JP6309414B2

JP6309414B2 - 高周波電源

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Description

本発明は、負荷に高周波電力を供給する高周波電源に関する。

図１４は、プラズマ処理システムに用いられる高周波電源の基本構成の一例を示す図である。

プラズマ処理システムは、例えば、フッ素系のガスと半導体ウェハや液晶基板等の被加工物をプラズマ処理装置３００（負荷）のチャンバー内に封入し、そのチャンバー内の一対の電極に高周波電源１００から高周波電力を供給して放電させ、その放電によりガスのプラズマを発生させて被加工物に薄膜形成処理やエッチング処理を行うシステムである。

プラズマ処理システムでは、プラズマ処理の開始から終了までの期間にプラズマ処理装置３００のチャンバー内のプラズマの状態や被加工物の状態が変化し、これによりプラズマ処理装置３００のインピーダンスが変動する。プラズマ処理装置３００のインピーダンス変動の影響を受けることなく高周波電力を効率良くプラズマ処理装置３００に供給するために、一般に、高周波電源１００とプラズマ処理装置３００との間にインピーダンス整合器２００が設けられている。インピーダンス整合器２００は、プラズマ処理装置３００のインピーダンスが変動するのに応じて高周波電源１００の出力端からプラズマ処理装置３００側を見たインピーダンスを変化させ、これにより高周波電源１００の出力端における反射波電力を所定値以下に制御する機能を果たす。

図１４に示す高周波電源１００は、高周波信号発生回路１０１で発生した高周波信号ｖをスイッチングアンプ等で構成されるパワーアンプ１０２で増幅し、ローパスフィルタ１０３に通して高調波成分等を除去した後、基本波成分の高周波信号ｖ_outを、インピーダンス整合器２００を介してプラズマ処理装置３００に出力する構成である。

高周波信号発生回路１０１とパワーアンプ１０２の部分が高周波電力を発生する高周波電力発生部Ｇを構成している。図１４の高周波電力発生部Ｇは、パワーアンプ１０２を１個設ける構成であるが、出力の大電力化のために、図１５に示すように、高周波電力発生部Ｇにパワーアンプ１０２を２個並列に設け、両パワーアンプ１０２の出力電力を合成して負荷に出力する構成もある。

図１５に示す構成は、２個のパワーアンプ１０２の前段と後段に電力分配器１０４と電力合成器１０５を設け、高周波信号発生回路１０１で発生した高周波信号ｖを電力分配器１０４で２分してそれぞれ２個のパワーアンプ１０２に入力し、各パワーアンプ１０２で高周波信号ｖ’／２に増幅した後、両高周波信号ｖ’／２を電力合成器１０５で合成し、ローパスフィルタ１０３で高調波成分を除去して高周波信号ｖ_outを負荷に出力する構成である。図１５の構成では、各パワーアンプ１０２から出力される高周波電力が図１４の構成のパワーアンプ１０２から出力される高周波電力と同一であれば、高周波電力発生部Ｇから出力される高周波電力を図１４の高周波電力発生部Ｇから出力される高周波電力の２倍にすることができる。

特開２０１３−５５３８号公報

プラズマ処理装置３００では、高周波電源１００から高周波電力が供給されると、放電によりプラズマが発生するが、プラズマ発生前とプラズマ発生後でプラズマ処理装置３００のインピーダンスが急激に変化し、プラズマ発生後もプラズマの状態や被加工物の状態の変化によりプラズマ処理装置３００のインピーダンスは変動する。

プラズマ発生前はインピーダンス整合器２００がインピーダンス整合動作をしていないので、高周波電源１００とプラズマ処理装置３００は不整合状態である。このため、高周波電源１００が高周波電力の出力を開始した時、プラズマ処理装置３００に供給される高周波信号ｖ_outの立ち上がり時にオーバーシュートやリンギングが発生することがある。また、高周波電力がパルス信号に基づいて当該パルス信号のハイレベル期間にだけパルス出力される場合は、パルス信号の立ち上がり時における高周波信号ｖ_outの波形にオーバーシュートやリンギングが発生することがある。

図１６、図１７は、図１８に示す回路構成によってオーバーシュートが発生する原因をシミュレーションによって調べたものである。

図１８の回路構成は、図１４に示すプラズマ処理システムでインピーダンス整合器２００がインピーダンス整合動作をしていないときの等価回路に相当し、インピーダンス整合器２００からプラズマ処理装置３００側を見たインピーダンスを疑似負荷Ｚ_Lに置き換えたものである。疑似負荷Ｚ_Lは、抵抗Ｒ、インダクタンスＬ及びキャパシタンスＣを直列に接続したＬＣＲ負荷である。また、図１８では、高周波発生部Ｇを高周波信号ｖ’の発生源と内部抵抗ｒで表わしている。

シミュレーションの条件は、高周波発生部Ｇから１３．５６ＭＨｚの高周波信号を２００ｋＨｚ（周期：５［μs］）のパルス信号によって疑似負荷Ｚ_Lにパルス出力するという条件である。

図１６は、疑似負荷Ｚ_LのインダクタンスＬ及びキャパシタンスＣをゼロとした場合（すなわち、疑似負荷Ｚ_Lを抵抗負荷とした場合）に高周波発生部Ｇから出力される高周波電圧ｖ’、負荷に供給される高周波電圧ｖ_out及び負荷を流れる高周波電流ｉ_outのシミュレーション波形である。一方、図１７は、疑似負荷Ｚ_LをＬＣＲ負荷とした場合に高周波発生部Ｇから出力される高周波電圧ｖ’、負荷に供給される高周波電圧ｖ_out及び負荷を流れる高周波電流ｉ_outのシミュレーション波形である。

図１６に示されるように、疑似負荷Ｚ_Lを抵抗負荷とした場合は、オーバーシュートは発生しないが、図１７に示されるように、疑似負荷Ｚ_LをＬＣＲ負荷とした場合は、高周波電圧Ｖ_outと高周波電流ｉ_outの立ち上がり時（パルス信号の立ち上がり時）にオーバーシュートが発生することが分かる。これらのシミュレーション結果から、疑似負荷Ｚ_LがＬＣＲ負荷の場合にオーバーシュートが発生するのは、ＬＣＲ負荷は共振周波数を有するので、パルス信号の立ち上がり時に高周波電圧Ｖ_outや高周波電流ｉ_outの振幅が急激に増加すると、ＬＣＲ負荷の共振周波数に基づき高周波電圧Ｖ_outや高周波電流ｉ_outに過渡的な振動が発生し、これによって高周波電圧Ｖ_outや高周波電流ｉ_outが規定のレベルに上昇した時にオーバーシュートが発生すると考えられる。

プラズマ処理装置３００に供給される高周波電圧ｖ_outや高周波電流ｉ_outの立ち上がり時にオーバーシュートやリンギングが発生すると、それによってプラズマ処理装置３００内のウェハや基板等が損傷する虞があるので、オーバーシュートやリンギングの発生を抑制することが要望される。オーバーシュートやリンギングの発生を抑制する方法として、負荷に供給される高周波電圧ｖ_outを検出し、その検出値からパワーアンプ１０２に供給する電源電圧の大きさを高速に制御して高周波電圧ｖ_outの立ち上がり時に発生するオーバーシュートを抑制するフィードバック制御が考えられるが、この方法では、ＬＣＲ負荷の過渡振動が原因で発生するオーバーシュートに対しては十分なフィードバック制御の応答性を得ることは困難である。

負荷に供給される高周波電圧ｖ_outや高周波電流ｉ_outの出力開始時におけるオーバーシュートやリンギングの問題に対し、従来、そのオーバーシュートやリンギングを効果的に抑制する技術は提案されておらず、オーバーシュートやリンギングの発生を抑制した高周波電源も実現されていない。

本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであって、オーバーシュートやリンギングの発生を低減することができる高周波電源を提供することを目的とする。

本発明に係る高周波電源は、規定周波数の高周波電力を発生する高周波電力発生手段と、前記高周波電力発生手段が発生した高周波電力を増幅して負荷に出力する高周波電力出力手段と、を備えた高周波電源において、前記高周波電力の前記負荷への出力開始時に、前記高周波電力発生手段が発生する高周波電力の周波数を、前記高周波電力発生手段から前記負荷側を見た回路の共振周波数に制御し、前記出力開始時から所定の時間が経過した時点で前記高周波電力の周波数を前記規定周波数に切り換える周波数制御手段を備えたことを特徴とする（請求項１）。

上記の高周波電源において、前記高周波電力出力手段は、前記規定周波数よりも低い周波数を有するパルス信号に基づいて、前記高周波電力発生手段で発生した高周波電力を前記パルス信号のハイレベル期間にだけパルス出力し、前記所定の時間は、前記パルス信号のハイレベル期間よりも短い時間である（請求項２）。

上記の高周波電源において、前記高周波電力出力手段は、前記高周波電力発生手段が発生する高周波電力を複数の高周波電力に分配する電力分配手段と、前記電力分配手段から出力される複数の高周波電力をそれぞれ増幅する複数の増幅手段と、前記複数の増幅手段から出力される複数の高周波電力を合成して前記負荷に出力する電力合成手段と、を含む（請求項３）。

上記の高周波電源において、前記負荷は、プラズマ処理装置である（請求項４）。

本発明によれば、規定周波数の高周波電力を負荷に出力するとき、その出力開始時から所定時間が経過するまでは、高周波電力の周波数を高周波電力発生手段から負荷側を見た回路の共振周波数に制御するので、当該回路の共振特性に基づく過渡振動を抑制することができ、これにより出力開始時に発生するオーバーシュートやリンギングを抑制若しくは防止することができる。

また、高周波電力出力手段を、高周波電力発生手段が発生する高周波電力を電力分配手段で複数の高周波電力に分配し、各高周波電力を複数の増幅手段でそれぞれ増幅した後、電力合成手段で合成して負荷に出力する構成とした場合、電力分配手段と電力合成手段には同相の高周波電力が供給されるので、電力分配手段と電力合成手段に含まれる抵抗によって電力損失が生じることがない。従って、出力開始時のオーバーシュートを好適に抑制して高周波電力を効率良く負荷に供給することができる。

本発明に係る高周波電源の内部構成を示すブロック図である。ＡＣ−ＤＣ変換部の回路例を示す図である。ＤＣ−ＤＣ変換部の回路例を示す図である。第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部の回路例を示す図である。パルス信号と高周波信号の周波数との関係を説明するための波形図である。共振周波数を有する等価的な負荷の回路を説明するための図である。高周波信号生成部の構成を示す図である。ＲＦ分配部の回路例を示す図である。ＲＦ合成部の回路例を示す図である。負荷にパルス出力する高周波信の周波数を共振周波数から規定周波数に切り換えるように制御した場合の効果をシミュレーションするための回路である。矩形波電源の出力端から負荷側を見た回路の周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。矩形波電源から規定周波数の高周波信号を出力した場合のシミュレーション結果である。矩形波電源から高周波信号を共振周波数で出力した後、所定の時間が経過した時点で規定周波数に切り換える制御をした場合のシミュレーション結果である。プラズマ処理システムに用いられる従来の高周波電源の基本構成の一例を示す図である。従来の高周波電源の高周波電力発生部の他の構成例を示す図である。疑似負荷を抵抗負荷とした場合の高周波発生部の出力電圧、負荷に供給される負荷電圧及び負荷を流れる負荷電流のシミュレーション波形である。疑似負荷をＬＣＲ負荷とした場合の高周波発生部の出力電圧、負荷電圧及び負荷電流のシミュレーション波形である。オーバーシュートの発生原因を調べるためのシミュレーション回路を示す図である。

以下、本発明の好ましい実施の形態を、添付図面を参照して具体的に説明する。特に、プラズマ処理システムに適用される高周波電源を例に説明する。

図１は、本発明に係る高周波電源の内部構成を示すブロック図である。

高周波電源１は、２．０ＭＨｚや１３．５６ＭＨｚなどのプラズマ処理用に規定された周波数ｆ_n（以下、「規定周波数ｆ_n」という。）と所定の大きさを有する高周波電力Ｐ_outを生成し、負荷（プラズマ処理装置）に供給する。高周波電源１は、規定周波数ｆ_nよりも低い周波数ｆ_pのパルス信号Ｓ_Pに基づいてパルス出力方式で高周波電力Ｐ_outを負荷（プラズマ処理装置）に供給する。パルス出力方式は、高周波電力Ｐ_outをパルス信号Ｓ_Pのハイレベル期間にだけ出力する方式である。パルス信号Ｓ_Pの周波数ｆ_p（以下、「パルス周波数ｆ_p」という。）は、規定周波数ｆ_nの数百分の１乃至数万分の１の周波数である。

高周波電源１は、ＡＣ−ＤＣ変換部２、ＤＣ−ＤＣ変換部３、２つのＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂ、高周波信号生成部５、ＲＦ分配部６、ＲＦ合成部７、フィルタ回路８、ＰＷＭ信号生成部９及び制御部１０を含む。高周波電源１は、フィードバック制御により出力電力を制御する構成を有するが、図１では、出力電力のフィードバック制御系は省略している。高周波電源１の基本構成は図１５に示す構成と同一であり、高周波信号生成部５、ＲＦ分配部６、ＲＦ合成部７、フィルタ回路８がそれぞれ高周波信号発生回路１０１、電力分配器１０４、電力合成器１０５、ローパスフィルタ１０３に対応し、ＡＣ−ＤＣ変換部２、ＤＣ−ＤＣ変換部３及び２つのＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂを含む部分が２つのパワーアンプ１０２の部分に対応している。

ＡＣ−ＤＣ変換部２は、商用電源からＤＣ−ＤＣ変換部３への入力電圧（直流電圧）Ｖ_ccを生成する。ＡＣ−ＤＣ変換部２は、例えば、図２に示す４個の半導体整流素子Ｄ_Aをブリッジ接続した整流回路２０１と平滑回路２０２とからなる周知の電源回路で構成される。

ＤＣ−ＤＣ変換部３は、ＡＣ−ＤＣ変換部２から入力される直流電圧Ｖ_ccを任意の電圧値の直流電圧Ｖ_dcに変換して第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａと第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂに入力する。ＤＣ−ＤＣ変換部３は、出力電圧Ｖ_dcを変化させることにより第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂからそれぞれ出力される高周波信号ｖ’（高周波電力Ｐ）を制御する機能を果たす。

ＤＣ−ＤＣ変換部３は、例えば、図３に示す、インバータに整流回路を組み合わせた周知のＤＣ−ＤＣコンバータで構成される。図３の回路例は、４個の半導体スイッチ素子Ｑ_Aをブリッジ接続したブリッジ回路からなるインバータ３０１にトランスＴ１を介して整流回路３０２を接続した回路である。整流回路３０２は、４個の半導体整流素子Ｄ_Aをブリッジ接続し、その一対の出力端に平滑用のコンデンサＣを並列に接続した回路である。整流回路３０２の一対の出力端は、ＤＣ−ＤＣ変換部３の出力端ａ，ａ’にそれぞれ接続されている。半導体スイッチ素子Ｑ_Aには、バイポーラトランジスタ、電界効果型トランジスタ、ＩＧＢＴ等が用いられ、半導体整流素子Ｄ_Aにはダイオードが用いられる。

ＤＣ−ＤＣ変換部３は、ＰＷＭ信号生成部９によって生成されるＰＷＭ信号Ｓ_PWMでインバータ３０１の４個の半導体スイッチ素子Ｑ_Aのオン・オフ動作を制御することにより、ＤＣ−ＤＣ変換部３の出力端ａ，ａ’から出力される直流電圧Ｖ_dcが制御される。

第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａと第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂは、ＤＣ−ＤＣ変換部３から入力される直流電力を規定周波数ｆ_nの高周波電力に変換する。第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａと第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂは、同一の回路構成を有している。以下の説明では、ＤＣ−ＲＦ変換部を代表する場合は、「ＤＣ−ＲＦ変換部４」という。

ＤＣ−ＲＦ変換部４は、例えば、図４に示すハーフ・ブリッジ型のスイッチングアンプで構成される。同図に示すスイッチングアンプは、一対の電源端子ｂ，ｂ’の間に２つの同一タイプの半導体スイッチ素子Ｑ_Bの直列回路を接続したスイッチング回路と、２つの半導体スイッチ素子Ｑ_Bにそれぞれ駆動信号（電圧信号）Ｓ_D，−Ｓ_Dを入力するドライブ回路と、スイッチング回路から出力される高周波信号から不要な高周波成分を除去してＲＦ合成部７に出力する出力回路で構成される。

ＤＣ−ＲＦ変換部４の電源端子ｂと電源端子ｂ'は、それぞれＤＣ−ＤＣ変換部３の出力端子ａと出力端子ａ'に接続される。２つの半導体スイッチ素子Ｑ_Bは、例えば、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴである。２つの半導体スイッチ素子Ｑ_Bにバイポーラトランジスタ等の他の種類のトランジスタを用いてもよい。

ドライブ回路は、一次巻線と互いに巻線方向が逆になっている２つの二次巻線を有するトランスＴ２で構成される。トランスＴ２の一次巻線には、ＲＦ分配部６からパルス信号Ｓ_Pの周期Ｔ_p（＝１／ｆ_p）でパルス出力される高周波信号ｖが入力される。トランスＴ２は、一方の二次巻線で高周波信号ｖと同相の駆動信号Ｓ_Dを生成し、他方の二次巻線で高周波信号ｖと逆相の駆動信号−Ｓ_Dを生成する。駆動信号Ｓ_Dは一方（上段）の半導体スイッチ素子Ｑ_Bの制御端子（ＭＯＳＦＥＴのゲート）に入力され、駆動信号−Ｓ_Dは他方（下段）の半導体スイッチ素子Ｑ_Bの制御端子（ＭＯＳＦＥＴのゲート）に入力される。

駆動信号Ｓ_D，−Ｓ_Dがパルス出力される期間では、一方の半導体スイッチ素子Ｑ_Bは、駆動信号Ｓ_Dのハイレベル期間にオン動作をし、他方の半導体スイッチ素子Ｑ_Bは、駆動信号−Ｓ_Dのハイレベル期間にオン動作をするので、２つの半導体スイッチ素子Ｑ_Bは、駆動信号ｖの半周期毎に交互にオン・オフ動作を繰り返す。２つの半導体スイッチ素子Ｑ_Bが交互にオン・オフ動作を繰り返すことによって接続点ｎの電圧はＳ_D＞０の期間に「Ｖ_dc」となり、Ｓ_D≦０の期間に接地レベルとなるように矩形波状に変化する。これにより、接続点ｎから直流電圧Ｖ_dcに応じた振幅を有し、高周波信号ｖの周期Ｔ（＝１／ｆ）でハイレベルとローレベルを繰り返す矩形波状の高周波信号がパルス出力される。なお、高周波信号ｖは、後述するように、共振周波数ｆ_cで出力が開始され、その後所定の時間tが経過した時に規定周波数ｆ_nに切り換えられる高周波信号である。

出力回路は、コンデンサＣ₁及びリアクトルＬ₁のＬ型回路と直流カット用のコンデンサＣ₂とを縦属接続したフィルタ回路４０１で構成されている。接続点ｎにパルス出力される矩形波状の高周波信号は、フィルタ回路４０１によって不要な高周波成分が除去されるので、出力端ｃからは正弦波状の高周波信号ｖ’が周期１／ｆ_pでパルス出力される。高周波信号ｖ’は、高周波信号ｖのレベルを直流電圧Ｖ_dcに応じたレベルに増幅した信号である。

本実施形態では、スイッチング回路を２つのＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴの直列回路で構成しているが、Ｎチャネル型とＰチャネル型を組み合わせたコンプリメンタリ型にしてもよい。この場合は、トランスＴの二次巻線は一つでよく、高周波電圧Ｓ_DをそれぞれＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴとＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴのゲートに入力すればよい。

第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂのドライブ回路に入力される高周波信号ｖのパルス出力は、高周波信号生成部５とＲＦ分配部６によって生成される。ＲＦ分配部６は、第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａと第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂに同一の高周波信号を入力するために、高周波信号生成部５からパルス出力される高周波信号ｖ_oを二分して各高周波信号ｖ（例えば、ｖ＝ｖ_o／２）を第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａと第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂに入力する。

高周波信号生成部５は、高周波信号ｖ_oを生成し、パルス信号Ｓ_Pのハイレベル期間にだけパルス出力するが、本実施形態に係る高周波電源１では、パルス信号Ｓ_Pの立ち上がり時（高周波信号ｖ_oの出力開始時）のオーバーシュートやリンギングを抑制するために、高周波信号ｖ_oを、図５に示すように、規定周波数ｆ_nとは異なる周波数ｆ_Cの高周波信号ｖ_Cと規定周波数ｆ_nの高周波信号ｖ_nを組み合わせた信号としている。高周波信号ｖ_oは、パルス出力の開始時点ｓから所定の時間ｔが経過する時点ｂまでは周波数が周波数ｆ_Cに制御され、時点ｂでその周波数ｆ_Cが規定周波数ｆ_nに切り換えられて停止時点ｅまで出力される信号である。

所定の時間ｔは、高周波信号ｖ_Cの数周期分乃至十数周期分の時間である。例えば、パルス周波数ｆ_pが１００ｋＨｚ、規定周波数ｆ_nが１３．５６ＭＨｚに設定された場合、高周波信号ｖの出力時間Ｔ_p／２（時点ｓから時点ｅまでの時間）は５０［μ秒］、所定の時間ｔ（時点ｓから時点ｂまでの時間）は０．７〜１．０［μ秒］である。

周波数ｆ_Cは、図６に示すように、第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂ内の接続点ｎからプラズマ処理装置側を見た回路（第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂのスイッチ回路に対して等価的に負荷となる回路）の伝送特性における共振周波数である。その回路のインピーダンスＺ_n（以下、「負荷インピーダンスＺ_n」という。）を構成する要素には、第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂ内のフィルタ回路４０１、ＲＦ合成部７及びフィルタ回路８に含まれる抵抗成分、インダクタンス成分及びキャパシタンス成分が含まれ、高周波電源１とプラズマ処理装置との間にインピーダンス整合器が設けられる場合は、そのインピーダンス整合器の抵抗成分、インダクタンス成分及びキャパシタンス成分も含まれる。従って、負荷インピーダンスＺ_nは、複素インピーダンスとなり、共振周波数ｆ_Cを有する。

負荷インピーダンスＺ_nは、共振周波数ｆ_Cを有するから、第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂから規定周波数ｆ_nの高周波信号ｖ_nを大出力で出力すると、負荷インピーダンスＺ_nの共振周波数ｆ_Cに基づき、プラズマ処理装置に出力される高周波信号ｖ_outがゼロレベルから規定のレベルまで立ち上がったときに過渡的に振動が発生し、それによりオーバーシュートやリンギングが発生する。

本実施形態に係る高周波電源１では、パルス出力の開始時点ｓから所定の時間ｔが経過する時点ｂまでは、高周波信号ｖ_oの周波数を負荷インピーダンスＺ_nの共振周波数ｆ_Cに制御するので、プラズマ処理装置に出力される高周波信号ｖ_outがゼロレベルから規定のレベルまで立ち上がったときに発生する過渡的な振動が抑制され、オーバーシュートやリンギングの発生を抑制することができる。高周波信号ｖ_oを、図５に示すように、共振周波数ｆ_Cで出力を開始させた後、所定の時間tが経過したときに規定周波数ｆ_nに切り換える制御をした場合の効果については、後述する。

高周波信号生成部５は、図７に示すように、高周波信号ｖ_c又はｖ_nを発生する高周波発生回路５０１と、高周波信号ｖ_c又はｖ_nの周波数を制御する周波数制御回路５０２と、パルス周波数ｆ_pのパルス信号Ｓ_Pを発生するパルス発生回路５０３と、パルス信号Ｓ_Pに基づいて高周波信号ｖ_oのパルス出力を制御する出力制御回路５０４を備える。高周波発生回路５０１とパルス発生回路５０３はダイレクト・ディジタル・シンセサイザーで構成される。

規定周波数ｆ_n、共振周波数ｆ_C及びパルス周波数ｆ_pは、作業者によって予め高周波電源１に設定入力され、これらの情報は制御部１０によって、共振周波数ｆ_C及び規定周波数ｆ_nは高周波発生回路５０１に入力され、パルス周波数ｆ_pはパルス発生回路５０３に入力される。制御部１０から高周波信号生成部５に出力制御信号Ｓ_Cが入力されると、パルス発生回路５０３は、所定のレベルを有し、デューティ比が５０％のパルス周波数ｆ_pのパルス信号Ｓ_pを生成する。パルス信号Ｓ_pは、周波数制御回路５０２と出力制御回路５０４に入力される。なお、パルス信号Ｓ_pのデューティ比は５０％に限定されるものではなく、任意の値に設定することができる。

また、制御部１０から高周波信号生成部５に出力制御信号Ｓ_Cが入力されると、高周波発生回路５０１は、所定のレベルを有する共振周波数ｆ_cの高周波信号ｖ_c（＝Ａ・sin(２πｆ_c・t)）を生成する。周波数制御回路５０２は、パルス信号Ｓ_pのレベルがローレベルからハイレベルに立ち上がるタイミング（パルス出力の開始時点ｓ）と、そのタイミングから所定の時間ｔが経過した時点ｂと、パルス信号Ｓ_pのレベルがハイレベルからローレベルに立ち下がるタイミング（パルス出力の停止時点ｅ）を検出し、それらの検出信号Ｓ_s，Ｓ_t，Ｓ_eを高周波発生回路５０１に出力する。

高周波信号生成部５は、周波数制御回路５０２から検出信号Ｓ_tが入力されると、高周波信号ｖ_cの周波数を規定周波数ｆ_nに切り換える。すなわち、高周波信号生成部５は、検出信号Ｓ_tが入力されると、規定周波数ｆ_nの高周波信号ｖ_n＝（＝Ａ・sin(２πｆ_n・t)）を生成する。その後、周波数制御回路５０２から検出信号Ｓ_eが入力されると、高周波信号生成部５は、高周波信号ｖ_nの周波数を共振周波数ｆ_cに切り換える。すなわち、高周波信号生成部５は、検出信号Ｓ_eが入力されると、生成している高周波信号を共振周波数ｆ_cの高周波信号ｖ_cに戻す。

従って、高周波信号生成部５は、周波数制御回路５０２から検出信号Ｓ_tが入力されるまでは、共振周波数ｆ_cで高周波信号ｖ_oを生成し、その後、検出信号Ｓ_tの入力によって高周波信号ｖ_oの周波数を規定周波数ｆ_nに切り換え、検出信号Ｓ_eの入力によって高周波信号ｖ_oの周波数を共振周波数ｆ_cに戻す動作を繰り返す。

出力制御回路５０４は、パルス信号Ｓ_pのレベルがローレベルからハイレベルに立ち上がるタイミング（パルス出力の開始時点ｓ）と、パルス信号Ｓ_pのレベルがハイレベルからローレベルに立ち下がるタイミング（パルス出力の停止時点ｅ）を検出する。出力制御回路５０４は、パルス出力の開始時点ｓを検出すると、高周波発生回路５０１が発生する高周波信号ｖ_oを外部に出力し、その後、パルス出力の停止時点ｅを検出すると、外部への高周波信号ｖ_oの出力を停止する。これにより、出力制御回路５０４からは、図５に示すように、周波数が途中で共振周波数ｆ_cから規定周波数ｆ_nに切り換わる高周波信号ｖ_oがパルス信号Ｓ_pの周期Ｔ_pでパスル出力される。

なお、本実施形態では、１個の高周波発生回路５０１で高周波信号を生成し、その高周波信号の周波数を共振周波数ｆ_cと規定周波数ｆ_nの間で切り換えるようにしているが、２個の高周波発生回路５０１を設け、一方の高周波発生回路５０１で共振周波数ｆ_cの高周波信号ｖ_cを発生し、他方の高周波発生回路５０１で規定周波数ｆ_nの高周波信号ｖ_nを発生し、両高周波信号ｖ_c，ｖ_nの外部への出力を制御するようにしてもよい。すなわち、出力制御回路５０４で、パルス信号Ｓ_pの開始時点ｓを検出すると、高周波信号ｖ_cを外部に出力し、時点ｂを検出すると、外部に出力する高周波信号を高周波信号ｖ_nに切り換え、停止時点ｅを検出すると、外部への高周波信号ｖ_nの出力を停止させるようにしてもよい。

ＲＦ分配部６は、高周波信号生成部５からパルス出力される高周波信号ｖ_oを２分して出力する回路ブロックである。ＲＦ分配部６は、例えば、図８に示す伝送トランスＴ３と抵抗Ｒとからなるハイブリッド回路によって構成される。ハイブリッド回路は、１つのサム・ポートＮ_Sと２つの入出力ポートＮ_A，Ｎ_Bを有し、ハイブリッド回路内の抵抗Ｒは、入出力ポートＮ_A，Ｎ_B間のアイソレーションをとる機能を果たす。

入出力ポートＮ_A，Ｎ_Bの負荷のインピーダンスが互いに同一で「Ｒ_o」とし、抵抗Ｒを「２Ｒ_o」とすると、サム・ポートＮ_Sと入出力ポートＮ_A，Ｎ_Bを流れる各電流は、図８に示すように、それぞれ「２・ｉ」、「ｉ」、「ｉ」になり、入出力ポートＮ_A，Ｎ_Bから出力される各電圧は、サム・ポートＮ_Sに入力される電圧の１/２となる。従って、サム・ポートＮ_Sに高周波信号生成部５からパルス出力される高周波信号ｖ_oを入力すると、２つの出力ポートＮ_A，Ｎ_Bからは高周波信号ｖ_oを２分した高周波信号ｖ＝ｖ_o／２がそれぞれ出力される。従って、第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａと第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂには同一の高周波電力が入力される。

ＲＦ合成部７は、第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａから出力される高周波電力Ｐと第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂから出力される高周波電力Ｐを合成する回路ブロックである。ＲＦ合成部７は、例えば、ＲＦ分配部６と同一のハイブリッド回路によって構成され、図９に示すように、２つの入出力ポートＮ_A，Ｎ_Bに第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂから出力される高周波電力Ｐ，Ｐがそれぞれ入力され、サム・ポートＮ_Sからこれらの高周波電力Ｐ，Ｐを合成した高周波電力２・Ｐ（＝Ｐ＋Ｐ）が出力される。また、２つの入出力ポートＮ_A，Ｎ_Bに同一の高周波電圧ｖ’が入力された場合、上述したＲＦ分配部６と逆の動作をするので、サム・ポートＮ_Sからは高周波電圧ｖ’の２倍の高周波電圧２・ｖ’が出力される。この場合も、抵抗Ｒの両端の電圧ｖ_Rと抵抗Ｒに流れる電流ｉ_Rはゼロになるから、抵抗Ｒで電力が消費されることはない。

ＲＦ合成部７は、ハイブリッド回路と同様の機能を果たすものであれば、他の回路であってもよい。例えば、特開２００８−２８９２３号公報に記載の高周波電力合成器や実開平４−４８７１５号公報に記載の出力合成回路を用いることができる。

フィルタ回路８は、例えば、２つのコンデンサと１つのリアクトルのπ型回路で構成されるローパスフィルタ（ＬＰＦ）である。フィルタ回路８は、ＲＦ合成部７から出力される高周波信号（高周波電圧と高周波電流）の高調波を除去して基本波成分を負荷側に出力する機能を果たす。なお、フィルタ回路８は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）であれば、コンデンサとリアクトルのπ型回路に限定されず、任意のタイプのローパスフィルタを用いることができる。

ＰＷＭ信号生成部９は、三角波比較法によりＤＣ−ＤＣ変換部３の駆動を制御するＰＷＭ信号Ｓ_PWMを生成し、そのＰＷＭ信号Ｓ_PWMをＤＣ−ＤＣ変換部３に出力する。ＰＷＭ信号生成部９は、例えば、ダイレクト・ディジタル・シンセサイザー（Direct Digital Synthesizer）で構成されるキャリア信号発生回路と、コンパレータ等のレベル比較器で構成されるＰＷＭ信号生成回路を含み、例えば、キャリア信号発生回路で発生した鋸波のキャリア信号Ｃ_cと制御部１０から入力される制御指令値Ｃ_oのレベルをレベル比較器で比較してＣ_c≦Ｃ_oの期間をパルス幅とするＰＷＭ信号Ｓ_PWMを生成する。

制御部１０は、ＤＣ-ＤＣ変換部３の出力電圧Ｖ_dcと、高周波信号生成部５からパルス出力される高周波信号ｖ_oを制御する回路ブロックである。制御部１０は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）及びＲＡＭ（Random Access Memory）を備えるマイクロコンピュータによって構成される。ＣＰＵがＲＯＭに記憶された所定の制御プログラムを実行することにより、ＤＣ-ＤＣ変換部３の出力電圧Ｖ_dcの大きさと高周波信号生成部５からパルス出力される高周波信号ｖ_oの内容（例えば、周波数ｆ_c，ｆ_n、周波数ｆ_c，ｆ_nの切換タイミング、パルス出力の周期等）が制御される。

図１０は、負荷にパルス出力する高周波信号ｖ_oの周波数を、図５に示すように、共振周波数ｆ_cから規定周波数ｆ_nに切り換えるように制御した場合の効果をシミュレーションするための回路である。

回路Ａ１内の矩形波電源は、ＡＣ−ＤＣ変換部２、ＤＣ−ＤＣ変換部３、高周波信号生成部５、ＲＦ分配部６及び第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａのスイッチング回路までの部分（矩形波の高周波信号を生成する部分）に相当し、矩形波電源の後段のＬＣＲ回路は出力回路の部分に相当している。また、回路Ａ２内の矩形波電源は、ＡＣ−ＤＣ変換部２、ＤＣ−ＤＣ変換部３及び第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂのスイッチング回路までの部分（矩形波の高周波信号を生成する部分）に相当し、矩形波電源の後段のＬＣＲ回路は出力回路の部分に相当している。また、回路Ａ３はＲＦ合成部７の部分に相当し、回路Ａ４はフィルタ回路８の部分に相当し、回路Ａ５はプラズマ処理装置の電力を消費する負荷の部分に相当している。

図１０に示すシミュレーション回路の各素子の設計値は、負荷の回路Ａ５に規定周波数ｆ_nが１３．５６ＭＨｚの高周波信号ｖ_nをパルス出力する場合に設定されており、回路Ａ１，Ａ２内の矩形波電源の出力端Ｘから負荷側を見た回路は、図６の負荷の回路に相当している。

図１１は、回路Ａ１，Ａ２内の矩形波電源の出力端Ｘから負荷側を見た回路の伝送特性のシミュレーション結果を示す図である。このシミュレーション結果では、１２．５２ＭＨｚに共振点があり、１３．５６ＭＨｚの高周波信号ｖ_nをパルス出力した場合、共振周波数ｆ_c（＝１２．５２ＭＨｚ）に基づき、高周波信号ｖ_nの出力開始時にオーバーシュートが発生することが予想される。

図１２は、矩形波電源から規定周波数ｆ_nの高周波信号ｖ_nを出力した場合のシミュレーション結果である。また、図１３は、矩形波電源から高周波信号ｖ_cを共振周波数ｆ_cで出力した後、所定の時間ｔが経過した時点で規定周波数ｆ_nに切り換える制御をした場合のシミュレーション結果である。

矩形波電源の出力端Ｘではインピーダンス整合が取れていないので、いずれの場合も進行波電力Ｐ_fと同レベルの反射波電力Ｐ_rが表れているが、図１２の場合（矩形波電源から規定周波数ｆ_nの高周波信号ｖ_nを出力した場合）は、出力を開始してから凡そ１μ秒（規定周波数ｆ_nの凡そ１４波長分の時間）が経過する間に進行波電力Ｐ_f及び反射波電力Ｐ_rのレベルが規定のレベルに対して変動し、オーバーシュートとリンギングが発生することが分かる。

一方、図１３の場合（高周波信号ｖ_oの周波数を共振周波数ｆ_cから規定周波数ｆ_nの切り換えた場合）は、進行波電力Ｐ_f及び反射波電力Ｐ_rのレベルが図１２に示すような変動をすることなく、規定のレベルに滑らかに上昇することが分かる。従って、パルス出力の開始から所定の時間ｔが経過するまでは、高周波信号ｖ_oの周波数を矩形波電源の出力端Ｘから負荷側を見た回路の共振周波数ｆ_cに制御し、その後に高周波信号ｖ_oの周波数を規定周波数ｆ_nに切り換えることにより、パルス出力開始時のオーバ−シュートとリンギングを抑制することができることが分かる。

以上のように、本実施形態に係る高周波電源１によれば、高周波電力の出力開始時の周波数を第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂのスイッチ回路から負荷側を見た回路の共振周波数ｆ_cに制御し、所定時間ｔが経過した後に規定周波数ｆ_nに切り換える制御をするので、各パルス出力の出力開始時に、負荷に出力される高周波信号ｖ_outや高周波電力Ｐ_outにオーバーシュートやリンギングが発生するのを好適に抑制することができる。

上記実施形態では、２個のＤＣ−ＲＦ変換部４を設け、両ＤＣ−ＲＦ変換部４の出力電力ＰをＲＦ合成部７で合成するようにしているが、いずれか一方だけであってもよい。この場合は、ＲＦ分配部６とＲＦ合成部７を省略することができる。逆に、ＤＣ−ＲＦ変換部４を３個以上設け、各ＤＣ−ＲＦ変換部４の出力電力Ｐを合成するようにしてもよい。

本発明は、パルス出力の各出力開始時に発生するオーバーシュートやリンギングを抑制若しくは防止することを要旨とするから、プラズマ処理システム用の高周波電源に限定されるものではない。

また、本発明は、高周波電力をパルス出力させる場合だけでなく、連続出力させる場合にも適用でき、周波数帯もプラズマ処理システムに適用される周波数帯に限定されるものではなく任意の周波数帯に適用できることは言うまでもない。

また、上記実施形態では、Ｄ級パワーアンプを用いて負荷に出力する高周波電力を生成する回路構成について説明したが、本発明は、リニアアンプを用いて高周波電力を生成する回路構成でも適用することができる。

１高周波電源
２ＡＣ−ＤＣ変換部
３ＤＣ−ＤＣ変換部
４Ａ第１のＤＣ−ＲＦ変換部（高周波電力出力手段，増幅手段）
４Ｂ第２のＤＣ−ＲＦ変換部（高周波電力出力手段，増幅手段）
４０１フィルタ回路
５高周波信号生成部（高周波電力発生段）
５０１高周波発生回路
５０２周波数制御回路（周波数制御手段）
５０３パルス発生回路
５０４出力制御回路
６ＲＦ分配部（電力分配手段）
７ＲＦ合成部（電力合成手段）
８フィルタ回路
９ＰＷＭ信号生成部
１０制御部

Claims

規定周波数の高周波電力を発生する高周波電力発生手段と、
前記高周波電力発生手段が発生した高周波電力を増幅して負荷に出力する高周波電力出力手段と、
を備えた高周波電源において、
前記高周波電力の前記負荷への出力開始時に、前記高周波電力発生手段が発生する高周波電力の周波数を、前記高周波電力発生手段から前記負荷側を見た回路の共振周波数に制御し、前記出力開始時から所定の時間が経過した時点で前記高周波電力の周波数を前記規定周波数に切り換える周波数制御手段を備えたことを特徴とする、高周波電源。
前記高周波電力出力手段は、前記規定周波数よりも低い周波数を有するパルス信号に基づいて、前記高周波電力発生手段で発生した高周波電力を前記パルス信号のハイレベル期間にだけパルス出力し、
前記所定の時間は、前記パルス信号のハイレベル期間よりも短い時間である、請求項１に記載の高周波電源。
前記高周波電力出力手段は、
前記高周波電力発生手段が発生する高周波電力を複数の高周波電力に分配する電力分配手段と、
前記電力分配手段から出力される複数の高周波電力をそれぞれ増幅する複数の増幅手段と、
前記複数の増幅手段から出力される複数の高周波電力を合成して前記負荷に出力する電力合成手段と、
を含む、請求項１又は２に記載の高周波電源。
前記負荷は、プラズマ処理装置である、請求項１乃至３のいずれかに記載の高周波電源。