JP6699073B2 - 自励式ｄ級増幅器 - Google Patents

Description

この発明は、自励式のＤ級増幅器に関する。

従来より、オーディオ信号等を電力増幅する増幅器の１つとして、自励式のＤ級増幅器が知られている（例えば下記特許文献１参照）。

図４は、従来の自励式Ｄ級増幅器の回路例を示す。オペアンプ４２およびコンデンサ４３は、増幅器の入力４１から入力したオーディオ信号を積分する積分器を構成する。比較器４４は、該積分器の出力と後述する第１帰還回路からの帰還出力とを比較し、ＰＷＭ（パルス幅変調）信号を出力する。スイッチ駆動回路４５は、比較器４４からのＰＷＭ信号に応じてスイッチ回路４６を駆動する。

スイッチ回路４６は、２つのパワートランジスタ（例えばＦＥＴ）で構成されており、駆動回路４５により駆動されることにより、ＰＷＭ信号を電力増幅して出力する。ローパスフィルタ（ＬＰＦ）は、インダクタ４７およびコンデンサ４８で構成され、スイッチ回路４６から出力されるＰＷＭ信号から、キャリア成分を除去して、電力増幅されたオーディオ信号を復調する。５３は負荷であるスピーカ等に接続される、増幅器の出力である。

第１帰還回路は、抵抗器４９およびコンデンサ５０で構成され、出力５３の出力信号を、比較器４４の反転入力に帰還する。比較器４４、駆動回路４５、スイッチ回路４６、ＬＰＦ（インダクタ４７およびコンデンサ４８）、および第１帰還回路（抵抗器４９およびコンデンサ５０）で構成されるループ回路は、当該ループ回路の位相遅れが１８０度となる周波数ｆ0で自励発振する。第１帰還回路の遅延を変更して、自励発振周波数ｆ0を調整することができる。

第２帰還回路は、抵抗器５１，５２で構成され、出力５３の出力信号を、オペアンプ４１の反転入力に帰還する。この帰還経路により、オーディオ帯域に負帰還がかかり、増幅器のオーディオ帯域のゲインが決まる。

特公昭６１−２１００７号公報

上述の図４のような回路において、増幅器としての全体のゲインを大きく大出力のものを設計する場合、出力５３の電圧が高電圧で振れることが想定される（例えば±１００Ｖなど）。そのような場合、入力側もある程度大きな入力電圧の振れ幅で入力させることになる。そのため、比較器４４への入力電圧の振れ幅が大きくなる。さらに、自励式であるので、比較器４４への入力には出力側から帰還される自励発振のための帰還信号が加わる。その結果、比較器４４として、ある程度高耐圧の半導体素子を使用しなければならないという問題があった。

本発明の目的は、自励式Ｄ級増幅器において、パルス幅変調を行う比較器の入力の電圧振幅の振れ幅を抑え、比較器としてそれほど高耐圧の半導体素子を使用する必要が無いようにすることにある。

上記目的を達成するため、請求項１に係る発明は、入力信号を積分し、その結果を積分信号として出力する積分回路と、非反転入力を接地し、前記積分信号を反転入力に入力し、両入力の電圧を比較して、パルス幅変調信号を出力する比較器と、前記比較器から出力されるパルス幅変調信号を電力増幅するスイッチング回路と、電力増幅されたパルス幅変調信号から、増幅された出力信号を生成するローパスフィルタと、前記ローパスフィルタの出力を前記比較器の反転入力に帰還する第１帰還回路と、前記ローパスフィルタの出力を前記積分回路の非反転入力に帰還する第２帰還回路とを備えることを特徴とする。

請求項２に係る発明は、第１抵抗器を介して入力した入力信号を積分し、その結果を積分信号として出力する積分回路と、非反転入力を接地し、前記積分信号を第２抵抗器を介して反転入力に入力し、両入力の電圧を比較して、パルス幅変調信号を出力する比較器と、前記比較器から出力されるパルス幅変調信号を電力増幅するスイッチング回路と、電力増幅されたパルス幅変調信号から、増幅された出力信号を生成するローパスフィルタと、前記ローパスフィルタの出力を前記比較器の反転入力に帰還する第１帰還回路と、前記ローパスフィルタの出力を前記積分回路の非反転入力に帰還する第２帰還回路とを備えることを特徴とする。

請求項３に係る発明は、請求項１または２に記載の自励式Ｄ級増幅器において、前記第２帰還回路は、抵抗器であることを特徴とする。

請求項４に係る発明は、請求項３に記載の自励式Ｄ級増幅器において、前記第２帰還回路は、前記抵抗器に並列接続されたコンデンサを含むことを特徴とする。

本発明によれば、自励式Ｄ級増幅器において、パルス幅変調を行う比較器の非反転入力を接地し、反転入力には、入力信号を積分する積分回路からの出力信号と自励発振のための第１帰還回路からの帰還信号との和信号が入力するようにしているので、該比較器の入力の電圧の振れ幅を抑えることができ、比較器として高耐圧の半導体素子を使用する必要がないという効果がある。

本発明の第１実施形態の自励式Ｄ級増幅器の回路図 本発明の第２実施形態の自励式Ｄ級増幅器の回路図 第２帰還回路のコンデンサの働き及び変形例を示す図 従来の自励式Ｄ級増幅器の回路例

以下、図面を用いて本発明の実施の形態を説明する。

図１は、本発明の第１実施形態である自励式Ｄ級増幅器１０の回路図を示す。インバータ１は、入力したオーディオ信号を反転して、増幅器１０の入力２に渡す。インバータ１と増幅器１０がそれぞれ反転増幅器なので、２つを合わせて１つの非反転増幅器となる。３は増幅器１０の出力である。

増幅器１０は、積分回路１２、比較器１４、スイッチング回路１５、ＬＰＦ１６、第１帰還回路１７、および第２帰還回路１８を備える。

積分回路１２は、増幅器１０の入力２のオーディオ信号に第２帰還回路１８による帰還をかけたオーディオ信号を積分し、その結果の積分信号を比較器１４に出力する。比較器１４は、その積分信号に第１帰還回路１７による帰還をかけた積分信号を基準電圧（比較器１４の接地電圧）と比較することで、入力２のオーディオ信号を逆相でＰＷＭ変調したＰＷＭ信号を生成し出力する。

スイッチング回路１５は、スイッチ駆動回路１５１とスイッチ回路１５２とからなり、比較器１４からのＰＷＭ信号を電力増幅して出力する。ＬＰＦ１６は、インダクタ１６１とコンデンサ１６２とからなり、電力増幅されたＰＷＭ信号からキャリア成分（自励発振の周波数成分）を除去し、電力増幅されたオーディオ信号を復調して、増幅器１０の出力３から出力する。第１帰還回路１７は、出力３の出力するオーディオ信号を遅延して、比較器１４の反転入力側の前記積分信号に帰還する。この帰還により、増幅器１０は、自励式Ｄ級増幅器として発振する。従来技術と同様に、この遅延量で発振周波数ｆ0を制御できる。第２帰還回路１８は、出力３のオーディオ信号を、積分回路１２に入力するオーディオ信号に帰還する。この帰還により、増幅器１０のオーディオ帯域における歪特性が改善されるとともに、増幅器１０のゲインが決まる。

図１の回路によれば、比較器１４の非反転入力を接地しており、また、比較器１４の反転入力の電圧も、基準電圧を中心にしてそれほど大きく振れない。従って、比較器１４を高耐圧（±３０Ｖ以上）にする必要がなく、通常の低耐圧（±２〜２０Ｖ）の半導体素子を使用できる。

図２は、本発明の第２実施形態である自励式Ｄ級増幅器２０の回路図を示す。インバータ１と、増幅器２０の入力２及び出力３は、図１と概ね同じものである。また、図２の２０番台の各部２＊は、図１の１０番台の各部１＊と対応し、概ね同じ動作を行う（＊は１桁の整数）。図２の２００番台の各部２＊＊は、図１の１００番台の各部１＊＊と対応し、概ね同じ動作を行う（＊＊は２桁の整数）。ただ、図２では、図１の積分回路１２、第１帰還回路１７、第２帰還回路１８が、より具体的な回路として記載されている。

同相型積分回路２２は、オペアンプ２２１とコンデンサ２２２と抵抗器２２３で構成され、増幅器２０の入力２のオーディオ信号に、第２帰還回路２８による帰還をかけたオーディオ信号を積分して、その結果の積分信号を比較器２４に出力する。ここで、増幅器２０は、抵抗器２１と抵抗器２８１とでオーディオ帯域のゲインの決まる１つの反転増幅器として動作しており、オペアンプ２２１の非反転入力は仮想接地となる。従って、オペアンプ２２１には、通常の低耐圧の半導体素子を使用できる。第２帰還回路２８では、抵抗器２８１にコンデンサ２８２を並列接続することで、帰還信号の位相を進めて増幅器２０を安定させている（位相補償）。

比較器２４は、積分器２２からの積分信号に、第１帰還回路２７による帰還をかけた積分信号を基準電圧と比較することで、入力２のオーディオ信号を逆相でＰＷＭ変調したＰＷＭ信号を生成し出力する。スイッチング回路２５は、比較器２４からのＰＷＭ信号を電力増幅して出力し、ＬＰＦ２６は、そのＰＷＭ信号から電力増幅されたオーディオ信号を復調して出力する。第１帰還回路２７は、出力３のオーディオ信号を遅延して、積分回路２２からのオーディオ信号に帰還をかける。第１帰還回路２７の遅延量で、比較器２４、スイッチング回路２５、ＬＰＦ２６、及び第１帰還回路２７からなるループ回路の自励発振周波数を調整できる。

ここで、オーディオ帯域に注目すると、このループ回路に抵抗器２３を加えた回路は、抵抗器２３と抵抗器２７２とでゲインが決まる１つの反転増幅器として動作しており、比較器２４の反転入力は仮想接地となっている。また、電力増幅されたＰＷＭ信号のキャリア成分は、ＬＰＦ２６で殆ど除去されているので、第１帰還回路２７からは小さなキャリア成分しか帰還されない。このように入力に大電圧がかからないので、比較器２４には通常の低耐圧の半導体素子を使用できる。

図３（ａ）の周波数特性図を参照して、第２帰還回路２８のコンデンサ２８２の働きをより詳細に説明する。図３（ａ）では、横軸が周波数、縦軸がゲイン（あるいは減衰率）を示す。実線３０１は、ＬＰＦ２６の周波数特性であり、オーディオ帯域では平坦で、３０ｋＨｚ付近にピークを持ち、それ以降は周波数が上がるにつれ徐々にゲインが減少する。点線３０２は、増幅器２０の入力２から出力３までの、第２帰還回路２８による帰還が無い場合の、オープンループゲインの周波数特性を示す。ただし、ＬＰＦ２６の特性３０１は、特性３０２にポール（30kHz）以上の帯域で重なるよう、ループ回路のゲイン分だけ持ち上げられている。オープンループゲイン３０２では、積分器２２があるため低域のゲインが高くなる。実線３０３は、積分器の特性である。

実線３０４は、コンデンサ２８２無しの第２帰還回路２８で帰還をかけた場合の、増幅器２０のクローズドループゲインの周波数特性を示す。帰還によりオーディオ帯域は平坦な特性となるが、ポールの数倍の周波数で位相が１８０度遅れてピークが出現し、増幅器２０の動作が不安定になる。そこで、抵抗器２８１に並列にコンデンサ２８２を設けて、帰還信号の位相を進め、位相余裕（マージン）を確保して、ピーク３０５を抑えている。

点線のグラフ３０６は、コンデンサ２８２有りの第２帰還回路２８で帰還をかけた場合の、増幅器２０のクローズドループゲインの周波数特性を示す。位相補償により、不安定な帯域のピーク３０４が抑えられ、動作が安定している。

図３（ｂ）は、第２帰還回路２８の変形例を示す。コンデンサ３１２に直列に接続した抵抗器３１３により、位相補償量が少し抑えられるが、基本的には、図３（ａ）と同様に帰還信号の位相補償が行われ、増幅器２０が安定する。

図２の回路によれば、オペアンプ２１及び比較器２４の入力に大きな電圧がかかることはなく、それぞれ高耐圧の半導体素子を使用する必要がない。

なお、上記実施形態における具体的な回路構成は、説明したものに限ることなく、適宜改変して実施可能である。例えば、積分回路２２や第１帰還回路２７や第２帰還回路２８などの構成は、図に示したものに限られるものではない。第１帰還回路２７及び第２帰還回路２８は微分回路でも良い。

１…インバータ、２…入力、３…出力、１２，２２…積分回路、１４，２４…比較器、１５，２５…スイッチング回路、１６，２６…ＬＰＦ、１７，２７…第１帰還回路、１８，２８…第２帰還回路、２１…第１抵抗器、２３…第２抵抗器。

Claims (4)

1. 入力信号を積分し、その結果を積分信号として出力する積分回路と、
   非反転入力を接地し、前記積分信号を反転入力に入力し、両入力の電圧を比較して、パルス幅変調信号を出力する比較器と、
   前記比較器から出力されるパルス幅変調信号を電力増幅するスイッチング回路と、
   電力増幅されたパルス幅変調信号から、増幅された出力信号を生成するローパスフィルタと、
   前記ローパスフィルタの出力を前記比較器の反転入力に帰還する第１帰還回路と、
   前記ローパスフィルタの出力を前記積分回路の非反転入力に帰還する第２帰還回路と
   を備えることを特徴とする自励式Ｄ級増幅器。
2. 第１抵抗器を介して入力した入力信号を積分し、その結果を積分信号として出力する積分回路と、
   非反転入力を接地し、前記積分信号を第２抵抗器を介して反転入力に入力し、両入力の電圧を比較して、パルス幅変調信号を出力する比較器と、
   前記比較器から出力されるパルス幅変調信号を電力増幅するスイッチング回路と、
   電力増幅されたパルス幅変調信号から、増幅された出力信号を生成するローパスフィルタと、
   前記ローパスフィルタの出力を前記比較器の反転入力に帰還する第１帰還回路と、
   前記ローパスフィルタの出力を前記積分回路の非反転入力に帰還する第２帰還回路と
   を備えることを特徴とする自励式Ｄ級増幅器。
3. 請求項１または２に記載の自励式Ｄ級増幅器において、
   前記第２帰還回路は、抵抗器である
   ことを特徴とする自励式Ｄ級増幅器。
4. 請求項３に記載の自励式Ｄ級増幅器において、
   前記第２帰還回路は、前記抵抗器に並列接続されたコンデンサを含む
   ことを特徴とする自励式Ｄ級増幅器。

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