JP6362931B2 - 高周波電源 - Google Patents

Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣ変換部とＤＣ−ＲＦ変換部を含み、ＤＣ−ＤＣ変換部の出力電圧を制御することによりＤＣ−ＲＦ変換部から出力される交流電力を制御する高周波電源に関する。特に、プラズマ処理システムに用いられる高周波電源の出力制御に関する。

図１９は、プラズマ処理システムに用いられる従来の高周波電源の内部構成の一例を示す図である。

高周波電源１００は、ＡＣ−ＤＣ変換部１０１、ＤＣ−ＤＣ変換部１０２、ＤＣ−ＲＦ変換部１０３、ＲＦ検出部１０４、制御部１０５、ＰＷＭ信号生成部１０６及び高周波信号生成部１０７を含む。高周波電源１００には負荷としてプラズマ処理装置２００が接続される。

高周波電源１００は、ＤＣ−ＲＦ変換部１０３において高周波電力（ＲＦ電力）を生成し、ＲＦ検出部１０４を介してその高周波電力をプラズマ処理装置２００に供給する。高周波電源１００からプラズマ処理装置２００に向かう高周波電力を進行波電力といい、プラズマ処理装置２００側から反射されて高周波電源１００に戻ってくる高周波電力を反射波電力という。ＤＣ−ＲＦ変換部１０３で生成され、ＲＦ検出部１０４を介してプラズマ処理装置２００に出力される高周波電力は進行波電力に相当する。本明細書では、ＤＣ−ＲＦ変換部１０３から出力される高周波電力と高周波電圧をそれぞれ「進行波電力Ｐ_f」、「進行波電圧ｖ_f」と表記し、プラズマ処理装置２００側から反射されて高周波電源１００に戻ってくる高周波電力を「反射波電力Ｐ_r」と表記することがある。

ＡＣ−ＤＣ変換部１０１は、商用電源から所定の直流電圧Ｖ_ccを生成し、ＤＣ−ＤＣ変換部１０２は、ＡＣ−ＤＣ変換部１０１から出力される直流電圧Ｖ_ccを任意の直流電圧Ｖ_dcに変換して出力する。ＤＣ−ＤＣ変換部１０２は、トランジスタ等の半導体スイッチ素子をブリッジ接続したブリッジ回路を含み、入力される直流電圧Ｖ_ccを半導体スイッチ素子で断続することにより任意の直流電圧Ｖ_dcに変換する。

ＤＣ−ＲＦ変換部１０３は、ＤＣ−ＤＣ変換部から出力される直流電圧Ｖ_dcを駆動用電源として高周波信号生成部１０７から入力される高周波信号ｖを増幅してプラズマ処理装置２００に出力する。

プラズマ処理装置２００は、プラズマ処理中にプラズマの発生状態や半導体ウェハや液晶基板等の被加工物の状態が変化することによって高周波電源１００から見た負荷インピーダンスＺ_Lが変化する。負荷インピーダンスＺ_Lが高周波電源１００の出力インピーダンスＺ_Gと整合していれば、高周波電源１００から出力される進行波電力Ｐ_fは、プラズマ処理装置２００に供給されるが、不整合の場合は、進行波電力Ｐ_fの一部がプラズマ処理装置２００の入力端で反射されて高周波電源１００側に戻ってくる。

ＲＦ検出部１０４は、高周波電源１００からプラズマ処理装置２００に向かう進行波電力Ｐ_f及びプラズマ処理装置２００側から戻ってくる反射波電力Ｐ_rを検出する機能を有する。ＲＦ検出部１０４は、進行波電力Ｐ_fの検出値又は進行波電力Ｐ_fから反射波電力Ｐ_rを減算した電力Ｐ_loadの検出値を、検出電力Ｐ_oとして制御部１０５に出力する。電力Ｐ_loadは、高周波電源１００から出力される進行波電力Ｐ_fのうち、プラズマ処理装置２００内に供給される電力である。ＲＦ検出部１０４の検出電力Ｐ_oを進行波電力Ｐ_fの検出値とするか、電力Ｐ_load（以下、「負荷供給電力Ｐ_load」という。）の検出値とするかは予め定めておく。以下では、検出電力Ｐ_oとして進行波電力Ｐ_fの検出値が出力される場合について説明する。

制御部１０５は、ＤＣ−ＤＣ変換部１０２の出力電圧Ｖ_dcを制御して検出電力Ｐ_oが目標値（目標電力）Ｐ_cになるように制御する。制御部１０５は、所定の周期で目標電力Ｐ_cに対する検出電力Ｐ_oの偏差Ｅ＝Ｐ_c−Ｐ_oに基づいて制御値Ｃ_oを算出し、その制御値Ｃ_oをＰＷＭ信号生成部１０６に出力する。ＰＷＭ信号生成部１０６は、ＤＣ−ＤＣ変換部１０２内の半導体スイッチ素子のオン・オフ動作を制御するＰＷＭ（Pulse Width Modulatin）信号（パルス幅変調信号）を生成する。ＰＷＭ信号生成部１０６は、例えば、制御部１０５から入力される制御値Ｃ_oと鋸波のキャリア信号Ｓ_Cのレベルを比較してＳ_C≦Ｃ_oの期間をパルス幅とするＰＷＭ信号Ｓ_PWMを生成し、ＤＣ−ＤＣ変換部１０２に出力する。

負荷インピーダンスＺ_Lは、実用上ＤＣ−ＲＦ変換部１０３から負荷側を見たインピーダンスに等しいと見なすことができるので、ＤＣ−ＲＦ変換部１０３に接続されている負荷のインピーダンスを「Ｚ_L」とし、ＤＣ−ＲＦ変換部１０３の動作状態によって決まる係数を「Ｋ」とすると、ＤＣ−ＤＣ変換部１０２の出力電圧Ｖ_dcとＤＣ−ＲＦ変換部１０３の出力電力Ｐ_f（進行波電力Ｐ_f）との間には、
Ｐ_f＝Ｋ×（Ｖ_dc ²／｜Ｚ_L｜）…（１）
の関係がある。負荷インピーダンスＺ_Lが固定であれば、ＤＣ−ＲＦ変換部１０３の出力電力Ｐ_fは、（１）式よりＤＣ−ＤＣ変換部１０２の出力電圧Ｖ_dcの２乗に比例するので、ＤＣ−ＤＣ変換部１０２の出力電圧Ｖ_dcを制御することによってＤＣ−ＲＦ変換部１０３の出力電力Ｐ_fを制御することができる。

従って、高周波電源１００は、Ｐ_c＜Ｐ_oであれば、ＰＷＭ信号Ｓ_PWMのパルス幅を小さくしてＤＣ−ＤＣ変換部１０２の出力電圧Ｖ_dcを低下させ、Ｐ_o＜Ｐ_cであれば、ＰＷＭ信号Ｓ_PWMのパルス幅を広くしてＤＣ−ＤＣ変換部１０２の出力電圧Ｖ_dcを上昇させて検出電力Ｐ_oが目標電力Ｐ_cとなるように制御する。

特開２００９−２９６７６３号公報 特開平０６−１４１５５２号公報

ところで、ＤＣ−ＤＣ変換部１０２に用いられる半導体スイッチ素子には、スイッチング特性にオン状態（半導体スイッチ素子が導通した状態）となる最小時間Ｔ_min（以下、「オン最小時間Ｔ_min」という。）があるため、ＤＣ−ＤＣ変換部１０２を安定して駆動するためにはＰＷＭ信号Ｓ_PWMのパルス幅をオン最小時間Ｔ_min以上の範囲で制御する必要がある。

このため、ＰＷＭ信号Ｓ_PWMのパルス幅をオン最小時間Ｔ_minまで小さくしても検出電力Ｐ_oが目標電力Ｐ_cにならない場合は、検出電力Ｐ_oを目標電力Ｐ_cに制御できなくなるという不都合が生じる。

従来、半導体スイッチ素子のスイッチング特性に基づくＰＷＭ信号のパルス幅の制約の問題を解決する方法としてＰＷＭ信号のパルスを間引く制御方式が知られている。

例えば、特開２００９−２９６７６３号公報には、高周波電源の出力電圧Ｖ_dcを目標電圧Ｖ_tにするべくＰＷＭ信号のパルス幅を変化させ、そのパルス幅がオン最小時間Ｔ_minになっても出力電圧Ｖ_dcが目標電圧Ｖ_tにならない場合、ＰＷＭ信号のパルス幅をオン最小時間Ｔ_minに固定し、ＰＷＭ信号の単位時間当たりのパルス数を少なくして出力電圧Ｖ_dcを目標電圧Ｖ_tに制御する方法が提案されている。

また、特開平０６−１４１５５２号公報には、高周波インバータのスイッチング半導体素子のオン・オフ制御を行うゲート信号をＰＤＭ（Pulse Density Modulatin）制御方式によって生成することが提案されている。ＰＤＭ制御方式は、高周波インバータの入力電圧（直流電圧）と出力周波数を一定にし、出力電圧を方形波パルスにするか、ゼロにするかを出力電圧指令値に応じて周期毎に選択する制御方式である。ＰＤＭ制御方式は、周波数及びデューティ比が一定のパルス信号の一部のパルスを間引いてパルスの密度を変化させる方式に相当するから、基本的に特開２００９−２９６７６３号公報に記載の方法と同じ考え方である。

上記のパルスを間引く方式をＤＣ−ＤＣ変換部１０２へのＰＷＭ信号Ｓ_PWMに適用した場合、半導体スイッチ素子をブリッジ接続したブリッジ回路から出力される電圧波形（入力電圧を断続した波形）がＰＷＭ信号Ｓ_PWMの波形に対応してパルスの間引かれた部分ではゼロレベルとなるので、その波形を平滑してもＤＣ−ＤＣ変換部１０２の出力電圧Ｖ_dcはレベルが一定の綺麗な直流電圧の波形にはならない。

ＤＣ−ＤＣ変換部１０２から出力される直流電圧Ｖ_dcはＤＣ−ＲＦ変換部１０３の駆動用電圧であるから、その駆動用電圧Ｖ_dcが不安定になると、ＤＣ−ＲＦ変換部１０３から出力される交流電圧ｖ_fが不安定になるとともにその交流電圧ｖ_fにＰＷＭ信号Ｓ_PWMの周波数のスプリアス成分が含まれるようになるので、高周波電源１００から出力される高周波電圧ｖ_f及び高周波電流ｉ_fの品質が低下する。従って、ＤＣ−ＤＣ変換部１０２のＰＷＭ信号Ｓ_PWMに対して一部のパルスを間引く方式は、プラズマ処理システムの高周波電源には採用し難い。

本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであって、低出力領域の電力制御を安定して行うことができる高周波電源を提供することを目的とする。

本発明に係る高周波電源は、入力電圧を断続するスイッチ素子を有し、ＰＷＭ信号により前記スイッチ素子のオン・オフ動作を制御して出力電圧が制御されるＤＣ−ＤＣ変換手段と、前記ＤＣ−ＤＣ変換手段の出力電圧に応じた交流電力を生成して負荷に出力する電力出力手段と、前記ＰＷＭ信号のパルス幅を制御することにより前記電力出力手段で生成される前記交流電力を制御する出力制御手段と、を備える高周波電源において、前記電力出力手段は、入力される交流信号の振幅を前記ＤＣ−ＤＣ変換手段の出力電圧に応じた振幅に増幅する複数のＤＣ−ＲＦ変換手段と、前記複数のＤＣ−ＲＦ変換手段から出力される複数の電力を各ＤＣ−ＲＦ変換手段に入力される交流信号の相互の位相差に応じた所定の割合で合成して前記負荷に出力する電力合成手段と、を含み、前記出力制御手段は、前記位相差を前記割合が１となる所定値に固定し、前記ＰＷＭ信号のパルス幅を変化させて前記電力合成手段の出力電力を制御する第１の出力制御と、前記ＰＷＭ信号のパルス幅を所定のパルス幅に固定し、前記位相差を前記所定値とは異なる値に変化させて前記電力合成手段の出力電力を制御する第２の出力制御を有し、前記ＤＣ−ＤＣ変換手段から出力される直流電力が予め設定された閾値よりも大きい状態では、前記第１の出力制御により前記出力電力を制御し、前記直流電力が前記閾値以下の状態に変化すると、前記所定のパルス幅を前記直流電力が前記閾値以下の状態に変化した時のパルス幅に固定し、前記第２の出力制御により前記出力電力を制御することを特徴とする（請求項１）。

上記の高周波電源において、前記閾値は、前記ＰＷＭ信号のパルス幅を前記スイッチ素子のスイッチング特性に基づく最小のオン時間に設定したときに前記ＤＣ−ＤＣ変換手段から出力される直流電力よりも大きい値であるとよい（請求項２）。

上記の高周波電源において、前記出力制御手段は、第１の制御指令値に基づいて前記ＤＣ−ＤＣ変換手段に対する前記ＰＷＭ信号を生成する第１の信号生成手段と、第２の制御指令値に基づいて前記複数のＤＣ−ＲＦ変換手段に対する複数の前記交流信号を生成する第２の信号生成手段と、前記負荷に出力される交流電力を検出する第１の電力検出手段と、出力制御の目標である目標電力に対する前記第１の電力検出手段の検出電力の第１の偏差に基づいて第１の制御値を生成する第１制御値生成手段と、前記ＤＣ−ＤＣ変換手段から出力される直流電力を検出する第２の電力検出手段と、予め設定された閾値に対する前記第２の電力検出手段の検出電力の第２の偏差に基づいて第２の制御値を生成する第２制御値生成手段と、前記第２の電力検出手段の検出電力を前記閾値と比較する比較手段と、前記第２の電力検出手段の検出電力が前記閾値よりも大きい状態であれば、前記第１制御値生成手段で生成される前記第１の制御値を前記第１の制御指令値に設定し、前記検出電力が前記閾値以下の状態になると、前記第１の制御指令値を前記直流電力が前記閾値以下の状態に変化する直前に設定されている第１の制御値に固定する第１の制御指令値設定手段と、前記第２の電力検出手段の検出電力が前記閾値よりも大きい状態であれば、前記電力合成手段の合成割合が１となる位相差の値を前記第２の制御指令値に設定し、前記検出電力が前記閾値以下の状態になると、前記第２制御値生成手段で生成される前記第２の制御値を前記第２の制御指令値に設定する第２の制御指令値設定手段と、を含むとよい（請求項３）。

上記の高周波電源において、前記第１の信号生成手段は、キャリア信号と変調信号のレベルを比較することにより前記ＰＷＭ信号を生成し、前記第１制御値生成手段は、前記第１の制御値として前記変調信号を生成するとよい（請求項４）。

上記の高周波電源において、前記第１の信号生成手段は、周波数とパルス幅とに基づいて前記ＰＷＭ信号を生成し、前記第１制御値生成手段は、前記第１の制御値として前記ＰＷＭ信号のパルス幅を生成するとよい（請求項５）。

上記の高周波電源において、前記電力合成手段は、伝送トランスと電力消費用の抵抗を含むハイブリッド回路で構成され、前記複数の交流信号に位相差がある場合、各交流信号の振幅を当該位相差に応じた割合で合成して前記負荷に出力し、前記複数の交流信号の振幅の差分で前記負荷に電力消費をさせるとよい（請求項６）。

上記の高周波電源において、前記電力出力手段は、２つのＤＣ−ＲＦ変換手段を含み、前記第２の制御指令値設定手段は、前記検出電力が前記閾値以下の状態になると、一方のＤＣ−ＲＦ変換手段に対する交流信号の初期位相を固定し、他方のＤＣ−ＲＦ変換手段に対する交流信号の初期位相を、前記第２の偏差をゼロにする所定の位相差に設定するとよい（請求項７）。

上記の高周波電源において、前記電力出力手段は、２つのＤＣ−ＲＦ変換手段を含み、前記第２の制御指令値設定手段は、前記検出電力が前記閾値以下の状態になると、一方のＤＣ−ＲＦ変換手段に対する交流信号の初期位相を、前記第２の偏差をゼロにする位相差の１／２である第１の値に設定し、他方のＤＣ−ＲＦ変換手段に対する交流信号の初期位相を、前記第１の値の符号を逆にした第２の値に設定するとよい（請求項８）。

本発明によれば、ＤＣ−ＤＣ変換手段から出力される直流電力が所定の閾値よりも大きい状態では、電力合成手段において敢えて電力をロスさせることなく、高周波電源の出力電力値を低下させることができる。そのため、ＤＣ−ＤＣ変換手段から出力される直流電圧を目標電力に応じた電圧値に制御することにより、高周波電源から負荷に目標電力が供給される。

一方、ＤＣ−ＤＣ変換手段から出力される直流電力が所定の閾値以下の状態に変化すると、ＰＷＭ信号のパルス幅が、直流電力が閾値以下の状態に変化した時の値に固定され、負荷に目標電力が供給されるように複数のＤＣ−ＲＦ変換手段から出力される複数の交流信号の相互の位相差が制御される。

複数の交流信号の相互の位相差を制御して負荷に供給する電力を制御する場合は、位相差に応じた一部の電力が電力合成手段でロスするが、第１の出力制御と第２の出力制御を切り換える閾値を、ＰＷＭ信号のパルス幅をスイッチ素子のスイッチング特性に基づく最小のオン時間に設定したときにＤＣ−ＤＣ変換手段から出力される直流電力よりも大きい当該直流電力の近傍値に設定することにより、可及的に少ない電力ロスで高周波電源の出力電力を広い範囲で安定して制御をすることができる。

本発明に係る高周波電源の内部構成を示すブロック図である。 ＡＣ−ＤＣ変換部を構成する電源回路の回路例を示す図である。 ＤＣ−ＤＣ変換部の回路例を示す図である。 ＤＣ−ＲＦ変換部の回路例を示す図である。 ＲＦ合成部の回路例を示す図である。 位相差とＲＦ合成部での電力の合成割合との関係を示す図である。 ＲＦ合成部の他の回路例を示す図である。 従来の高周波電源に接続される負荷のインピーダンスが変動した場合のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流と出力電圧の関係をシミュレーションした一例である。 最小出力電力よりも高い出力電力値で位相差による出力制御に切り替えた場合の電力ロスを説明するための図である。 第１の制御信号生成部の内部構成とＰＷＭ信号の生成方法を示す図である。 第２の制御信号生成部の内部構成と正弦波信号の生成方法を示す図である。 ＲＦ電力制御部による高周波電源の負荷への出力電力の制御手順を示すフローチャートである。 ３個のＤＣ−ＲＦ変換部と２個のＲＦ合成部を設ける場合のブロック構成例を示す図である。 ３個のＤＣ−ＲＦ変換部と２個のＲＦ合成部を設ける場合の他のブロック構成例を示す図である。 ４個のＤＣ−ＲＦ変換部と３個のＲＦ合成部を設ける場合のブロック構成例を示す図である。 ４個のＤＣ−ＲＦ変換部と３個のＲＦ合成部を設ける場合の他のブロック構成例を示す図である。 ＲＦ合成部を３つ以上の入力電力を合成する回路で構成する場合の回路例を示す図である。 インピーダンス整合装置を備えたプラズマ処理システムの構成を示す図である。 従来の高周波電源の内部構成の一例を示す図である。

以下、本発明の好ましい実施の形態を、添付図面を参照して具体的に説明する。特に、プラズマ処理システムに適用される高周波電源を例に説明する。

図１は、本発明に係る高周波電源の内部構成を示すブロック図である。

高周波電源１は、ＡＣ−ＤＣ変換部２、ＤＣ−ＤＣ変換部３、ＤＣ−ＲＦ変換部４、ＲＦ合成部５、ＲＦ検出部６、ＲＦ電力制御部７、直流電圧計８及び直流電流計９を含む。ＤＣ−ＲＦ変換部４には同一構成の２つのＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂが設けられている。第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａから出力される電力Ｐ₁と第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂから出力される電力Ｐ₂がＲＦ合成部５で合成されて高周波電源１の出力端に接続されるプラズマ処理装置（図示省略）に出力される。ＤＣ−ＲＦ変換部４とＲＦ合成部５を含む部分は負荷に高周波電力を出力する高周波生成部Ｕを構成し、プラズマ処理装置は高周波電源１に対する負荷に相当している。

高周波電源１は、プラズマ処理が開始されると、ＲＦ合成部５から高周波電力を出力し、ＲＦ検出部６を介してプラズマ処理装置（負荷）に供給する。プラズマ処理装置のインピーダンス（負荷インピーダンスＺ_L）はプラズマ処理中に変動するから、高周波電源１とプラズマ処理装置のインピーダンス不整合によりＲＦ合成部５から出力される高周波電力の一部がプラズマ処理装置で反射されて高周波電源１に戻ってくる。

なお、高周波電源１からプラズマ処理装置に向かう高周波電力を進行波電力Ｐ_fといい、プラズマ処理装置で反射されて高周波電源１に戻ってくる高周波電力を反射波電力Ｐ_rという。ＲＦ合成部５から出力される高周波電力は進行波電力Ｐ_fに相当するので、本明細書では、ＲＦ合成部５から出力される高周波電力を「進行波電力Ｐ_f」と表現する。

ＡＣ−ＤＣ変換部２は、商用電源からＤＣ−ＤＣ変換部３への入力電圧（直流電圧）Ｖ_ccを生成する回路ブロックである。ＡＣ−ＤＣ変換部２は、例えば、図２に示す４個の半導体整流素子Ｄをブリッジ接続した整流回路２０１と平滑回路２０２とからなる周知の電源回路で構成される。

ＤＣ−ＤＣ変換部３は、ＡＣ−ＤＣ変換部２から入力される直流電圧Ｖ_ccを任意の電圧値の直流電圧Ｖ_dcに変換してＤＣ−ＲＦ変換部４に入力する回路ブロックである。ＤＣ−ＤＣ変換部３は、ＤＣ−ＲＦ変換部４内の第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂからそれぞれ出力される高周波電力Ｐ₁，Ｐ₂を制御する機能を果たす。

ＤＣ−ＤＣ変換部３は、例えば、図３に示す、インバータに整流回路を組み合わせた周知のＤＣ−ＤＣコンバータで構成される。図３の回路例は、４個の半導体スイッチ素子Ｑ_Aをブリッジ接続したフル・ブリッジ回路からなるインバータ３０１を、トランスＴ１を介して整流回路３０２に接続した回路である。整流回路３０２は、４個の半導体整流素子Ｄ_Aをブリッジ接続し、その出力に平滑用のコンデンサＣを接続した回路である。半導体スイッチ素子Ｑ_Aには、バイポーラトランジスタ、電界効果型トランジスタ、ＩＧＢＴ等が用いられ、半導体整流素子Ｄ_Aにはダイオードが用いられる。

トランスＴ１の一次巻線が接続されるインバータ３０１の出力ラインには、フェーズ・シフト・フル・ブリッジＰＷＭ制御方式によりインバータ３０１のソフトスイッチングを実現するために、インダクタＬ１が挿入されている。このため、トランスＴ１の一次巻線の両端の電圧レベルは、出力端子ａ，a’の出力レベルからインダクタＬ１の両端の電圧レベルの分だけ低下する。負荷インピーダンスＺ_Lの変動によってトランスＴ１の一次巻線に流れる負荷電流は変動するから、インバータ３０１の出力端子ａ，a’から出力される矩形波のレベルが一定であってもトランスＴ１の一次巻線の両端の電圧レベルは負荷インピーダンスＺ_Lの変動によって変動し、ＤＣ−ＤＣ変換部３の出力電圧Ｖ_dcも変動する。

ＤＣ−ＤＣ変換部３の出力電圧Ｖ_dcは、ＲＦ電力制御部７で生成されるＰＷＭ信号Ｓ_PWMによってインバータ３０１の４個の半導体スイッチ素子Ｑ_Aのオン・オフ動作を制御することにより、制御される。本実施形態では、ＰＷＭ信号Ｓ_PWMのパルス幅Ｔ_ON（ハイレベル期間）は、半導体スイッチ素子Ｑ_Aのオン最小時間Ｔ_minよりも小さくならないように制御される。従って、ＤＣ−ＤＣ変換部３の出力電圧Ｖ_dcの制御が不安定になることはない。

本実施形態では、フェーズ・シフト・フル・ブリッジＰＷＭ制御方式によりインバータ３０１をソフトスイッチングするために、インバータ３０１とトランスＴ１の間にインダクタＬ１を挿入しているが、インダクタＬ１を除いた回路でもよい。

ＤＣ−ＲＦ変換部４は、ＤＣ−ＤＣ変換部３から入力される直流電力を予め設定された周波数の交流電力に変換する回路ブロックである。予め設定された周波数は、２．０ＭＨｚ、１３．５６ＭＨｚ、４０．６８ＭＨｚなどのプラズマ処理用に規定された周波数である。

第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａは、図４に示すハーフ・ブリッジ型のスイッチング・アンプで構成される。第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂも第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａと同一構成のスイッチング・アンプで構成される。図４に示すスイッチング・アンプは、一対の電源端子ｂ，ｂ’の間に２つの同一タイプの半導体スイッチ素子Ｑ_Bの直列回路を接続したスイッチング回路と、そのスイッチング回路に駆動信号を入力するドライブ回路と、そのスイッチング回路から出力される高周波信号を外部に出力する出力回路とで構成される。

ドライブ回路は、一次巻線に互いに逆方向に巻かれた２つの二次巻線を結合したトランスＴ２で構成される。トランスＴ２の一次巻線には、ＲＦ電力制御部７から出力される高周波信号ｖ_a（電圧信号）が入力され、トランスＴ２の一方の二次巻線（図４では上側の巻線）から高周波信号ｖ_aと同相の高周波信号ｖ_a’が出力され、トランスＴ２の他方の二次巻線（図４では下側の巻線）から高周波信号ｖ_aと逆相の高周波信号−ｖ_a’が出力される。

出力回路は、キャパシタＣ₁とインダクタが直列接続された共振回路と、インダクタとキャパシタＣ₂がＬ型接続されたインピーダンス変換回路とを接続したフィルタ回路４０１で構成される。図４のインダクタＬは、共振回路のインダクタとインピーダンス変換回路のインダクタを合成したものである。フィルタ回路４０１は、スイッチング回路からパルス出力される高周波信号から直流成分と不要な高周波成分（ノイズ成分）を除去する。フィルタ回路４０１から出力されるた高周波信号ｖ₁が負荷に出力される。

一方の電源端子ｂにＤＣ−ＤＣ変換部３から出力される直流電圧Ｖ_dcが入力され、他方の電源端子ｂ’は接地されている。本実施形態では、他方の電源端子ｂ’を接地しているが、ＤＣ−ＤＣ変換部３から出力される直流電圧Ｖ_dcの逆極性の電圧−Ｖ_dcを他方の電源端子ｂ’に入力するようにしてもよい。一対の半導体スイッチ素子Ｑ_BにはＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴが用いられるが、バイポーラトランジスタ等の他の種類のトランジスを用いることができる。また、一対の半導体スイッチ素子Ｑ_BをＮチャネル型とＰチャネル型を組み合わせたコンプリメンタリ型にしてもよい。この場合は、トランスＴ２を省いて高周波信号ｖ_aをそれぞれＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴとＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴのゲートに入力してもよい。

第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂの各トランスＴ２の一次巻線に入力される高周波信号ｖ_a，ｖ_bは、ＲＦ電力制御部７で生成される。高周波信号ｖ_a，ｖ_bの生成方法については後述する。

第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａでは、高周波信号ｖ_aがトランスＴ２の一次巻線に入力されると、トランスＴ２の一方の二次巻線から同相の高周波信号ｖ_a’が出力され、トランスＴ２の他方の二次巻線から逆相の高周波信号−ｖ_a’が出力される。同相の高周波信号ｖ_a’は、一方の半導体スイッチ素子Ｑ_B（図４では上側の半導体スイッチ素子Ｑ_B）に入力され、逆相の高周波信号−ｖ_a’は、他方の半導体スイッチ素子Ｑ_B（図４では下側の半導体スイッチ素子Ｑ_B）に入力される。２つの半導体スイッチ素子Ｑ_Bは、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴであるから、一方の半導体スイッチ素子Ｑ_Bは、高周波信号ｖ_a’のハイレベル期間にオン動作をし、他方の半導体スイッチ素子Ｑ_Bは、高周波信号−ｖ_a’のハイレベル期間にオン動作をする。すなわち、２つの半導体スイッチ素子Ｑ_Bは、高周波信号ｖ_a’の半周期毎に交互にオン・オフ動作を繰り返す。

２つの半導体スイッチ素子Ｑ_Bが交互にオン・オフ動作を繰り返すことによって接続点ｎの電圧はｖ_a’＞０の期間に「Ｖ_dc」となり、ｖ_a’≦０の期間に接地レベルとなるように矩形波状に変化し、その矩形波がフィルタ回路４０１で直流分とスイッチングノイズが除去されて出力端子ｃ，ｃ’から出力される。出力端子ｃ，ｃ’から出力される電圧ｖ_aは、高周波信号ｖ₁の振幅を増幅した電圧に相当している。出力電圧ｖ_aの振幅は、電源端子ｂに入力される直流電圧Ｖ_dcによって決まるから、ＤＣ−ＤＣ変換部３の出力電圧Ｖ_dcの変化に応じて出力電圧ｖ_aの振幅は変化する。

第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂでは、入力される高周波信号ｖ_bが高周波信号ｖ_aに対して位相差θ（θ＝０を含む）を有する点が異なるだけで、上述した第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａと同様の動作を行う。

なお、本実施形態では、第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂをハーフ・ブリッジ型のスイッチング・アンプで構成しているが、フル・ブリッジ型やプッシュ・プル型のスイッチング・アンプで構成してもよい。また、第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂは、スイッチング・アンプに限定されず、Ａ級、Ｂ級、Ｃ級、Ｄ級、Ｅ級等のアンプの方式にも限定されない。

ＲＦ合成部５は、ＤＣ−ＲＦ変換部４から出力される２つの高周波電力Ｐ₁，Ｐ₂を合成する回路ブロックである。ＲＦ合成部５は、第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａから出力される高周波電圧ｖ₁と第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂから出力される高周波電圧ｖ₂とに位相差θがあると、入力電力（Ｐ₁＋Ｐ₂）のうち位相差θに応じた一部の電力Ｐ_Rを内部の抵抗Ｒで熱消費し、残りの電力Ｐ_f（＝Ｐ₁＋Ｐ₂−Ｐ_R）を出力する機能を有する。

ＲＦ合成部５は、例えば、図５に示す伝送トランスＴ３と抵抗Ｒとからなるハイブリッド回路によって構成される。ハイブリッド回路は、１つの出力ポートＮ_Sと２つの入力ポートＮ_A，Ｎ_Bを有し、ハイブリッド回路内の抵抗Ｒは、入力電力（Ｐ₁＋Ｐ₂）のうち位相差θに応じた一部の電力Ｐ_Rを熱消費するための電力消費素子として機能する。高周波電源１の伝送系の特性インピーダンスを「Ｒ_o」（例えば、５０［Ω］）とすると、入力ポートＮ_A，Ｎ_BのインピーダンスＲ_A，Ｒ_Bと出力ポートＮ_SのインピーダンスＲ_Sと抵抗ＲのインピーダンスＲ_Rは、Ｒ_A＝Ｒ_B＝Ｒ_o、Ｒ_R＝２・Ｒ_o、Ｒ_S＝Ｒ_o／２の関係を満たすように設計されている。

図５に示すように、第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａの出力電圧ｖ₁は、一方の入力ポートＮ_Aに入力され、第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂの出力電圧ｖ₂は、他方の入力ポートＮ_Bに入力され、出力ポートＮ_Sから出力電圧ｖ₁と出力電圧ｖ₂を合成した電圧ｖ_fが出力される。

出力ポートＮ_Sに接続される負荷のインピーダンスが「Ｒ_o／２」の場合（ＲＦ合成部５と負荷とがインピーダンス整合をしている場合）のＲＦ合成部５の電力合成動作は、出力電圧ｖ₁，ｖ₂をそれぞれｖ₁＝Ｖ・sin(ω・ｔ)、ｖ₂＝Ｖ・sin(ω・ｔ＋θ)とすると、下記のようになる。

抵抗Ｒの両端の電圧ｖ_Rは、
ｖ_R＝ｖ₁−ｖ₂＝Ｖ・[sin(ω・ｔ)−sin(ω・ｔ＋θ)] …（２）
であり、入力ポートＮ_A，Ｎ_Bから伝送トランスＴ３に流れ込む電流ｉ₁，ｉ₂と抵抗Ｒを流れる電流ｉ_Rは、
ｉ₁＝ｖ₁／Ｒ_o＝Ｖ・sin(ω・ｔ)／Ｒ_o…（３）
ｉ₂＝ｖ₂／Ｒ_o＝Ｖ・sin(ω・ｔ＋θ)／Ｒ_o…（４）
ｉ_R＝ｖ_R／(２・Ｒ_o)＝Ｖ・[sin(ω・ｔ)−sin(ω・ｔ＋θ)]／(２・Ｒ_o)…（５）
である。

従って、伝送トランスＴ３の一次巻線と二次巻線に流れる電流ｉ_L1，ｉ_L2は、
ｉ_L1＝ｉ₁−ｉ_R＝Ｖ・[sin(ω・ｔ)＋sin(ω・ｔ＋θ)]／（２・Ｒ_o）…（６）
ｉ_L2＝ｉ₂＋ｉ_R＝Ｖ・[sin(ω・ｔ)＋sin(ω・ｔ＋θ)]／（２・Ｒ_o）…（７）
で表わされ、出力ポートＮ_Sから出力される電流ｉ_outと電圧ｖ_outは、
ｉ_f＝ｉ_L1＋ｉ_L2＝Ｖ・[sin(ω・ｔ)＋sin(ω・ｔ＋θ)]／Ｒ_o …（８）
ｖ_f＝ｉ_f・（Ｒ_o／２）＝Ｖ・[sin(ω・ｔ)＋sin(ω・ｔ＋θ)]／２
＝Ｖ・cos(θ/2)・sin(ω・ｔ+θ/2)] …（９）
となる。

出力ポートＮ_Sから出力される電力Ｐ_fと抵抗Ｒで消費される電力Ｐ_Rを求めると、
Ｐ_f＝ｖ_f ²／（Ｒ_o／２）＝２ｖ_f ²／Ｒ_o
＝Ｖ²・[sin(ω・ｔ)＋sin(ω・ｔ＋θ)]²／（２・Ｒ_o）…（１０）
＝２・[Ｖ・cos(θ／２)]²・sin²(ω・ｔ＋θ/２)／Ｒ_o…（１０’）
Ｐ_R＝ｖ_R ²／（２・Ｒ_o）
＝Ｖ²・[sin(ω・ｔ)−sin(ω・ｔ＋θ)]²／（２・Ｒ_o）…（１１）
＝２・[Ｖ・sin(θ／２)]²・cos²(ω・ｔ＋θ/２)／Ｒ_o…（１１’）
となる。

入力ポートＮ_A，Ｎ_Bから入力される電力Ｐ₁，Ｐ₂は、Ｐ₁＝Ｖ²・sin²(ω・ｔ)／Ｒ_o、Ｐ₂＝Ｖ²・sin²(ω・ｔ＋θ)／Ｒ_oであるから、ＲＦ合成部５に入力される電力Ｐ_inは、
Ｐ_in＝Ｐ₁＋Ｐ₂＝Ｖ²・［sin²(ω・ｔ)＋sin²(ω・ｔ＋θ)］／Ｒ_o
である。一方、ＲＦ合成部５から出力される電力Ｐ_fと抵抗Ｒで熱消費される電力Ｐ_Rの合計電力Ｐ_sumは、
Ｐ_sum＝Ｖ²・[sin(ω・ｔ)＋sin(ω・ｔ＋θ)]²／（２・Ｒ_o）
＋Ｖ²・[sin(ω・ｔ)−sin(ω・ｔ＋θ)]²／（２・Ｒ_o）
＝Ｖ²・[sin²(ω・ｔ)＋sin²(ω・ｔ＋θ)］／Ｒ_o
であるから、Ｐ_in＝Ｐ_sumである。

従って、θ＝０であれば、Ｐ_R＝０より、入力電力Ｐ_inがそのままＲＦ合成部５から出力され、θ≠０であれば、入力電力Ｐ₁，Ｐ₂を位相差θに応じた所定の割合η(θ)で合成した電力Ｐ_fがＲＦ合成部５から出力されることになる。

位相差θに応じた所定の割合η(θ)は、（１０’）式に示されるようにcos²(θ／２)であり、この特性は、図６の特性（イ）に示すようになる。位相差θをゼロから増加させると、電力の合成割合η(θ)は、cos²(θ／２)の特性で単調に減少し、位相差θ＝１８０［ｄｅｇ］でゼロになる。従って、位相差θをゼロから１８０［ｄｅｇ］の範囲で変化させることにより、ＲＦ合成部５から出力される電力Ｐ_fの大きさを制御することができる。

なお、特性（イ）は、出力ポートＮ_Sに接続される負荷のインピーダンスが「Ｒ_o／２」の場合の例であるが、出力ポートＮ_Sに接続される負荷のインピーダンスが「Ｒ_o／２」と異なる場合でも位相差θをゼロから１８０［ｄｅｇ］の範囲で変化させることにより、ＲＦ合成部５から出力される電力Ｐ_fの大きさを制御することができる。

ＲＦ合成部５に用いるハイブリッド回路は、図５に示した回路構成に限られない。例えば、図７に示す回路構成のハイブリッド回路をＲＦ合成部５に用いることができる。図７に示すハイブリッド回路は、伝送トランスＴ３の一次巻線と二次巻線の両端をそれぞれコンデンサＣ’で接続した回路構成を有し、一次巻線の両端と二次巻線の両端の４つの端子が不平衡の入出力端子となっている。ＲＦ合成部５として用いる場合は、一次巻線の一方の端子ｐ１が合成電力の出力端子となり、一次巻線の他方の端子ｐ２と二次巻線の一方の端子ｐ３が入力端子となり、二次巻線の他方の端子ｐ４は熱消費用の抵抗Ｒを接続する端子となる。

図５に示す回路構成では位相差θが「０°」の場合は抵抗Ｒでの消費電力Ｐ_Rがゼロになったが、図７に示す回路構成では、位相差θが「９０°」の場合に抵抗Ｒでの消費電力Ｐ_Rがゼロになり、位相差θが「９０°」からずれると、そのずれ分に応じた電力Ｐ_Rが抵抗Ｒで消費される。すなわち、図７に示す回路構成の場合は、電力の合成割合η(θ)が図５に示す回路構成に対して９０［ｄｅｇ］遅れるので、図６の特性（ロ）に示すように、cos²（θ／２−π／２）＝sin²（θ／２）の特性になる。

ＲＦ合成部５は、ハイブリッド回路と同様の機能を果たすものであれば、他の回路であってもよい。例えば、特開２００８−２８９２３号公報に記載の高周波電力合成器や実開平４−４８７１５号公報に記載の出力合成回路を用いることができる。

ＲＦ検出部６は、ＲＦ合成部５から負荷（プラズマ処理装置）に向かう進行波電力Ｐ_fと負荷（プラズマ処理装置）側から戻ってくる反射波電力Ｐ_rを検出する機能を有する。そして、進行波電力Ｐ_fの検出値を進行波電力Ｐ_oとして検出する。または、進行波電力Ｐ_fの検出値から反射波電力Ｐ_rの検出値を減算した負荷供給電力Ｐ_load（＝Ｐ_f−Ｐ_r）の検出値を検出電力Ｐ_oとして出力する。検出電力Ｐ_oはＲＦ電力制御部７に入力される。進行波電力Ｐ_fの検出値を検出電力Ｐ_oとするか、負荷供給電力Ｐ_loadの検出値を検出電力Ｐ_oとするかは、予め定めておく。本実施形態では、進行波電力Ｐ_fの検出値を検出電力Ｐ_oとして出力する例を示す。なお、進行波電力Ｐ_fの検出値を検出電力Ｐ_oとして出力する場合は、反射波電力Ｐ_rを検出しなくてもよい。

ＲＦ電力制御部７は、フィードバック制御によりＲＦ検出部６で検出される電力Ｐ_o（高周波電力Ｐ_f）が目標電力Ｐ_cとなるように制御する。目標電力Ｐ_cは、予め設定されている出力電力のプロファイルに基づいてプラズマ処理中にＲＦ電力制御部７に設定される。ＲＦ電力制御部７は、ＤＣ−ＤＣ変換部３の出力電力Ｐ_dcが予め設定された閾値Ｐ_thよりも大きくなる場合と出力電力Ｐ_dcが閾値Ｐ_th以下となる場合とでＲＦ合成部５から出力される高周波電力Ｐ_fの制御方法を切り換える。高周波電力Ｐ_fの制御方法を切り換える閾値Ｐ_th（以下、「切換閾値Ｐ_th」という。）は、ＰＷＭ信号Ｓ_PWMのパルス幅Ｔ_ONを半導体スイッチ素子Ｑ_Aのオン最小時間Ｔ_minに設定した場合にＤＣ−ＤＣ変換部３から出力される直流電力Ｐ_dcよりも大きい値に設定されている。

ＲＦ電力制御部７は、ＤＣ−ＤＣ変換部３の出力電力Ｐ_dcを監視し、出力電力Ｐ_dcが切換閾値Ｐ_thよりも大きければ、第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａに入力する高周波信号ｖ_aと第２のＤＣ-ＲＦ変換部４Ｂに入力する高周波信号ｖ_bの位相差θをゼロにし、ＰＷＭ信号Ｓ_PWMのパルス幅Ｔ_ONを変化させて（ＤＣ−ＤＣ変換部３の出力電圧Ｖ_dcを変化させて）ＲＦ検出部６から出力される高周波電力Ｐ_fを目標電力Ｐ_cに制御する。この出力制御（以下、「第１の出力制御」という。）は、ＤＣ−ＤＣ変換部３の出力電圧Ｖ_dcだけを変化させてＲＦ検出部６から出力される高周波電力Ｐ_fを目標電力Ｐ_cに制御する方法である。

一方、ＲＦ電力制御部７は、ＤＣ−ＤＣ変換部３の出力電力Ｐ_dcが切換閾値Ｐ_th以下の場合は、ＰＷＭ信号Ｓ_PWMのパルス幅Ｔ_ONを出力電力Ｐ_dcが切換閾値Ｐ_thよりも小さい値に変化する直前の値Ｔ_thに固定し、高周波信号ｖ_aと高周波信号ｖ_bとの位相差θを変化させて（ＲＦ合成部５での高周波電力Ｐ₁，Ｐ₂の合成割合η(θ)を変化させて）ＲＦ検出部６から出力される高周波電力Ｐ_fを目標電力Ｐ_cに制御する。この出力制御（以下、「第２の出力制御」という。）は、ＲＦ合成部５の電力合成割合η(θ)だけを変化させてＲＦ検出部６から出力される高周波電力Ｐ_fを目標電力Ｐ_cに制御する方法である。

ＲＦ電力制御部７は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）及びＲＡＭ（Random Access Memory）を備えるマイクロコンピュータによって構成される。ＣＰＵがＲＯＭに記憶された所定の制御プログラムを実行することにより、第１の出力制御若しくは第２の出力制御による高周波電力Ｐ_fの制御が行われる。

次に、ＲＦ電力制御部７による高周波電源１の出力制御について説明する。

負荷インピーダンスＺ_L（プラズマ処理装置のインピーダンス）の値は、一定ではなく、プロセスの進行に伴い変動する。負荷インピーダンスＺ_Lが変動すると、フィルタ回路４０１を構成する素子や配線における電圧降下の度合いが変動するため、仮に第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂ内の２つの半導体スイッチ素子Ｑ_Bの接続点ｎにおける電圧値（矩形波なので平均値などで表した電圧値）が一定であっても、第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂの各出力端における電圧値が変動する。そのため、ＤＣ−ＲＦ変換部４から出力される２つの電力Ｐ₁，Ｐ₂も変動する。従って、第１の出力制御だけでＲＦ合成部５から出力される高周波電力Ｐ_fを制御した場合、その高周波電力Ｐ_fの制御範囲は負荷インピーダンスＺ_Lの値によって異なる。

図８は、高周波電源に接続される負荷のインピーダンスが変動した場合のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流と出力電圧の関係をシミュレーションした一例である。シミュレーションは、図１の回路構成でＤＣ−ＲＦ変換部４には同相の高周波信号ｖ_a，ｖ_bを入力し、ＤＣ−ＤＣ変換部３に入力するＰＷＭ信号Ｓ_PWMのパルス幅を変化させてＲＦ検出部６の検出電力Ｐ_oを目標電力Ｐ_cに一致させる制御（第１の出力制御）をした場合のＤＣ−ＤＣ変換部３の出力電圧Ｖ_dcと出力電流Ｉ_dcを、Ａ〜Ｉの負荷インピーダンスについて調べたものである。

Ａ〜Ｉの負荷インピーダンスは、図８に示すスミスチャート上の点Ａ〜Ｉにプロットされるインピーダンスで、高周波電源１の出力インピーダンス（特性インピーダンスＲ_o）に対して、（反射係数Γ，位相ψ［deg］）がＡ＝（０．００，不定）、Ｂ＝（０．９９，±１８０），Ｃ＝（０．９９，＋１３５），Ｄ＝（０．９９，＋９０），Ｅ＝（０．９９，＋４５），Ｆ＝（０．９９，±０），Ｇ＝（０．９９，−４５），Ｈ＝（０．９９，−９０），Ｉ＝（０．９９，−１３５）となるインピーダンスである。

各特性曲線に付した符号Ａ〜Ｉは、上記の負荷インピーダンスＡ〜Ｉに対応している。特性曲線Ａは、負荷インピーダンスが高周波電源１の出力インピーダンスと整合している場合のシミュレーション結果で、目標電力Ｐ_cを減少させるのに応じてＰＷＭ信号Ｓ_PWMのパルス幅を減少させると、ＤＣ−ＤＣ変換部３の出力電圧Ｖ_dcと出力電流Ｉ_dcが特性曲線Ａの右端から当該特性曲線Ａに沿って変化することを示している。特性曲線Ｂ〜Ｉについても同様である。

また、特性曲線Ａの左端は、ＰＷＭ信号Ｓ_PWMのパルス幅がオン最小時間Ｔ_minになる点である。ＰＷＭ信号Ｓ_PWMのパルス幅はオン最小時間Ｔ_minよりも小さく制御できないので、特性曲線Ａの左端（「●」の点）より左側の領域は、第１の出力制御では出力制御ができない領域である。特性曲線Ａの左端に付した数値「１００」は、ＰＷＭ信号Ｓ_PWMのパルス幅をオン最小時間Ｔ_minに設定したときに高周波電源１から負荷に出力される出力電力Ｐ_min［Ｗ］（以下、「最小制御電力Ｐ_min」という。）を示している。特性曲線Ｂ〜Ｉについても同様である。

プラズマ処理装置のインピーダンス（負荷インピーダンスＺ_L）はプラズマ処理中に大きく変動するが、目標電力Ｐ_cが負荷インピーダンスＡ〜Ｉの各特性曲線の左端（「●」の点）を結んだ曲線αより右側の領域にある場合は、第１の出力制御によって高周波電力Ｐ_fを目標電力Ｐ_cに制御することは可能である。しかし、目標電力Ｐ_cが曲線αより左側の領域になると、第１の出力制御では高周波電力Ｐ_fを目標電力Ｐ_cに制御することはできない。例えば、目標電力Ｐ_cが１００［Ｗ］に設定されているとき、負荷インピーダンスＺ_LがＣの特性であれば、第１の出力制御によって高周波電力Ｐ_fを目標電力Ｐ_cに制御することはできるが、負荷インピーダンスＺ_LがＤの特性に変化すると、第１の出力制御で高周波電力Ｐ_fを制御できる下限値は１５３［Ｗ］であるから、目標電力Ｐ_cに制御することはできない。

そこで、本実施形態に係る高周波電源１では、負荷インピーダンスＺ_Lの変動によって第１の出力制御で高周波電力Ｐ_fを目標電力Ｐ_cに制御できない領域になると、第２の出力制御に切り換えて高周波電力Ｐ_fを目標電力Ｐ_cに制御できるようにしている。

第１の出力制御を第２の出力制御に切り換える制御切換点について検討すると、ＲＦ検出部６の検出電力Ｐ_oは、負荷インピーダンスＺ_Lによって変動するから、検出電力Ｐ_oに対して負荷インピーダンスＺ_Lの影響を受けない切換閾値Ｐ_thを設定しようとすると、図８の特性の場合では４００［Ｗ］以上にする必要がある。しかし、この方法では、ＰＷＭ信号Ｓ_PWMのパルス幅Ｔ_ONを半導体スイッチ素子Ｑ_Aのオン最小時間Ｔ_minに設定したときの最小制御電力Ｐ_minが４００［Ｗ］よりも小さい負荷インピーダンスＡ，Ｂ，Ｃ等の場合ではＲＦ合成部５で不必要に電力をロスさせることになるので、効率が悪くなるという問題が生じる。

負荷インピーダンスＡ，Ｂ，Ｃ等の場合は、図９に示すように、ＤＣ−ＤＣ変換部３の出力電圧Ｖ_dcを下げて負荷への出力電力Ｐ_outが４００［Ｗ］になると、ＤＣ−ＤＣ変換部３の出力電圧を固定し、位相差θを変化させて目標電力Ｐ_c（＜４００［Ｗ］）に制御することになるので、最小制御電力Ｐ_minから４００［Ｗ］の領域ＷではＲＦ合成部５内の抵抗Ｒで位相差θに応じた電力消費が生じる。この電力消費は、位相差θをゼロにして出力電圧Ｖ_dcを低下させて目標電力Ｐ_cに制御した場合には生じないから、不必要な電力消費である。

図８に示す特性によれば、曲線αは、各負荷インピーダンスＡ〜Ｉの最小制御電力Ｐ_minは異なるが、ＤＣ−ＤＣ変換部３の出力電力Ｐ_dc＝Ｖ_dc×Ｉ_dcは略１６０［Ｗ］となるラインである。これは、半導体スイッチ素子Ｑ_Bのオン最小時間Ｔ_minとＤＣ−ＤＣ変換部３の出力電力Ｐ_dcとの間に相関関係があることを示している。すなわち、ＤＣ−ＤＣ変換部３の出力電力Ｐ_dcをモニタし、その出力電力Ｐ_dcが所定の出力電力に低下すると、半導体スイッチ素子Ｑ_Aのオン時間がオン最小時間Ｔ_minにまで低下していると推定することができる。

従って、半導体スイッチ素子Ｑ_Aのオン最小時間Ｔ_minに対応するＤＣ−ＤＣ変換部３の出力電力Ｐ_dc若しくはＰＷＭ信号Ｓ_PMWのパルス幅Ｔ_ONがオン最小時間Ｔ_minとなるＤＣ−ＤＣ変換部３の出力電力Ｐ_dcを切換閾値Ｐ_thに設定し、出力電力Ｐ_dcが切換閾値Ｐ_thよりも大きい場合は、第１の出力制御によって高周波電源１から出力される高周波電力Ｐ_fを目標電力Ｐ_cに制御できるが、出力電力Ｐ_dcが切換閾値Ｐ_th以下となる場合は、第１の出力制御とは異なる制御方法で高周波電源１から出力される高周波電力Ｐ_fを目標電力Ｐ_cに制御しなければならないことが分かる。

そこで、本実施形態に係る高周波電源１では、曲線βで示される１７０［Ｗ］を切換閾値Ｐ_thに設定し、ＤＣ−ＤＣ変換部３の出力電力Ｐ_dcがＰ_th＜Ｐ_dcであれば、第１の出力制御で高周波電源１から出力される高周波電力Ｐ_fを制御し、負荷インピーダンスＺ_Lの変動などによってＰ_dc≦Ｐ_thに変化した場合は、第２の出力制御に切り換えて高周波電源１から出力される高周波電力Ｐ_fを制御するようにしている。

切換閾値Ｐ_thは、曲線αに対応する出力電力Ｐ_dc以上であれば、任意の値に設定できるが、曲線αから離れすぎると、図９で説明したように、負荷インピーダンスＺ_LによってＲＦ合成部５で不必要な電力ロスを生じるので、曲線αに近い値に設定するのが望ましい。ＰＷＭ信号Ｓ_PWMのパルス幅Ｔ_ONが一定でもＤＣ−ＤＣ変換部３の出力電力Ｐ_dcはＤＣ−ＤＣ変換部３よりも後段側のインピーダンスの変動によって僅かに変動するので、本実施形態では、曲線αに対応するＤＣ−ＤＣ変換部３の出力電力Ｐ_dcよりも僅かに大きい値を有する曲線βに対応するＤＣ−ＤＣ変換部３の出力電力Ｐ_dcを切換閾値Ｐ_thとしている。

なお、第１の出力制御から第２の出力制御に切り換える切換閾値Ｐ_th1と第２の出力制御から第１の出力制御に戻す切換閾値Ｐ_th2を異ならせ、第１の出力制御と第２の出力制御との間の切換制御にヒステリシス特性を持たせるようにしてもよい。すなわち、曲線βに対応するＤＣ−ＤＣ変換部３の出力電力Ｐ_dcを切換閾値Ｐ_th1に設定し、この切換閾値Ｐ_th1よりも大きい出力電力Ｐ_dcを切換閾値Ｐ_th2に設定し、Ｐ_th1＜Ｐ_dcであれば、第１の出力制御で高周波電力１から出力される高周波電力Ｐ_fを制御し、この第１の出力制御中にＰ_dc≦Ｐ_th1になると、高周波電力Ｐ_fの制御を第２の出力制御に切り換え、この第２の出力制御中にＰ_th2＜Ｐ_dcになると、高周波電力Ｐ_fの制御を第１の出力制御に戻すようにするとよい。

第１の出力制御と第２の出力制御との間の切換制御にヒステリシス特性を持たせれば、ＤＣ−ＤＣ変換部３よりも後段側のインピーダンスの変動によって第１の出力制御と第２の出力制御との切換制御でチャタリング状態が生じることを抑制することができる。

ＲＦ電力制御部７には、上記の方法によって出力電力Ｐ_outを制御するために、偏差演算部７０１、制御値演算部７０２、制御指令値出力部７０３、第１の制御信号生成部７０４及び第２の制御信号生成部７０５が含まれる。また、高周波電源１には、ＤＣ−ＤＣ変換部３とＤＣ−ＲＦ変換部４との間に直流電圧計８と直流電流計９とが設けられ、直流電圧計８の検出電圧Ｖ_dcと直流電流計９の検出電流Ｉ_dcが制御指令値出力部７０３に入力される。

偏差演算部７０１には所定の出力電力のプロファイルに基づいて目標電力Ｐ_cが設定される。偏差演算部７０１は、目標電力Ｐ_cに対するＲＦ検出部６の検出電力Ｐ_oの偏差Ｅ_A＝Ｐ_c−Ｐ_oを演算する。制御値演算部７０２は、偏差演算部７０１で演算された偏差Ｅ_Aに基づいて所定の演算を行って制御値Ｃ_Aを演算し、一時、メモリ（ＲＡＭ）に保存する。

制御指令値出力部７０３には切換閾値Ｐ_thが設定されている。制御指令値出力部７０３には制御値演算部７０２で演算された制御値Ｃ_Aが入力される。制御指令値出力部７０３は、直流電圧計８の検出電圧Ｖ_dcと直流電流計９の検出電流Ｉ_dcを乗じてＤＣ−ＤＣ変換部３の出力電力Ｐ_dcを算出し、その出力電力Ｐ_dcと切換閾値Ｐ_thを比較する。

制御指令値出力部７０３は、Ｐ_th＜Ｐ_dcであれば、制御値Ｃ_Aを第１制御指令値Ｃ_S1に設定するとともに、「０」を第２制御指令値Ｃ_S2に設定し、第１制御指令値Ｃ_S1を第１の制御信号生成部７０４に出力し、第２制御指令値Ｃ_S2を第２の制御信号生成部７０５に出力する。制御指令値出力部７０３は、Ｐ_dc≦Ｐ_thであれば、切換閾値Ｐ_thと算出したＤＣ−ＤＣ変換部３の出力電力Ｐ_dcとの偏差Ｅ_B＝Ｐ_th−Ｐ_dcを演算し、その偏差Ｅ_B基づいて所定の演算を行って制御値Ｃ_Bを演算する。そして、ＲＦ電力制御部７は、制御値Ｃ_Bを第２制御指令値Ｃ_S2に設定するとともに、Ｐ_th＜Ｐ_dcからＰ_dc≦Ｐ_thに変化する直前で演算され、メモリに保存されている制御値Ｃ_Aを第１制御指令値Ｃ_S1に設定し、第１制御指令値Ｃ_S1を第１の制御信号生成部７０４に出力し、第２制御指令値Ｃ_S2を第２の制御信号生成部７０５に出力する。

第１の制御信号生成部７０４は、三角波比較法によりＤＣ−ＤＣ変換部３の駆動を制御するＰＷＭ信号Ｓ_PWMを生成し、そのＰＷＭ信号Ｓ_PWMをＤＣ−ＤＣ変換部３に出力する。第２の制御信号生成部７０５は、第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ内の半導体スイッチ素子Ｑ_Bの駆動を制御する高周波信号ｖ₁と第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂ内の半導体スイッチ素子Ｑ_Bの駆動を制御する高周波信号ｖ₂を生成し、高周波信号ｖ₁を第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａに出力し、高周波信号ｖ₂を第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂに出力する。

図１０は、第１の制御信号生成部７０４の内部構成とＰＷＭ信号の生成方法を示す図であり、図１１は、第２の制御信号生成部７０５の内部構成と正弦波信号の生成方法を示す図である。

第１の制御信号生成部７０４には、例えば、鋸波のキャリア信号Ｓ_cを発生するキャリア信号発生回路７０４ａと、そのキャリア信号Ｓ_cと制御指令値出力部７０３から入力される第１制御指令値Ｃ_S1のレベルを比較してＳ_c≦Ｃ_S1の期間をパルス幅Ｔ_ONとするＰＷＭ信号Ｓ_PWMを生成するＰＷＭ信号生成回路７０４ｂとが含まれる。キャリア信号発生回路７０４ａは、例えば、ダイレクト・ディジタル・シンセサイザー（Direct Digital Synthesizer）で構成される。

キャリア信号発生回路７０４ａは、図１０（ｂ）に示すように、［ｎ・Ｔ〜（ｎ＋１）・Ｔ］（ｎ＝０，１，２，…）の波形がＳ_c＝ａ・ｔ（ａ：係数）で表わされるキャリア信号Ｓ_cを生成する。従って、ＰＷＭ信号生成回路７０４ｂで生成されるＰＷＭ信号Ｓ_PWMのパルス幅Ｔ_ONは、Ｔ_ON＝Ｃ_S1／ａで表わされる。

第２の制御信号生成部７０５には、正弦波の高周波信号ｖ₁を発生する第１の正弦波発生回路７０５ａと、制御指令値出力部７０３から入力される第２制御指令値Ｃ_S2を用いて高周波信号ｖ₁に対して位相差θを有する正弦波の高周波信号ｖ₂を発生する第２の正弦波発生回路７０５ｂとが含まれる。第１の正弦波発生回路７０５ａと第２の正弦波発生回路７０５ｂもダイレクト・ディジタル・シンセサイザー（Direct Digital Synthesizer）で構成される。

第１の正弦波発生回路７０５ａには、高周波信号ｖ_aの振幅Ａ、周波数ｆ及び初期位相φ₁の情報が入力される。これらの情報は予め設定された固定の情報で、周波数ｆは、上述したようにプラズマ処理システムに規定された２．０ＭＨｚ、１３．５６ＭＨｚ、４０．６８ＭＨｚ等の周波数である。初期位相φ₁は任意の値に設定可能であるが、本実施形態では、「０」に設定される。第２の正弦波発生回路７０５ｂにも高周波信号ｖ_bの振幅Ａ、周波数ｆ及び初期位相φ₂の情報が入力されるが、θ＝φ₂−φ₁、φ₁＝０より、制御指令値出力部７０３から出力される第２制御指令値Ｃ_S2が初期位相φ₂＝θの情報として入力される。φ₁≠０に設定した場合は、制御指令値出力部７０３から出力される第２制御指令値Ｃ_S2に初期位相φ₁を加算した値（Ｃ_S2＋φ₁）が初期位相φ₂の情報として入力される。振幅Ａ及び周波数ｆの情報は、第１の正弦波発生回路７０５ａに入力される振幅Ａ及び周波数ｆの情報と同一である。

第１の正弦波発生回路７０５ａは、振幅Ａ、周波数ｆ及び初期位相φ₁の情報を用いてＡ・sin(２πｆ・ｔ)で表わされる正弦波信号ｖ_a（図１１(ｂ)のｖ_a参照）を生成する。同様に、第２の正弦波発生回路７０５ｂは、振幅Ａ、周波数ｆ及び第２制御指令値Ｃ_S2の情報を用いてＡ・sin(２πｆ・ｔ＋θ) （θ＝Ｃ_S2＝Ｃ_B）で表わされる正弦波信号ｖ_b（図１１(ｂ)のｖ_b参照）を生成する。

次に、ＲＦ電力制御部７による高周波電源１の検出電力Ｐ_oの制御動作について、図１２に示すフローチャートを用いて説明する。

図１２に示すフローチャートは、高周波電源１にプラズマ処理装置を接続したプラズマ処理システムのプラズマ処理中におけるＲＦ電力制御部７の制御手順を示すフローチャートである。ＲＦ電力制御部７は、予め設定された周期で図１２に示す処理手順を繰り返し行う。

ＲＦ電力制御部７は、プラズマ処理用に予め設定された出力電力のプロファイルに基づいて目標電力Ｐ_cを設定し（Ｓ１）、ＲＦ検出部６から出力される検出電力Ｐ_o（＝Ｐ_f）を読み込むとともに（Ｓ２）、直流電圧計８の検出電圧Ｖ_dcと直流電流計９の検出電流Ｉ_dcを読み込む（Ｓ３）。続いて、ＲＦ電力制御部７は、両検出値Ｖ_dc，Ｉ_dcを乗じてＤＣ−ＤＣ変換部３の出力電力Ｐ_dcを算出するとともに（Ｓ４）、切換閾値Ｐ_thを読込み（Ｓ５）、算出した出力電力Ｐ_dcを切換閾値Ｐ_thと比較する（Ｓ６）。

ＲＦ電力制御部７は、Ｐ_th＜Ｐ_dcであれば（Ｓ６：ＹＥＳ）、ステップＳ７〜Ｓ９，Ｓ１３の処理に移行して第１の出力制御を行い、Ｐ_dc≦Ｐ_thであれば（Ｓ６：ＮＯ）、ステップＳ１０〜Ｓ１３に移行して第２の出力制御を行う。

ＲＦ電力制御部７は、第１の出力制御に移行すると、検出電力Ｐ_oの目標電力Ｐ_cに対する偏差Ｅ_A＝Ｐ_c−Ｐ_oを演算し（Ｓ７）、その偏差Ｅ_Aに基づいて所定の演算を行って制御値Ｃ_Aを算出し、ＲＡＭに一時保存する（Ｓ８）。そして、ＲＦ電力制御部７は、その制御値Ｃ_Aを第１制御指令値Ｃ_S1に設定するとともに第２制御指令値Ｃ_S2に「０」を設定し（Ｓ９）、更に第１制御指令値Ｃ_S1を第１の制御信号生成部７０４に出力するとともに第２制御指令値Ｃ_S2を第２の制御信号生成部７０５に出力した後（Ｓ１３）、ステップＳ１に戻る。

一方、ＲＦ電力制御部７は、第２の出力制御に移行すると、切換閾値Ｐ_thに対する出力電力Ｐ_dcの偏差Ｅ_B＝Ｐ_th−Ｐ_dc演算し（Ｓ１０）、その偏差Ｅ_Bに基づいて所定の演算を行って制御値Ｃ_Bを算出する（Ｓ１１）。そして、ＲＦ電力制御部７は、その制御値Ｃ_Bを第２制御指令値Ｃ_S2に設定するとともに前回のステップＳ８の処理で算出し、ＲＡＭに保存されている制御値Ｃ_A（直前の制御値Ｃ_A）を第１制御指令値Ｃ_S1に設定し（Ｓ１２）、更に第１制御指令値Ｃ_S1を第１の制御信号生成部７０４に出力するとともに第２制御指令値Ｃ_S2を第２の制御信号生成部７０５に出力した後（Ｓ１３）、ステップＳ１に戻る。

Ｐ_th＜Ｐ_dcの場合（Ｓ１〜Ｓ９，Ｓ１３のループ処理の場合）、第１の制御信号生成部７０４は、キャリア信号Ｓ_cの瞬時値ｋ・ｔと第１制御指令値Ｃ_S1＝Ｃ_Aとを比較してＳ_c≦Ｃ_Aのときはハイレベルとなり、Ｃ_A＜Ｓ_cのときはローレベルとなるＰＷＭ信号Ｓ_PWMを生成する。また、第２の制御信号生成部７０５は、振幅Ａ、周波数ｆ及び初期位相φ₁＝０の情報を用いて正弦波信号ｖ_a＝Ａ・sin(２πｆ・ｔ)の瞬時値を生成するとともに、振幅Ａ、周波数ｆ及び第２制御指令値Ｃ_S2＝０の情報を用いて正弦波信号ｖ_b＝Ａ・sin(２πｆ・ｔ)の瞬時値を生成する。この処理により、Ｐ_th＜Ｐ_dcの場合は、第１の出力制御によりＤＣ−ＤＣ変換部３の出力電圧Ｖ_dcが変化して負荷に供給される出力電力Ｐ_outが目標電力Ｐ_cに制御される。

一方、Ｐ_th＜Ｐ_dcの状態からＰ_dc≦Ｐ_thの状態に変化すると（Ｓ１〜Ｓ６，Ｓ１０〜Ｓ１３のループ処理に変化した場合）、第１の制御信号生成部７０４は、変化時の第１制御指令値Ｃ_S1をＣ_A’とすると、Ｓ_c≦Ｃ_A’のときはハイレベルとなり、Ｃ_A’＜Ｓ_cのときはローレベルとなるパルス幅固定のＰＷＭ信号Ｓ_PWMを生成する。また、第２の制御信号生成部７０５は、振幅Ａ、周波数ｆ及び初期位相φ₁＝０の情報を用いて正弦波信号ｖ_a＝Ａ・sin(２πｆ・ｔ)の瞬時値を生成するとともに、振幅Ａ、周波数ｆ及び第２制御指令値Ｃ_S2＝Ｃ_Bの情報を用いて正弦波信号ｖ_b＝Ａ・sin(２πｆ・ｔ＋Ｃ_B)の瞬時値を生成する。この処理により、Ｐ_dc≦Ｐ_thの場合は、第２の出力制御によりＤＣ−ＤＣ変換部３の出力電力Ｐ_outが固定され、ＲＦ合成部５から負荷に出力される高周波電力Ｐ_fの大きさが位相差Ｃ_Bに応じて変化して目標電力Ｐ_cに制御される。

プラズマ処理システムに用いられる高周波電源１では、プラズマ処理中に高周波電源１から出力される高周波電力Ｐ_fを予め設定された出力電力のプロファイルに基づき広い範囲で変化する目標電力Ｐ_cに制御するが、本実施形態によれば、Ｐ_th＜Ｐ_dcの場合は、ＲＦ合成部５での電力合成時の電力ロスをゼロにし、ＰＷＭ信号Ｓ_PWMのパルス幅Ｔ_ONだけを変化させて高周波電力Ｐ_fを目標電力Ｐ_cに制御し、Ｐ_dc≦Ｐ_thに変化すると、ＰＷＭ信号Ｓ_PWMのパルス幅Ｔ_ONを変化時のパルス幅に固定し、切換閾値Ｐ_thに対する出力電力Ｐ_dcの偏差Ｅ_Bに基づく制御値Ｃ_BでＲＦ合成部５での電力合成の割合η(θ)を変化させて高周波電力Ｐ_fを目標電力Ｐ_cに制御するので、高周波電力Ｐ_fの制御範囲にＰＷＭ信号Ｓ_PWMのパルス幅Ｔ_ONだけでは制御できない低出力の範囲が含まれる場合でも高周波電力Ｐ_fを安定して適切に目標電力Ｐ_cに制御することができる。

また、図８に示したように不安定な出力範囲（最小制御電力Ｐ_minよりも小さい範囲）は、高周波電源１に対する負荷インピーダンスによって変化するが、本実施形態によれば、プラズマ処理装置のインピーダンスが変動しても（負荷インピーダンスが変動しても）、Ｐ_dc≦Ｐ_thとなる場合（図８の曲線βよりも左側の領域になる場合）に位相差θによってＲＦ合成部５での電力合成の割合η(θ)を調整して高周波電力Ｐ_fを目標電力Ｐ_cに制御するので、図９で説明したようにＲＦ合成部５で不必要に電力ロスをすることがない。

上記実施形態では、ＤＣ−ＲＦ変換部４として同一構成の第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａと第２のＤＣ―ＲＦ変換部４Ｂを設け、両ＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂの出力電力Ｐ₁，Ｐ₂をＲＦ合成部５で合成する構成としていたが、３個以上のＤＣ−ＲＦ変換部を設け、各ＤＣ−ＲＦ変換部の出力電力を合成する構成にしてもよい。

図１３，図１４は、高周波生成部Ｕ’に同一構成の３個のＤＣ−ＲＦ変換部を設ける場合のＤＣ−ＲＦ変換部４’とＲＦ合成部５’の回路構成を示す図である。ＤＣ−ＲＦ変換部４’には第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂと同一構成の第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃが追加され、ＲＦ合成部５’にはＲＦ合成部５と同一構成の第１のＲＦ合成部５Ａと第２のＲＦ合成部５Ｂが設けられている。

図１３，図１４の回路構成は、図１に示すＤＣ−ＲＦ変換部４とＲＦ合成部５に第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃと第２のＲＦ合成部５Ｂを追加し、ＲＦ合成部５の出力電力と第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃの出力電力を第２のＲＦ合成部５Ｂで合成する構成と見ることができる。

同一構成の３個のＤＣ−ＲＦ変換部を設ける場合の第２の出力制御は、ＤＣ−ＲＦ変換部４’内の第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂの出力電圧ｖ₁，ｖ₂を位相差θ＝０で駆動し、第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃの出力電圧ｖ₃を出力電圧ｖ₁，ｖ₂に対して位相差θを設けて駆動するように制御する第１の位相差制御方法と、第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂの出力電圧ｖ₂を第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａの出力電圧ｖ₁に対して位相差θ₁を設けて駆動し、第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃの出力電圧ｖ₃を第１のＲＦ合成部５Ａの出力電圧ｖ₄に対して位相差θ₂を設けて駆動するように制御する第２の位相差制御方法が考えられる。

図１３は、第１の位相差制御方法で第２の出力制御を行う場合のＤＣ−ＲＦ変換部４’とＲＦ合成部５’の回路構成を示し、図１４は、第２の位相差制御方法で第２の出力制御を行う場合のＤＣ−ＲＦ変換部４’とＲＦ合成部５’の回路構成を示している。

図１３に示す第１の位相差制御方法は、第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂと第１のＲＦ合成部５Ａの部分を等価な１つのＤＣ−ＲＦ変換部に置き換えることができるので、第２の出力制御での位相差θの制御内容は上述した位相差θの制御内容と実質的に同じとなる。すなわち、第１のＲＦ合成部５Ａは第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａの出力電力Ｐ₁と第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂの出力電力Ｐ₂をそのまま合成する機能を果たし、第２のＲＦ合成部５Ｂが負荷への出力電力Ｐ_fを位相差θに応じて調整する機能を果たす。

第１，第２，第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂ，４Ｃに入力する高周波信号ｖ_A，ｖ_B，ｖ_Cの波形をｖ_A＝Ａ₁・sin(ω・t＋φ₁)、ｖ_B＝Ａ₂・sin(ω・t＋φ₂)、ｖ_C＝Ａ₃・sin(ω・t＋φ₃)とすると、図１３に示す第１の位相差制御方法では、第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂに、例えば、ｖ_a＝Ａ・sin(ω・t)（Ａ₁＝Ａ₂＝Ａ、φ₁＝φ₂＝０）の高周波信号が入力される。

ＲＦ合成部５Ａ，５Ｂの入力ポートと出力ポートが整合しているとすると、第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂの出力電圧ｖ₁，ｖ₂は、ｖ₁＝ｖ₂＝Ｖ・sin(ω・t)で表されるから、第１のＲＦ合成部５Ａの出力電圧ｖ₄は、（９）式より、
ｖ₄＝Ｖ・[sin(ω・t)+sin(ω・t)]／２
＝Ｖ・sin(ω・t)
で表される。従って、第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃにｖ_b＝Ａ・sin(ω・t＋θ)（Ａ₃＝Ａ、φ₃＝θ）の高周波信号を入力し、第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃからｖ₃＝Ｖ・sin(ω・t＋θ)を出力させると、第２のＲＦ合成部５Ｂから、
ｖ_f＝Ｖ・[sin(ω・t)＋sin(ω・t＋θ)]／２
＝Ｖ・cos(θ／２)・sin(ω・ｔ＋θ／２)
の高周波電圧ｖ_fが出力される。

第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂの出力電力Ｐ₁，Ｐ₂は第１のＲＦ合成部５Ａで熱消費されることなく合成されるから、第１のＲＦ合成部５Ａから（Ｐ₁＋Ｐ₂）の電力Ｐ₄が出力されるが、第２のＲＦ合成部５Ｂではその出力電力Ｐ₄と第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃの出力電力Ｐ₃が（１０’）式に示す合成式により合成され、
Ｐ_f＝２・[Ｖ・cos(θ／２)]²・sin²(ω・ｔ＋θ／２)／Ｒ_o
で表される高周波電力Ｐ_fが出力される。

従って、図１３に示す回路構成では、第２の出力制御において、第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂの出力電力Ｐ₁，Ｐ₂の合計電力Ｐ₄＝（Ｐ₁＋Ｐ₂）と第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃの出力電力Ｐ₃との合成量を位相差θによって調整することにより、高周波電源１から出力される高周波電力Ｐ_fが制御される。

一方、図１４に示す第２の位相差制御方法は、第１のＲＦ合成部５Ａと第２のＲＦ合成部５Ｂの両方で高周波電源１から出力される高周波電力Ｐ_fが調整される。第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂにそれぞれｖ_a＝Ａ・sin(ω・t)（φ₁＝０）とｖ_b＝Ａ・sin(ω・t＋θ)（φ₂＝θ）の高周波電圧を入力し、第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂからそれぞれｖ₁＝Ｖ・sin(ω・t)、ｖ_2out＝Ｖ・sin(ω・t＋θ)の高周波電圧が出力されるとすると、第１のＲＦ合成部５Ａから出力される高周波電圧ｖ₄は、（９）式より
ｖ₄＝Ｖ・cos(θ／2)・sin(ω・t＋θ／２)
で表される。

第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃに位相差θに応じて振幅Ａ₃を調整したｖ_c＝Ｖ・cos(θ/2)・sin(ω・t＋θ／２＋ψ)（Ａ₃＝Ｖ・cos(θ/2)、φ₃＝θ／２＋ψ）の高周波電圧を入力し、第３のＤＣ−ＲＦ変換部４ＣからＶ・cos(θ/2)・sin(ω・t＋θ／２＋ψ)の高周波電圧ｖ₃を出力させるように制御すれば、第２のＲＦ合成部５Ｂから
ｖ_f＝Ｖ・cos(θ／2)・sin(ω・t＋θ／２＋ψ／２)
で表される高周波電圧ｖ_fが出力され、
Ｐ_f＝２・[Ｖ・cos(θ／２)・cos(ψ／２)]²・sin²(ω・t＋θ／２＋ψ／２)／Ｒ_o
で表される高周波電力Ｐ_fが出力される。

従って、図１４に示す第２の位相差制御方法では、第２の出力制御において、位相差θに基づく第１のＲＦ合成部５Ａでの出力電力Ｐ₁と出力電力Ｐ₂の合成量と位相差ψに基づく第２のＲＦ合成部５Ｂでの出力電力Ｐ₄と出力電力Ｐ₃の合成量を調整することにより高周波電源１から出力される高周波電力Ｐ_fが制御される。

図１５，図１６は、高周波生成部Ｕ”に同一構成の４個のＤＣ−ＲＦ変換部を設ける場合のＤＣ−ＲＦ変換部４”とＲＦ合成部５”の回路構成を示す図である。ＤＣ−ＲＦ変換部４”には第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂと同一構成の第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃと第４のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｄが追加され、ＲＦ合成部５”にはＲＦ合成部５と同一構成の第１のＲＦ合成部５Ａと第２のＲＦ合成部５Ｂと第３のＲＦ合成部５Ｃが設けられている。

ＲＦ合成部５”内の第１のＲＦ合成部５Ａは、ＤＣ−ＲＦ変換部４”内の第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａの出力電力Ｐ₁と第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂの出力電力Ｐ₂を合成し、第２のＲＦ合成部５Ｂは、ＤＣ−ＲＦ変換部４”内の第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃの出力電力Ｐ₃と第４のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｄの出力電力Ｐ₄を合成する。また、ＲＦ合成部５”内の第３のＲＦ合成部５Ｃは、第１のＲＦ合成部５Ａの出力電力Ｐ₅と第２のＲＦ合成部５Ｂの出力電力Ｐ₆を合成する。

同一構成の４個のＤＣ−ＲＦ変換部を設ける場合の第２の出力制御でも２つの位相差制御方法が考えられる。第１の位相差制御方法は、第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａから出力される高周波電圧ｖ₁と第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂから出力される高周波電圧ｖ₂との間に位相差θ₁を設けるとともに、第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃから出力される高周波電圧ｖ₃と第４のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｄから出力される高周波電圧ｖ₄との間に位相差θ₂を設け、その位相差θ₂を制御して第２の出力制御における負荷への高周波電力Ｐ_fを制御する方法である。第１の位相差制御方法は、図１に示すＤＣ−ＲＦ変換部４とＲＦ合成部５の構成を２つ設け、両構成から出力される２つの高周波電力Ｐ_fを第３のＲＦ合成部５Ｃで合成する方法に相当する。

図１５は、第１の位相差制御方法で第２の出力制御を行う場合のＤＣ−ＲＦ変換部４”とＲＦ合成部５”の回路構成を示している。図１５では、制御を簡単にするため、第１乃至第４のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂ，４Ｃ，４Ｄに入力する高周波信号ｖ_A，ｖ_B，ｖ_C，ｖ_Dの波形をｖ_a＝Ａ・sin(ω・t)（Ａ₁＝Ａ，φ₁＝０）、ｖ_b＝Ａ・sin(ω・t＋θ)（Ａ₂＝Ａ，φ₂＝θ）、ｖ_s＝Ａ・sin(ω・t)（Ａ₃＝Ａ，φ₃＝０）、ｖ_b＝Ａ・sin(ω・t＋θ)（Ａ₄＝Ａ，φ₄＝θ）としている。

図１５に示す回路構成では、第２の出力制御において、第１のＲＦ合成部５Ａで第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａの出力電力Ｐ₁と第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂの出力電力Ｐ₂とが位相差θに基づく所定の割合で合成され、第２のＲＦ合成部５Ｂで第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃの出力電力Ｐ₃と第４のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｄの出力電力Ｐ₄とが位相差θに基づく所定の割合で合成される。

ＲＦ合成部５Ａ，５Ｂ，５Ｃの入力ポートが整合しているとすると、第１のＲＦ合成部５Ａから出力される高周波電力Ｐ₅と第２のＲＦ合成部５Ｂから出力される高周波電力Ｐ₆は、（１０’）式より
Ｐ₅＝Ｐ₆＝２・[Ｖ・cos(θ／２)]²・sin²(ω・ｔ＋θ／2)／Ｒ_o
で表される。そして、第３のＲＦ合成部５Ｃでは高周波電力Ｐ₅と高周波電力Ｐ₆が熱消費されることなく合成されるから、第３のＲＦ合成部５Ｃからは、
Ｐ_f＝Ｐ₅＋Ｐ₆＝４・[Ｖ・cos(θ／２)]²・sin²(ω・ｔ＋θ／２)／Ｒ_o
の高周波電力Ｐ_fが負荷に出力される。

図１５に示す回路構成では、位相差θによって高周波電力Ｐ₁，Ｐ₂の合成量が調整され、位相差θによって高周波電力Ｐ₃，Ｐ₄の合成量が調整されるので、きめ細かい制御が可能になる。

第２の位相差制御方法は、第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａから出力される高周波電圧ｖ₁と第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂから出力される高周波電圧ｖ₂を同一の位相で制御し、第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃから出力される高周波電圧ｖ₃と第４のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｄから出力される高周波電圧ｖ₄を同一の位相で制御し、第１のＲＦ合成部５Ａから出力される高周波電圧ｖ₅と第２のＲＦ合成部５Ｂから出力される高周波電圧ｖ₆との間に位相差θを設ける方法である。

図１６は、第２の位相差制御方法で第２の出力制御を行う場合のＤＣ−ＲＦ変換部４”とＲＦ合成部５”の回路構成を示している。図１６に示す回路構成では、第２の出力制御において、第１のＲＦ合成部５Ａで第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａから出力される高周波電力Ｐ₁と第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂから出力される高周波電力Ｐ₂とがそのまま合成され、第２のＲＦ合成部５Ｂで第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃから出力される高周波電力Ｐ₃と第４のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｄから出力される高周波電力Ｐ₄とがそのまま合成される。そして、第３のＲＦ合成部５Ｃで第１のＲＦ合成部５Ａから出力される高周波電力Ｐ₅と第２のＲＦ合成部５Ｂから出力される高周波電力Ｐ₆とが位相差θに基づく所定の割合で合成される。

例えば、第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂに入力する高周波信号の波形をｖ_a＝Ａ・sin(ω・t)（Ａ₁＝Ａ₂＝Ａ，φ₁＝φ₂＝０）とすると、第１のＲＦ合成部５Ａから出力される高周波電圧ｖ₅は、
ｖ₅＝Ｖ・[sin(ω・t)+sin(ω・t)]／２
＝Ｖ・sin(ω・t)
で表される。また、第３，第４のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃ，４Ｄに入力する高周波信号の波形をｖ_b＝Ａ・sin(ω・t＋θ)（Ａ₃＝Ａ₄＝Ａ，φ₃＝φ₄＝θ）とすると、第２のＲＦ合成部５Ｂから出力される高周波電圧ｖ₆は、
ｖ₆＝Ｖ・[sin(ω・t＋θ)+sin(ω・t＋θ)]／２
＝Ｖ・sin(ω・t＋θ)
で表される。

従って、第３のＲＦ合成部５Ｃからは、（９）式より、
ｖ_f＝Ｖ・cos(θ/2)・sin(ω・ｔ+θ/2)]
の高周波電圧ｖ_fが出力され、（１０’）式より、
Ｐ_f＝２・[Ｖ・cos(θ／２)]²・sin²(ω・ｔ＋θ／２)／Ｒ_o
の高周波電力Ｐ_fが負荷に出力される。

図１６に示す回路構成では、位相差θだけで第１のＲＦ合成部５Ａの出力電力Ｐ₅（＝Ｐ₁＋Ｐ₂）と第２のＲＦ合成部５Ｂの出力電力Ｐ₆（＝Ｐ₃＋Ｐ₄）の合成量が調整されるので、合成量の調整が簡単になる。

図１に示した実施形態では、第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａから出力される高周波電圧ｖ₁の初期位相φ₁を固定し、第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂから出力される高周波電圧ｖ₂の初期位相φ₂を変化させることによって位相差θ＝φ₂−φ₁を変化させるようにしたが、初期位相φ₂を固定し、初期位相φ₁を変化させることによって位相差θ＝φ₂−φ₁を変化させるようにしてもよい。また、初期位相φ₁，φ₂の両方を変化させることによって位相差θ＝φ₂−φ₁を変化させるようにしてもよい。

初期位相φ₁を固定し、初期位相φ₂を変化させる方法では、ＲＦ合成部５から出力される高周波電圧ｖ_fは（９）式より２・Ｖ・cos(θ／２)・sin(ω・t＋θ／２)で表わされるので、高周波電圧ｖ_fの位相（ω・t＋θ／２）も変化することになるが、初期位相φ₁，φ₂の両方を変化させて位相差θ＝φ₂−φ₁を変化させる方法では、高周波電圧ｖ_fの位相が位相差θの影響を受けないようにすることができる利点がある。

すなわち、
ｖ_f＝２・Ｖ・cos(θ／２)・sin(ω・t＋θ／２)
＝２・Ｖ・cos[（φ₂−φ₁)／２]・sin[ω・t＋（φ₁−φ₂)／２]
であるから、第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂからそれぞれ出力される高周波電圧ｖ₁，ｖ₂の初期位相φ₁，φ₂を互いに逆方向に同一の大きさで変化させると、φ₁＝−φ₂、θ＝φ₂−φ₁＝−２・φ₁となり、ｖ_f＝２・Ｖ・cos(φ₁)・sin(ω・t)となるから、ＲＦ合成部５から出力される高周波電圧ｖ_fの位相を位相差θ＝φ₂−φ₁の影響を受けないようにすることができる。

上記実施形態では、ＲＦ合成部５が２つのＲＦ電力を合成する回路構成の場合について説明したが、ＲＦ合成部５を３つ以上のＲＦ電力を合成する回路で構成してもよい。３つ以上のＲＦ電力を合成する回路としては、例えば、図１７に示す回路を用いることができる。

例えば、図１７（ｂ）の電力合成回路を用いて３つのＲＦ電力を合成する場合、入力端子１，２，３にそれぞれ入力される入力電圧ｖ_A，ｖ_B，ｖ_Cをｖ_A＝Ａ・sin(ω・t＋φ_a)、ｖ_B＝Ｂ・sin(ω・t＋φ_b)、ｖ_C＝Ｃ・sin(ω・t＋φ_c)、実効値をＶ_Arms，ｖ_Brms，ｖ_Crmsとすると、電力合成回路には、入力電力Ｐ_A＝Ｖ_Arms ²／Ｒ、Ｐ_B＝Ｖ_Brms ²／Ｒ、Ｐ_C＝Ｖ_Crms ²／Ｒが入力される。ｖ_A＝ｖ_B＝ｖ_Cでなければ、回路内の３個の抵抗Ｒには差分電圧ｖ_AB＝ｖ_A−ｖ_B、ｖ_BC＝ｖ_B−ｖ_C、ｖ_CA＝ｖ_C−ｖ_Aがそれぞれ生じるので、差分電圧ｖ_AB、ｖ_BC、ｖ_CAの実効値をＶ_ABrms、Ｖ_BCrms、Ｖ_CArmsとすると、３つの抵抗ＲでそれぞれＰ_AB＝Ｖ_ABrms ²／Ｒ、Ｐ_BC＝Ｖ_BCrms ²／Ｒ、Ｐ_CA＝Ｖ_CArms ²／Ｒの電力が熱消費される。

従って、入力電圧ｖ_A，ｖ_B，ｖ_Cの間で相互に位相差θ_AB，θ_BC，θ_CAを設けることにより、電力合成回路から入力電力Ｐ_in＝Ｐ_A＋Ｐ_B＋Ｐ_Cの一部の電力（Ｐ_AB＋Ｐ_BC＋Ｐ_CA）を熱消費させ、残りの電力Ｐ_in−（Ｐ_AB＋Ｐ_BC＋Ｐ_CA）を負荷に出力させることができる。４つ以上のＲＦ電力を入力する場合についても同様である。

上記実施形態では、ＤＣ−ＤＣ変換部３から出力される直流電圧Ｖ_dcと直流電流Ｉ_dcを検出し、直流電圧Ｖ_dcと直流電流Ｉ_dcを乗算してＤＣ−ＤＣ変換部３の出力電力Ｐ_dcを算出していたが、直流電圧計８及び直流電流計９に代えて直流電力計を設け、出力電力Ｐ_dcを直接、検出するようしてもよい。

上記実施形態では、高周波電源１に負荷としてプラズマ処理装置を接続したプラズマ処理システムを例に高周波電源１の出力制御を説明したが、本発明は、図１８に示すように、高周波電源１とプラズマ処理装置１０との間にインピーダンス整合装置１１を設けた場合にも適用することができる。

インピーダンス整合装置１１を設ける場合は、プラズマ処理装置１０のインピーダンス（負荷インピーダンス）が変動してもインピーダンス整合装置１１によって高周波電源１とプラズマ処理装置１０とのインピーダンス整合が行われるが、インピーダンス整合装置１１がインピーダンス整合処理をしている過渡的な期間は不整合状態であるから、インピーダンス整合装置１１を備えたプラズマ処理システムでも本発明に係る高周波電源１の出力制御方法は、有効である。

１ 高周波電源
２ ＡＣ−ＤＣ変換部
３ ＤＣ−ＤＣ変換部（ＤＣ−ＤＣ変換手段）
３０１ インバータ
３０２ 整流回路
Ｕ，Ｕ’，Ｕ” 高周波生成部（電力出力手段）
４ ＤＣ−ＲＦ変換部（ＤＣ−ＲＦ変換手段）
４Ａ 第１のＤＣ−ＲＦ変換部（ＤＣ−ＲＦ変換手段）
４Ｂ 第２のＤＣ−ＲＦ変換部（ＤＣ−ＲＦ変換手段）
４Ｃ 第３のＤＣ−ＲＦ変換部（ＤＣ−ＲＦ変換手段）
４Ｄ 第４のＤＣ−ＲＦ変換部（ＤＣ−ＲＦ変換手段）
５，５’，５” ＲＦ合成部（電力合成手段）
５Ａ 第１のＲＦ合成部（電力合成手段）
５Ｂ 第２のＲＦ合成部（電力合成手段）
５Ｃ 第３のＲＦ合成部（電力合成手段）
６ ＲＦ検出部（第１の電力検出手段）
７ ＲＦ電力制御部（出力制御手段）
７０１ 偏差演算部
７０２ 制御値演算部（第１，第２の制御値生成手段）
７０３ 制御指令値出力部（比較手段，第１，第２の制御指令値設定手段）
７０４ 第１の制御信号生成部（第１の信号生成手段）
７０４ａ キャリア信号発生回路
７０４ｂ ＰＷＭ信号生成回路
７０５ 第２の制御信号生成部（第２の信号生成手段）
７０５ａ 第１の正弦波発生回路
７０５ｂ 第２の正弦波発生回路
８ 直流電圧計（第２の電力検出手段の要素）
９ 直流電流計（第２の電力検出手段の要素）
１０ プラズマ処理装置
１１ インピーダンス整合装置
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４ トランス
Ｒ 抵抗

Claims (8)

1. 入力電圧を断続するスイッチ素子を有し、ＰＷＭ信号により前記スイッチ素子のオン・オフ動作を制御して出力電圧が制御されるＤＣ−ＤＣ変換手段と、
   前記ＤＣ−ＤＣ変換手段の出力電圧に応じた交流電力を生成して負荷に出力する電力出力手段と、
   前記ＰＷＭ信号のパルス幅を制御することにより前記電力出力手段で生成される前記交流電力を制御する出力制御手段と、
   を備える高周波電源において、
   前記電力出力手段は、
   入力される交流信号の振幅を前記ＤＣ−ＤＣ変換手段の出力電圧に応じた振幅に増幅する複数のＤＣ−ＲＦ変換手段と、
   前記複数のＤＣ−ＲＦ変換手段から出力される複数の電力を各ＤＣ−ＲＦ変換手段に入力される交流信号の相互の位相差に応じた所定の割合で合成して前記負荷に出力する電力合成手段と、
   を含み、
   前記出力制御手段は、
   前記位相差を前記割合が１となる所定値に固定し、前記ＰＷＭ信号のパルス幅を変化させて前記電力合成手段の出力電力を制御する第１の出力制御と、前記ＰＷＭ信号のパルス幅を所定のパルス幅に固定し、前記位相差を前記所定値とは異なる値に変化させて前記電力合成手段の出力電力を制御する第２の出力制御を有し、
   前記ＤＣ−ＤＣ変換手段から出力される直流電力が予め設定された閾値よりも大きい状態では、前記第１の出力制御により前記出力電力を制御し、前記直流電力が前記閾値以下の状態に変化すると、前記所定のパルス幅を前記直流電力が前記閾値以下の状態に変化した時のパルス幅に固定し、前記第２の出力制御により前記出力電力を制御する、
   ことを特徴とする高周波電源。
2. 前記閾値は、前記ＰＷＭ信号のパルス幅を前記スイッチ素子のスイッチング特性に基づく最小のオン時間に設定したときに前記ＤＣ−ＤＣ変換手段から出力される直流電力よりも大きい値である、請求項１に記載の高周波電源。
3. 前記出力制御手段は、
   第１の制御指令値に基づいて前記ＤＣ−ＤＣ変換手段に対する前記ＰＷＭ信号を生成する第１の信号生成手段と、
   第２の制御指令値に基づいて前記複数のＤＣ−ＲＦ変換手段に対する複数の前記交流信号を生成する第２の信号生成手段と、
   前記負荷に出力される交流電力を検出する第１の電力検出手段と、
   出力制御の目標である目標電力に対する前記第１の電力検出手段の検出電力の第１の偏差に基づいて第１の制御値を生成する第１制御値生成手段と、
   前記ＤＣ−ＤＣ変換手段から出力される直流電力を検出する第２の電力検出手段と、
   予め設定された閾値に対する前記第２の電力検出手段の検出電力の第２の偏差に基づいて第２の制御値を生成する第２制御値生成手段と、
   前記第２の電力検出手段の検出電力を前記閾値と比較する比較手段と、
   前記第２の電力検出手段の検出電力が前記閾値よりも大きい状態であれば、前記第１制御値生成手段で生成される前記第１の制御値を前記第１の制御指令値に設定し、前記検出電力が前記閾値以下の状態になると、前記第１の制御指令値を前記直流電力が前記閾値以下の状態に変化する直前に設定されている第１の制御値に固定する第１の制御指令値設定手段と、
   前記第２の電力検出手段の検出電力が前記閾値よりも大きい状態であれば、前記電力合成手段の合成割合が１となる位相差の値を前記第２の制御指令値に設定し、前記検出電力が前記閾値以下の状態になると、前記第２制御値生成手段で生成される前記第２の制御値を前記第２の制御指令値に設定する第２の制御指令値設定手段と、
   を含む、請求項１又は２に記載の高周波電源。
4. 前記第１の信号生成手段は、キャリア信号と変調信号のレベルを比較することにより前記ＰＷＭ信号を生成し、
   前記第１制御値生成手段は、前記第１の制御値として前記変調信号を生成する、請求項３に記載の高周波電源。
5. 前記第１の信号生成手段は、周波数とパルス幅とに基づいて前記ＰＷＭ信号を生成し、
   前記第１制御値生成手段は、前記第１の制御値として前記ＰＷＭ信号のパルス幅を生成する、請求項３に記載の高周波電源。
6. 前記電力合成手段は、伝送トランスと電力消費用の抵抗を含むハイブリッド回路で構成され、前記複数の交流信号に位相差がある場合、各交流信号の振幅を当該位相差に応じた割合で合成して前記負荷に出力し、前記複数の交流信号の振幅の差分で前記負荷に電力消費をさせる、請求項３乃至５のいずれかに記載の高周波電源。
7. 前記電力出力手段は、２つのＤＣ−ＲＦ変換手段を含み、
   前記第２の制御指令値設定手段は、前記検出電力が前記閾値以下の状態になると、一方のＤＣ−ＲＦ変換手段に対する交流信号の初期位相を固定し、他方のＤＣ−ＲＦ変換手段に対する交流信号の初期位相を、前記第２の偏差をゼロにする所定の位相差に設定する、請求項６に記載の高周波電源。
8. 前記電力出力手段は、２つのＤＣ−ＲＦ変換手段を含み、
   前記第２の制御指令値設定手段は、前記検出電力が前記閾値以下の状態になると、一方のＤＣ−ＲＦ変換手段に対する交流信号の初期位相を、前記第２の偏差をゼロにする位相差の１／２である第１の値に設定し、他方のＤＣ−ＲＦ変換手段に対する交流信号の初期位相を、前記第１の値の符号を逆にした第２の値に設定する、請求項６に記載の高周波電源。

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