較器の動作速度には限界があり、三角波の頂点付近で比較を行った場合、比較が間に合わず出力をスキップしてしまう。このため、従来例１では三角波の頂点付近で比較させるような指令は出力できない。このため、２つの比較器の出力範囲において、同相出力、反転出力とその近傍の出力が不可能ということである。これは、電圧指令において０％、１００％とその付近の出力をすることができないことであり、問題である。０％出力についてはしきい値を設けて、一定以下の指令が入れば出力を遮断する等の制御で可能であるが、０％付近の出力を連続的に制御することは不可能であり、出力精度も悪化する。また、高周波の出力が要求される場合には、制御周期が早いため比較器の動作が追従できない領域が増え、結果として出力できない非線形な領域が拡大してしまう。
従来例２は互いに反転した二つのキャリア信号を使用してはいるが、比較器のスキップについては言及されていない。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、同位相出力、反転出力を可能とし、比較器の動作速度が問題になるような高周波の用途においても、電圧指令が−１００％から０〜１００％の全領域にわたり線形的に出力できるインバータ装置を提供することを目的とする。

請求項１記載の本発明は、キャリア信号と出力電圧指令を比較してＰＷＭ信号を出力するインバータの制御装置において、キャリア信号を生成する方形波信号発生器と、出力電圧指令に応じて方形波信号よりも位相を進める進み位相シフト回路と、出力電圧指令に応じて方形波信号よりも位相を遅らせる遅れ位相シフト回路とを備え、位相シフト回路の出力でインバータを駆動するようにしたものである。
請求項２記載の本発明は、請求項１記載のインバータの制御装置において、進み位相シフト回路は、第１キャリア信号を発生する第１キャリア発生器と、第２キャリア信号を発生する第２キャリア発生器と、出力電圧指令と第１キャリア信号を比較し第１信号を生成する第１比較器と、出力電圧指令と第２キャリア信号を比較し第２信号を生成する第２比較器と、出力電圧指令と第３キャリア信号を比較し第３信号を生成する第３比較器と、第１信号を１／２に分周し第５信号を生成する第１分周器と、第２信号を１／２に分周し第６信号を生成する第２分周器と、第５信号と第６信号の排他的論理和の第９信号を生成する第１排他的論理和演算器とで構成され、遅れ位相シフト回路は、第３キャリア信号を発生する第３キャリア発生器と、第４キャリア信号を発生する第４キャリア発生器と、出力電圧指令と第４キャリア信号を比較し第４信号を生成する第４比較器と、第３信号を１／２に分周し第７信号を生成する第３分周器と、第４信号を１／２に分周し第８信号を生成する第４分周器と、第７信号と第８信号の排他的論理和の第１０信号を生成する第２排他的論理和演算器とで構成され、第９信号はインバータの第１アームのスイッチング素子をオンオフし、第１０信号は第２アームのスイッチング素子をオンオフするようにしたものである。
請求項３記載の本発明は、請求項２記載のインバータの制御装置において、第２キャリア信号は第１キャリア信号を極性反転したものであり、第４キャリア信号は第３キャリア信号を極性反転したものである。
請求項４記載の本発明は、請求項３記載のインバータの制御装置において、第１キャリア信号と第３キャリア信号の位相を調整する位相調整器を有するようにしたものである。

本発明によると、同位相出力、反転出力を可能とし、比較器の動作速度が問題になるような高周波の用途においても、電圧指令が−１００％から０〜１００％の全領域にわたり線形的に出力できるインバータ装置を提供できる。

以下、本発明の実施の形態について図を用いて説明する。

図１は、本発明の実施例１の構成図である。図１において、５１は進み位相シフト回路、５２は遅れ位相シフト回路、１は方形波発生器、３は第１極性反転器、４は第２極性反転器、５は出力電圧指令発生器、６は第１キャリア信号発生器、７は第２キャリア信号発生器、８は第３キャリア信号発生器、９は第４キャリア信号発生器、１０は第１比較器、１１は第２比較器、１２は第３比較器、１３は第４比較器、１４は第１分周器、１５は第２分周器、１６は第３分周器、１７は第４分周器、１８は第１排他的論理和、１９は第２排他的論理和である。

次に動作について説明する。任意の出力周波数を発生させる方形波発生器１は、デューティ５０％の方形波を発生する。第１キャリア信号発生器は方形波を積分し第１キャリア信号を発生する。第２キャリア信号発生器は方形波の反転信号を積分し第２キャリア信号を発生する。第３キャリア信号発生器は方形波を積分し第３キャリア信号を発生する。第４キャリア信号発生器は方形波の反転信号を積分し第４キャリア信号を発生する。第１比較器１０は出力電圧指令と第１キャリア信号を比較し第１信号を生成する。第２比較器１１は出力電圧指令と第２キャリア信号を比較し第２信号を生成する。第３比較器１２は出力電圧指令と第３キャリア信号を比較し第３信号を生成する。第４比較器１３は出力電圧指令と第４キャリア信号を比較し第４信号を生成する。第１分周器１４は第１信号を１／２に分周し第５信号を生成する。第２分周器１５は第２信号を１／２に分周し第６信号を生成する。第３分周器１６は第３信号を１／２に分周し第７信号を生成する。第４分周器１７は第４信号を１／２に分周し第８信号を生成する。第１排他的論理和演算器１８は第５信号と第６信号の排他的論理和をとり第９信号を生成する。第２排他的論理和演算器は第７信号と第８信号の排他的論理和を演算し第１０信号を生成する。

図５は信号とインバータの関係を示す図である。３１は第１アーム、３２は第２アーム、２５〜２８はゲートドライブ回路、３０、３１は反転論理回路、２１は第１スイッチング素子、２２は第２スイッチング素子、２３は第３スイッチング素子、２４は第４スイッチング素子、２９は負荷である。図５において、第９信号は第１ゲート信号としてインバータの第１スイッチング素子のゲートを駆動し、第９信号の反転信号は第２ゲート信号として第２スイッチング素子を駆動する。第１０信号は第３ゲート信号として第３スイッチング素子を駆動し、第１０信号の反転信号は第４ゲート信号として第４スイッチング素子を駆動する。

図７は出力電圧指令として正弦波状の信号を加えた場合のシミュレーション結果である。第１キャリア信号の周波数は５ｋＨｚ、三角波のレベルは３Ｖである。図７の出力は出力電圧指令が第１キャリア信号の負と正の頂点の時にゼロとなりゼロの時に最大電圧を出力する。このように方形波信号と周波数が等しく、デューティ５０％の波形であり、出力電圧指令に応じて位相を−１００％〜０〜１００％と連続的に変化させることが可能である。

図２は本発明の第２実施例の構成図である。図２において図１と異なるところは２の遅延回路が存在であり他は図１と同じであるので説明は省略する。
図７に図６と同じように出力電圧指令として正弦波を加えたときのシミュレーション結果であり、この例では第３キャリア信号は第１キャリア信号よりも位相角で３０度遅れている。位相をシフトすることにより、出力電圧指令ゼロで出力ゼロ、出力電圧指令が第１キャリア信号の負の頂点で負の最大電圧、出力電圧指令が第１キャリア信号の正の頂点で正の最大電圧を出力することができ、ゼロ近傍の直線性を強調できる。なお、正の最大電圧出力と負の最大電圧出力の違いは位相が１８０度シフトしていることである。

本発明が従来技術と異なる点は、従来技術は方形波発生器１の出力の一方を、反転器３や三角波変換器６の出力電圧指令に対して出力波形をシフトさせる回路に接続し、もう一方はそのままゲート信号として用いているため、位相指令に対して位相を変えるのは片方の出力波形のみである。一方、実施例１は、方形波発生器１の出力の両方を位相指令に対して出力波形をシフトさせる回路に接続しているため、位相指令に対して２つの出力波形の両方が位相を変化させる。これにより、従来に対して倍の位相シフト量を持つこととなり、従来技術が位相指令を三角波の振幅全体を使って−１００％〜０〜１００％の出力制御を行っていたのに対し、本発明では振幅の半分の領域で可能となる。従って、制御不能領域である三角波の頂点付近を用いることなく連続的に−１００％〜０〜１００％の出力制御が可能となる。

本溌明は同位相出力、反転出力を可能とし、電圧指令が−１００％〜０〜１００％の全領域にわたり線形的に出力できるので、周波数が高くても精度の良いインバータが実現可能となり、モータ駆動用高周波インバータや高周波数電源インバータなどへの適用が可能である。

本発明の実施例１のインバータの制御構成図 本発明の実施例２のインバータの制御構成図 従来例１のインバータの制御構成図 従来例２のインバータの制御構成図 本発明を説明するためのインバータ構成図 本発明の実施例１のシミュレーション結果 本発明の実施例２のシミュレーション結果 従来例１のシミュレーション結果 従来例１を説明するためのインバータ構成図

符号の説明

１ 方形波発生器
２ 位相調整器
３ 第１極性反転器
４ 第２極性反転器
５ 出力電圧指令発生器
６ 第１キャリア発生器
７ 第２キャリア発生器
８ 第３キャリア発生器
９ 第４キャリア発生器
１０ 第１比較器
１１ 第２比較器
１２ 第３比較器
１３ 第４比較器
１４ 第１分周器
１５ 第２分周器
１６ 第３分周器
１７ 第４分周器
１８ 第１排他的論理和演算器
１９ 第２排他的論理和演算器
２１ 第１スイッチング素子
２２ 第２スイッチング素子
２３ 第３スイッチング素子
２４ 第４スイッチング帥
２５〜２８ ゲートドライブ回路
２９ 負荷
３０、３１ 極性反転器
５１ 進み位相シフト回路
５２ 遅れ位相シフト回路
１０１ 負荷
１０２ 電流調整手段
１０６ 電圧検出器
１３１、１３２ 三角発信器
１４１、１４２ コンパレータ
１５１、１５２ 増幅器

Claims (4)

1. キャリア信号と出力電圧指令を比較してＰＷＭ信号を出力するインバータ装置において、
   前記キャリア信号を生成する方形波信号発生器と、
   前記出力電圧指令に応じて前記方形波信号よりも位相を進める進み位相シフト回路と、
   前記出力電圧指令に応じて前記方形波信号よりも位相を遅らせる遅れ位相シフト回路とを備え、
   前記進み位相シフト回路と前記遅れ位相シフト回路の出力でインバータを駆動することを特徴としたインバータ装置。
2. 前記進み位相シフト回路は、
   第１キャリア信号を発生する第１キャリア発生器と、
   第２キャリア信号を発生する第２キャリア発生器と、
   前記出力電圧指令と前記第１キャリア信号を比較し第１信号を生成する第１比較器と、
   前記出力電圧指令と前記第２キャリア信号を比較し第２信号を生成する第２比較器と、
   前記出力電圧指令と前記第３キャリア信号を比較し第３信号を生成する第３比較器と、
   前記第１信号を１／２に分周し第５信号を生成する第１分周器と、
   前記第２信号を１／２に分周し第６信号を生成する第２分周器と、
   前記第５信号と前記第６信号の排他的論理和の第９信号を生成する第１排他的論理和演算器とで構成され、
   前記遅れ位相シフト回路は、
   第３キャリア信号を発生する第３キャリア発生器と、
   第４キャリア信号を発生する第４キャリア発生器と、
   前記出力電圧指令と前記第４キャリア信号を比較し第４信号を生成する第４比較器と、
   前記第３信号を１／２に分周し第７信号を生成する第３分周器と、
   前記第４信号を１／２に分周し第８信号を生成する第４分周器と、
   前記第７信号と前記第８信号の排他的論理和の第１０信号を生成する第２排他的論理和演算器とで構成され、
   前記第９信号はインバータの第１アームのスイッチング素子をオンオフし、前記第１０信号は第２アームのスイッチング素子をオンオフすることを特徴と請求項１記載のインバータ装置。
3. 前記第２キャリア信号は前記第１キャリア信号を極性反転したものであり、前記第４キャリア信号は前期第３キャリア信号を極性反転したものであることを特徴とする請求項２記載のインバータ装置。
4. 前記第１キャリア信号と前記第３キャリア信号の位相を調整する位相調整器を有することを特徴とする請求項３記載のインバータ装置。

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