JP6510199B2

JP6510199B2 - スイッチング回路、オーディオアンプ集積回路、電子機器、電気音響変換素子の駆動方法

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Description

本発明は、パルス変調器に関する。

オーディオ信号を増幅して、スピーカを駆動する用途に、Ｄ級アンプ（スイッチングアンプ）が利用される。図１は、Ｄ級アンプを備えるオーディオシステム１ｒの回路図である。

オーディオシステム１ｒは、オーディオアンプ集積回路（以下、オーディオアンプＩＣ）３００ｒおよび出力フィルタ１０６、スピーカ１０８を備える。オーディオアンプＩＣ３００ｒは、主として、スイッチング出力段３０１およびパルス信号生成部３０３を備える。

パルス信号生成部３０３は、入力オーディオ信号Ｓ１に応じたパルス変調信号Ｓ５を生成する。スイッチング出力段３０１は、いわゆるＤ級アンプ３１０とプリドライバ３０８を含み、パルス変調信号Ｓ５に応じたスイッチングパルスＳ２を生成する。スイッチングパルスＳ２は、出力フィルタ１０６を介してスピーカ１０８に入力される。スイッチング信号Ｓ２は、出力フィルタ１０６によってアナログのオーディオ信号Ｓ３に変換される。

パルス変調器３０６は、入力オーディオ信号Ｓ１に応じた信号Ｓ４に応じてデューティ比が調節されるパルス変調信号Ｓ５を生成する。たとえばパルス変調器３０６は、アナログＰＷＭ（パルス幅変調）回路であり、オシレータ３２６およびＰＷＭコンパレータ３２８を含む。オシレータ３２６は、三角波あるいはのこぎり波のキャリア信号Ｓ６を生成する。ＰＷＭコンパレータ３２８は、キャリア信号Ｓ６と入力信号Ｓ１に応じた信号Ｓ４を比較し、パルス変調信号Ｓ５を生成する。プリドライバ３０８は、パルス変調信号Ｓ５に応じて、Ｄ級アンプ３１０を駆動する。

スイッチングパルスＳ２は、Ｄ級アンプ３１０の電源電圧Ｖ_ＤＤに応じた電圧振幅を有する。したがって電源電圧Ｖ_ＤＤが変動すると、アナログオーディオ信号Ｓ３の振幅が変化するため、ノイズの要因となったり、音量が変動する要因となる。電源電圧Ｖ_ＤＤの影響を低減するために、誤差増幅器３２０が設けられる。誤差増幅器３２０は、位相補償フィルタ３２２、演算増幅器３２４、抵抗Ｒ１を含む。位相補償フィルタ３２２は、ローパスフィルタであり、スイッチングパルスＳ２に応じたフィードバック信号Ｓ７を生成する。演算増幅器３２４は、入力信号Ｓ１とフィードバック信号Ｓ７の誤差に応じた誤差信号Ｓ４を生成する。

特開２００８−２２８０２９号公報

図２（ａ）、（ｂ）は、図１のオーディオシステム１ｒの周波数特性を示す図である。図２（ａ）は、ループゲインを、図２（ｂ）はＴＨＤ（全高調波歪み）を示す。オーディオアンプＩＣ３００ｒのループゲインを、第１周波数ｆ_ＯＳＣ１であるキャリア信号Ｓ６に対して最適化設計したとする。ループゲインが定まると、それに応じたあるＴＨＤ特性が得られる。

オーディオシステム１ｒの用途によっては、キャリア信号Ｓ６の周波数を変更したい場合がある。図２（ａ）、（ｂ）に示すように第１周波数ｆ_ＯＳＣ１に対して最適化されたオーディオアンプＩＣ３００ｒを、第１周波数ｆ_ＯＳＣ１よりも高い第２周波数ｆ_ＯＳＣ２で動作させたとしても、オーディオ帯域ｆ_Ａにおけるループゲインは不変であり、ＴＨＤも不変である。

本発明はかかる課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、高周波数動作時の音質を改善したスイッチング回路の提供にある。

本発明のある態様は、入力信号に応じてパルス変調されるスイッチングパルスを生成するスイッチング回路に関する。スイッチング回路は、ハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタを含み、パルス変調信号に応じたスイッチングパルスを出力するスイッチング出力段と、スイッチングパルスに応じたフィードバック信号を生成する位相補償フィルタを含み、入力信号とフィードバック信号の誤差に応じた誤差信号を生成する誤差増幅器と、周波数が可変のキャリア信号を生成するオシレータを含み、キャリア信号を、誤差信号にもとづいてパルス変調することによりパルス変調信号を生成するパルス変調器と、を備える。位相補償フィルタは、その周波数特性が、キャリア信号の周波数に応じて変更可能に構成される。

この態様によると、キャリア信号の周波数ごとにループゲインを設計することにより、高周波数動作時の音質を改善できる。

入力信号は、アナログオーディオ信号であってもよい。スイッチング出力段は、ハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタを含むＤ級アンプと、Ｄ級アンプを駆動するプリドライバと、を含み、ローパスフィルタを介して電気音響変換素子を駆動してもよい。

スイッチング回路は、ラジオチューナを有するオーディオシステムに使用され、キャリア信号の周波数は、ラジオチューナが受信中の周波数に応じて制御されてもよい。これにより、スイッチング回路が発生するノイズによりラジオの音質が劣化するのを抑制できる。

スイッチング回路は、外部のマイクロコントローラからキャリア信号の周波数を指示する制御信号を受信する制御インタフェース回路をさらに備えてもよい。

スイッチング回路は、キャリア信号、スイッチングパルス、パルス変調信号の少なくともひとつの周波数を測定する周波数測定部をさらに備えてもよい。

誤差増幅器は、非反転入力端子に基準電圧を受ける演算増幅器と、一端が演算増幅器の反転入力端子と接続され、他端に入力信号を受ける第１抵抗と、をさらに含んでもよい。位相補償フィルタは、演算増幅器の出力端子と反転入力端子の間に設けられた容量が可変に構成されるフィードバックキャパシタと、一端が演算増幅器の反転入力端子と接続され、他端に、スイッチングパルスに応じたスイッチング信号を受ける第２抵抗と、を含んでもよい。

パルス変調器は、キャリア信号を誤差信号と比較するＰＷＭコンパレータを含んでもよい。

スイッチング回路は、ひとつの半導体基板に一体集積化されてもよい。
「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。
回路を１つのチップ上に集積化することにより、回路面積を削減することができるとともに、回路素子の特性を均一に保つことができる。

本発明の別の態様は、オーディオアンプ集積回路に関する。オーディオアンプ集積回路は、上述のいずれかのスイッチング回路を備える。

オーディオアンプ集積回路は、音源からのオーディオ信号を受信するオーディオインタフェース回路と、オーディオインタフェース回路が受信したオーディオ信号にデジタル信号処理を施し、スイッチング回路に出力するデジタルサウンドプロセッサと、をさらに備えてもよい。

本発明の別の態様は、電子機器に関する。電子機器は、スイッチングパルスを出力する上述のオーディオアンプ集積回路と、電気音響変換素子と、スイッチングパルスの高周波成分を除去し、電気音響変換素子に出力する出力フィルタと、を備える。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせ、本発明の表現を、方法、装置などの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様によれば、キャリア周波数の変更にともなう音質の劣化を抑制できる。

Ｄ級アンプを備えるオーディオシステムの回路図である。図２（ａ）、（ｂ）は、図１のオーディオシステムの周波数特性を示す図である。実施の形態に係るオーディオシステムの回路図である。図４（ａ）、（ｂ）は、図３のオーディオシステムの周波数特性を示す図である。オーディオアンプＩＣを備える電子機器のブロック図である。図６（ａ）〜（ｃ）は、電子機器の外観図である。図７（ａ）、（ｂ）は、変形例に係る帰還コントローラのブロック図である。第３変形例に係るオーディオアンプＩＣの回路図である。第４変形例に係るオーディオアンプＩＣの回路図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

図３は、実施の形態に係るオーディオシステム１の回路図である。オーディオシステム１は、マイクロコントローラ１０４、オーディオアンプ集積回路（ＩＣ）３００、出力フィルタ１０６、スピーカ１０８を備える。オーディオアンプＩＣ３００は、スイッチング出力段３０１、パルス信号生成部３０３および制御用インタフェース回路３０５を備え、入力信号Ｓ１に応じてパルス変調されるスイッチングパルスＳ２を生成するスイッチング回路である。

パルス信号生成部３０３は、誤差増幅器３２０、帰還コントローラ３３０、パルス変調器３０６を備える。誤差増幅器３２０は、スイッチングパルスＳ２に応じたフィードバック信号Ｓ７を生成する位相補償フィルタ３２２を含み、入力信号Ｓ１とフィードバック信号Ｓ７の誤差に応じた誤差信号Ｓ４を生成する。より具体的には誤差増幅器３２０は、位相補償フィルタ３２２、演算増幅器３２４、抵抗Ｒ１を含む。位相補償フィルタ３２２は、ローパスフィルタ（積分器）であり、スイッチングパルスＳ２に応じたフィードバック信号Ｓ７を生成する。

演算増幅器３２４の非反転入力端子（＋）には基準電圧Ｖ_ＲＥＦが入力される。第１抵抗Ｒ１の一端は、演算増幅器３２４の反転入力端子（−）と接続され、その他端には入力信号Ｓ１が入力される。

位相補償フィルタ３２２は、フィードバックキャパシタＣ１および第２抵抗Ｒ２を備える。フィードバックキャパシタＣ１は、演算増幅器３２４の出力端子と反転入力端子の間に設けられ、容量が可変に構成される。第２抵抗Ｒ２の一端は演算増幅器３２４の反転入力端子と接続され、他端に、スイッチングパルスＳ２に応じたスイッチング信号（Ｓ２）を受ける。図３には、第２抵抗Ｒ２に、スイッチング信号としてスイッチングパルスＳ２が直接入力される場合が示されるが、バッファを介して入力されてもよい。あるいは、第２抵抗Ｒ２には、スイッチング信号として、（i）パルス変調器３０６から出力されるパルス変調信号Ｓ５、（ii）Ｄ級アンプ３１０のハイサイドトランジスタのゲート信号ＨＧ、（iii）ローサイドトランジスタのゲート信号ＬＧのいずれかが、バッファあるいはインバータを介して間接的に、あるいは直接的に入力されてもよい。

パルス変調器３０６は、誤差信号Ｓ４に応じてデューティ比が調節されるパルス変調信号Ｓ５を生成する。たとえばパルス変調器３０６は、アナログＰＷＭ（パルス幅変調）回路であり、オシレータ３２６およびＰＷＭコンパレータ３２８を含む。オシレータ３２６は、三角波あるいはのこぎり波のキャリア信号Ｓ６を生成する。ＰＷＭコンパレータ３２８は、キャリア信号Ｓ６と入力信号Ｓ１に応じた信号Ｓ４を比較し、パルス信号Ｓ５を生成する。プリドライバ３０８は、パルス信号Ｓ５に応じて、Ｄ級アンプ３１０を駆動する。パルス変調器３０６は、キャリア信号Ｓ６の周波数が可変に構成される。つまりオシレータ３２６は、可変オシレータである。

インタフェース回路３０５は、外部のマイクロコントローラ１０４からキャリア信号Ｓ６の周波数ｆ_ＯＳＣを指示する制御信号Ｓ８を受信する。制御信号Ｓ８は、パラレルデータであってもよいし、シリアルデータであってもよい。オシレータ３２６は、制御信号Ｓ８に応じた周波数のキャリア信号Ｓ６を生成する。帰還コントローラ３３０は、制御信号Ｓ８に応じて、位相補償フィルタ３２２の周波数特性、言い換えればループゲイン特性を制御する。具体的には、帰還コントローラ３３０は、キャリア信号Ｓ６の周波数が高いほど、フィードバックループの帯域が広くなるように、フィードバックキャパシタＣ１の容量を小さくする。

以上がオーディオアンプＩＣ３００の構成である。続いてその動作を説明する。
図４（ａ）、（ｂ）は、図３のオーディオシステム１の周波数特性を示す図である。図２（ａ）は、ループゲインを、図２（ｂ）はＴＨＤ（全高調波歪み）を示す。ここでは、キャリア周波数（つまりスイッチング周波数）ｆ_ＯＳＣを、ｆ_ＯＳＣ１とｆ_ＯＳＣ２の２値で切りかえる場合を説明する。

キャリア周波数ｆ_ＯＳＣが、相対的に低い第１値ｆ_ＯＳＣ１に設定されるとき、帰還コントローラ３３０は、フィードバックキャパシタＣ１の容量を第１の値Ｃ１_１に設定する。これにより、ループゲインの特性およびＴＨＤ特性は、（i）で示すものとなる。

キャリア周波数ｆ_ＯＳＣが、相対的に高い第２値ｆ_ＯＳＣ２に設定されるとき、帰還コントローラ３３０は、フィードバックキャパシタＣ１の容量を第２の値Ｃ１_２に設定する。これにより、ループゲインの特性およびＴＨＤ特性は、（ii）で示すものとなる。つまりキャリア周波数（スイッチング周波数）ｆ_ＯＳＣが高くなると、それと連動してフィードバックループの帯域を、高域側に伸ばす。これにより、容量を固定した場合にくらべて、高周波動作時におけるＴＨＤ特性などの音質指標を改善することができる。

（用途）
続いてオーディオシステム１の用途を説明する。
図５は、オーディオアンプＩＣ３００を備える電子機器のブロック図である。
電子機器１００は、音源１０２、マイクロコントローラ１０４、オーディオアンプＩＣ３００、出力フィルタ１０６、スピーカ１０８を備える。

音源１０２は、ＣＤプレイヤ、ＤＶＤプレイヤ、ポータブルオーディオ、ＡＭラジオチューナ、ＦＭラジオチューナなどであり、デジタルあるいはアナログのオーディオ信号Ｓ０を生成する。オーディオアンプＩＣ３００は、図３のオーディオアンプＩＣ３００に加えて、インタフェース回路３０４、インタフェース回路３０２、ＤＳＰ（Digital Sound Processor）２００をさらに備える。

インタフェース回路３０２は、音源１０２からのオーディオ信号Ｓ０を受信する。インタフェース回路３０２は、デジタルシリアル形式のオーディオ信号Ｓ０を、Ｉ^２Ｓ（Inter IC Sound）バスを介して受信するシリアルインタフェース回路を含んでもよい。またインタフェース回路３０２は、アナログオーディオ信号Ｓ０をデジタルオーディオ信号に変換するＡ／Ｄコンバータを含んでもよい。

マイクロコントローラ１０４は、電子機器１００全体を統合的に制御する。マイクロコントローラ１０４は、ユーザの入力にもとづいて、音源１０２の種類を選択する。またマイクロコントローラ１０４とインタフェース回路３０４は、Ｉ^２Ｃ（Inter IC）バスなどを介して接続され、ボリウムの設定値ＶＯＬなどを含む制御データＳ９を、シリアル形式で伝送可能となっている。

ＤＳＰ２００は、インタフェース回路３０２が受信したオーディオ信号に、所定のデジタル信号処理を施す。ＤＳＰ２００は、たとえばサラウンドプロセッサ、マルチバンドイコライザ、バランス回路、ボリウム回路、フェーダ回路、プリスケーラ、バスブースト回路などを含んでもよい。また各ブロックの信号処理の順序は特に限定されない。ＤＳＰ２００により処理を受けたオーディオ信号は、アナログのオーディオ信号Ｓ１に変換され、誤差増幅器３２０に出力される。

オーディオアンプＩＣ３００は、通常時には、第１周波数ｆ_ＯＳＣ１にてスイッチング動作する。ユーザが音源１０２として、ラジオチューナを選択し、受信周波数を第１周波数ｆ_ＯＳＣ１の近傍のある値ｆ_ＡＭに設定したとする。マイクロコントローラ１０４は、音源１０２としてラジオチューナを選択するとともに、受信周波数をｆ_ＡＭに設定する。このときマイクロコントローラ１０４は、オーディオアンプＩＣ３００のスイッチング周波数（キャリア周波数）ｆ_ＯＳＣを、受信周波数ｆ_ＡＭから離れた周波数ｆ_ＯＳＣ２に設定する。

以上が電子機器１００の構成である。この電子機器１００によれば、Ｄ級アンプのスイッチングノイズの周波数を、ラジオの受信帯域から外すことができる。そして、スイッチング周波数ｆ_ＯＳＣの変更にともない、フィードバックループの帯域を制御することにより、音質の劣化を抑制できる。

図６（ａ）〜（ｃ）は、電子機器１００の外観図である。図６（ａ）は電子機器１００の一例であるディスプレイ装置６００である。ディスプレイ装置６００は、筐体６０２、スピーカ１０８Ｌ、１０８Ｒを備える。オーディオアンプＩＣ３００は筐体６０２に内蔵され、スピーカ１０８Ｌ、１０８Ｒを駆動する。

図６（ｂ）は電子機器１００の一例であるオーディオコンポ７００である。オーディオコンポ７００は、筐体７０２、スピーカ１０８Ｌ、１０８Ｒを備える。オーディオアンプＩＣ３００は筐体７０２に内蔵され、スピーカ１０８Ｌ、１０８Ｒを駆動する。電子機器１００は、ホームオーディオ、カーオーディオであってもよいし、スピーカ１０８が筐体７０２と一体となったラジカセであってもよい。

図６（ｃ）は電子機器１００の一例である小型情報端末８００である。小型情報端末８００は、携帯電話、ＰＨＳ（Personal Handy-phone System）、ＰＤＡ（Personal Digital Assistant）、タブレットＰＣ（Personal Computer）、オーディオプレイヤなどである。小型情報端末８００は、筐体８０２、スピーカ１０８、ディスプレイ８０４を備える。オーディオアンプＩＣ３００は筐体８０２に内蔵され、スピーカ１０８を駆動する。

図６（ａ）〜（ｃ）に示すような電子機器にオーディオアンプＩＣ３００を用いることにより、高音質を実現できる。そのほか、オーディオアンプＩＣ３００は、インターホンなどにも利用可能である。

以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。

（第１変形例）
実施の形態では、キャリア周波数ｆ_ＯＳＣを２値で切りかえる場合を説明したが、３値以上で切りかえてもよい。この場合、位相補償フィルタ３２２の周波数特性は、実施の形態と同様に２つから選択してもよいし、３つ以上から選択可能であってもよい。

（第２変形例）
実施の形態では、マイクロコントローラ１０４からの制御信号Ｓ８にもとづいて、位相補償フィルタ３２２の周波数特性を制御する場合を説明したが本発明はそれには限定されない。図７（ａ）、（ｂ）は、変形例に係る帰還コントローラ３３０のブロック図である。図７（ａ）の帰還コントローラ３３０は、周波数／電圧（Ｆ／Ｖ）変換器３３２と、Ａ／Ｄコンバータ３３４を含む。Ｆ／Ｖ変換器３３２は、キャリア信号Ｓ６を受け、その周波数に応じた電圧に変換する。Ａ／Ｄコンバータ３３４は、Ｆ／Ｖ変換器３３２の出力電圧を量子化し、量子化された値にもとづいてフィードバックキャパシタＣ１の容量値を選択する。Ｆ／Ｖ変換器３３２は、キャリア信号Ｓ６に代えて、パルス変調信号Ｓ５、ハイサイドトランジスタのゲート信号ＨＧ、ローサイドトランジスタのゲート信号ＬＧ、スイッチングパルスＳ２の周波数を電圧に変換してもよい。

図７（ｂ）の帰還コントローラ３３０は、周波数カウンタ３３６を含む。周波数カウンタ３３６は、キャリア信号Ｓ６を受け、その周波数（周期）をクロック信号を利用してカウントする。フィードバックキャパシタＣ１の容量値は、周波数カウンタ３３６のカウント値にもとづいて制御される。周波数カウンタ３３６は、キャリア信号Ｓ６に代えて、パルス変調信号Ｓ５、ハイサイドトランジスタのゲート信号ＨＧ、ローサイドトランジスタのゲート信号ＬＧ、スイッチングパルスＳ２の周波数をカウントしてもよい。

（第３変形例）
図８は、第３変形例に係るオーディオアンプＩＣ３００ａの回路図である。オーディオアンプＩＣ３００ａは、パルス信号生成部３０３ａの構成が、図３のパルス信号生成部３０３と異なっている。

オーディオアンプＩＣ３００ａは、周波数が可変のキャリア信号Ｓ６をパルス変調することにより生成された入力パルス信号Ｓ１０に応じて、スイッチングパルスＳ２を生成する。パルス変調器３０６ａは、アナログオーディオ信号Ｓ１に応じたデューティ比を有するパルス幅変調された入力パルス信号Ｓ１０を生成する。図８では、パルス変調器３０６ａは、図３のパルス変調器３０６と同様に構成されるが、パルス変調器３０６ａは、デジタル回路で構成してもよい。

位相補償フィルタ３２２は、スイッチングパルスＳ２に応じたフィードバック信号Ｓ７を生成する。演算増幅器３２４は、入力パルス信号Ｓ１０とフィードバック信号Ｓ７の誤差に応じた誤差信号Ｓ４を生成する。ＰＷＭコンパレータ３４０ａは、誤差信号Ｓ４を基準電圧Ｖ_ＲＥＦと比較することにより、パルス変調信号Ｓ５を生成する。

位相補償フィルタ３２２は、その周波数特性が、キャリア信号Ｓ６の周波数ｆ_ＯＳＣに応じて変更可能である。

この変形例によっても、実施の形態と同様の効果を得ることができる。また、第１、第２変形例を、第３変形例と組み合わせてもよい。

（第４変形例）
図９は、第４変形例に係るオーディオアンプＩＣ３００ｂの回路図である。この変形例では、オーディオアンプＩＣ３００ｂの入力端子ＩＮに、外部のＰＷＭプロセッサ１１０により生成された入力パルス信号Ｓ１０が入力される。誤差増幅器３２０ａの構成は図８のそれと同様である。帰還コントローラ３３０は、入力パルス信号Ｓ１０を受け、その周波数を検出して、位相補償フィルタ３２２のループゲインを制御する。帰還コントローラ３３０は、図７（ａ）、（ｂ）の構成を利用してもよい。この変形例によっても、実施の形態と同様の効果を得ることができる。

（第５変形例）
実施の形態では、シングルエンド形式の出力段を有するオーディオアンプＩＣ３００を説明したが、本発明はそれに限定されず、ＢＴＬ（Bridged Transformer Less）形式あるいは差動形式の出力段を有するオーディオアンプＩＣ３００にも適用可能である。

実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。

１…オーディオシステム、Ｓ１…入力信号、Ｓ２…スイッチングパルス、Ｓ３…オーディオ信号、Ｓ４…誤差信号、Ｓ５…パルス変調信号、Ｓ６…キャリア信号、Ｓ７…フィードバック信号、Ｓ８…制御信号、Ｓ９…制御データ、Ｓ１０…入力パルス信号、Ｒ１…第１抵抗、Ｒ２…第２抵抗、Ｃ１…フィードバックキャパシタ、１００…電子機器、１０２…音源、１０４…マイクロコントローラ、１０６…出力フィルタ、１０８…スピーカ、２００…ＤＳＰ、３００…オーディオアンプＩＣ、３０１…スイッチング出力段、３０２…インタフェース回路、３０３…パルス信号生成部、３０４，３０５…インタフェース回路、３０６…パルス変調器、３０８…プリドライバ、３１０…Ｄ級アンプ、３２０…誤差増幅器、３２２…位相補償フィルタ、３２４…演算増幅器、３２６…オシレータ、３２８…ＰＷＭコンパレータ、３３０…帰還コントローラ、３３２…Ｆ／Ｖ変換器、３３４…Ａ／Ｄコンバータ、３３６…周波数カウンタ、３４０…ＰＷＭコンパレータ。

Claims

入力信号に応じてパルス変調されるスイッチングパルスを生成するスイッチング回路であって、
ハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタを含み、パルス変調信号に応じた前記スイッチングパルスを出力するスイッチング出力段と、
前記スイッチングパルスに応じたフィードバック信号を生成する位相補償フィルタを含み、前記入力信号と前記フィードバック信号の誤差に応じた誤差信号を生成する誤差増幅器と、
周波数が可変のキャリア信号を生成するオシレータを含み、前記キャリア信号を、前記誤差信号にもとづいてパルス変調することにより前記パルス変調信号を生成するパルス変調器と、
を備え、
前記位相補償フィルタは、直流ゲインを一定に維持したまま、前記キャリア信号の周波数が高いほどフィードバックループの帯域が広くなるように、周波数特性が変更可能であることを特徴とするスイッチング回路。
前記入力信号は、アナログオーディオ信号であり、
前記スイッチング出力段は、
前記ハイサイドトランジスタおよび前記ローサイドトランジスタを含むＤ級アンプと、
前記Ｄ級アンプを駆動するプリドライバと、
を含み、
ローパスフィルタを介して電気音響変換素子を駆動することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング回路。
前記スイッチング回路は、ラジオチューナを有するオーディオシステムに使用され、
前記キャリア信号の周波数は、前記ラジオチューナが受信中の周波数に応じて制御されることを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング回路。
前記スイッチング回路は、外部のマイクロコントローラから前記キャリア信号の周波数を指示する制御信号を受信する制御インタフェース回路をさらに備えることを特徴とする請求項２または３に記載のスイッチング回路。
前記スイッチング回路は、前記キャリア信号、前記スイッチングパルス、前記パルス変調信号の少なくともひとつの周波数を測定する周波数測定部をさらに備えることを特徴とする請求項２または３に記載のスイッチング回路。
前記誤差増幅器は、
非反転入力端子に基準電圧を受ける演算増幅器と、
一端が前記演算増幅器の反転入力端子と接続され、他端に前記入力信号を受ける第１抵抗と、
をさらに含み、
前記位相補償フィルタは、
前記演算増幅器の出力端子と反転入力端子の間に設けられた容量が可変に構成されるフィードバックキャパシタと、
一端が前記演算増幅器の反転入力端子と接続され、他端に、前記スイッチングパルスに応じたスイッチング信号を受ける第２抵抗と、
を含み、前記第１抵抗と前記第２抵抗の抵抗値は一定であることを特徴とする請求項２から５のいずれかに記載のスイッチング回路。
前記パルス変調器は、前記キャリア信号を前記誤差信号と比較するＰＷＭコンパレータを含むことを特徴とする請求項２から６のいずれかに記載のスイッチング回路。
周波数が可変のキャリア信号をパルス変調することにより生成された入力パルス信号に応じて、スイッチングパルスを生成するスイッチング回路であって、
前記スイッチング回路は、
ハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタを含み、パルス変調信号に応じた前記スイッチングパルスを出力するスイッチング出力段と、
前記スイッチングパルスに応じたフィードバック信号を生成する位相補償フィルタを含み、前記入力パルス信号と前記フィードバック信号の誤差に応じた誤差信号を生成する誤差増幅器と、
前記誤差信号を基準電圧と比較することにより、前記パルス変調信号を生成するパルス変調器と、
を備え、
前記位相補償フィルタは、直流ゲインを一定に維持したまま、前記キャリア信号の周波数が高いほどフィードバックループの帯域が広くなるように、周波数特性が変更可能であることを特徴とするスイッチング回路。
前記入力パルス信号は、前記キャリア信号をアナログオーディオ信号に応じてパルス幅変調することにより生成され、
前記スイッチング出力段は、
前記ハイサイドトランジスタおよび前記ローサイドトランジスタを含むＤ級アンプと、
前記Ｄ級アンプを駆動するプリドライバと、
を含み、
ローパスフィルタを介して電気音響変換素子を駆動することを特徴とする請求項８に記載のスイッチング回路。
前記スイッチング回路は、ラジオチューナを有するオーディオシステムに使用され、
前記キャリア信号の周波数は、前記ラジオチューナが受信中の周波数に応じて制御されることを特徴とする請求項９に記載のスイッチング回路。
前記スイッチング回路は、外部のマイクロコントローラから前記キャリア信号の周波数を指示する制御信号を受信する制御インタフェース回路をさらに備えることを特徴とする請求項９または１０に記載のスイッチング回路。
前記スイッチング回路は、前記キャリア信号、前記スイッチングパルス、前記パルス変調信号の少なくともひとつの周波数を測定する周波数測定部をさらに備えることを特徴とする請求項９または１０に記載のスイッチング回路。
前記誤差増幅器は、
非反転入力端子に基準電圧を受ける演算増幅器と、
一端が前記演算増幅器の反転入力端子と接続され、他端に前記入力パルス信号を受ける第１抵抗と、
をさらに含み、
前記位相補償フィルタは、
前記演算増幅器の出力端子と反転入力端子の間に設けられた容量が可変に構成されるフィードバックキャパシタと、
一端が前記演算増幅器の反転入力端子と接続され、他端に、前記スイッチングパルスに応じたスイッチング信号を受ける第２抵抗と、
を含み、前記第１抵抗と前記第２抵抗の抵抗値は一定であることを特徴とする請求項９から１２のいずれかに記載のスイッチング回路。
前記キャリア信号を生成する周波数可変のオシレータと、
前記キャリア信号を前記アナログオーディオ信号と比較するＰＷＭコンパレータをさらに備えることを特徴とする請求項９から１３のいずれかに記載のスイッチング回路。
ひとつの半導体基板に一体集積化されることを特徴とする請求項１から１４のいずれかに記載のスイッチング回路。
請求項２から８のいずれかに記載のスイッチング回路を備えることを特徴とするオーディオアンプ集積回路。
音源からのオーディオ信号を受信するオーディオインタフェース回路と、
前記オーディオインタフェース回路が受信した前記オーディオ信号にデジタル信号処理を施し、前記スイッチング回路に出力するデジタルサウンドプロセッサと、
をさらに備えることを特徴とする請求項１６に記載のオーディオアンプ集積回路。
スイッチングパルスを出力する請求項１６または１７に記載のオーディオアンプ集積回路と、
電気音響変換素子と、
前記スイッチングパルスの高周波成分を除去し、前記電気音響変換素子に出力する出力フィルタと、
を備えることを特徴とする電子機器。
請求項９から１４のいずれかに記載のスイッチング回路を備えることを特徴とするオーディオアンプ集積回路。
音源からのオーディオ信号を受信するオーディオインタフェース回路と、
前記オーディオインタフェース回路が受信した前記オーディオ信号にデジタル信号処理を施し、前記スイッチング回路に出力するデジタルサウンドプロセッサと、
をさらに備えることを特徴とする請求項１９に記載のオーディオアンプ集積回路。
スイッチングパルスを出力する請求項１９または２０に記載のオーディオアンプ集積回路と、
電気音響変換素子と、
前記スイッチングパルスの高周波成分を除去し、前記電気音響変換素子に出力する出力フィルタと、
を備えることを特徴とする電子機器。
入力オーディオ信号に応じて電気音響変換素子を駆動する方法であって、
出力ローパスフィルタが、スイッチングパルスの高周波成分を除去して前記電気音響変換素子に出力するステップと、
位相補償フィルタが、前記スイッチングパルスに応じたフィードバック信号を生成するステップと、
前記入力オーディオ信号と前記フィードバック信号の誤差に応じた誤差信号を生成するステップと、
オシレータにより、可変周波数を有するキャリア信号を生成するステップと、
前記キャリア信号を、前記誤差信号にもとづいてパルス変調することによりパルス変調信号を生成するステップと、
前記パルス変調信号にもとづいて、ハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタを含むＤ級アンプをスイッチングすることにより、前記スイッチングパルスを生成するステップと、
直流ゲインを一定に維持しつつ、前記キャリア信号の周波数が高いほどフィードバックループの帯域が広くなるように、前記位相補償フィルタの周波数特性を設定するステップと、
を備えることを特徴とする方法。
入力オーディオ信号に応じて電気音響変換素子を駆動する方法であって、
周波数が可変のキャリア信号を、前記入力オーディオ信号にもとづいてパルス変調することにより入力パルス信号を生成するステップと、
出力ローパスフィルタが、スイッチングパルスの高周波成分を除去して前記電気音響変換素子に出力するステップと、
位相補償フィルタが、前記スイッチングパルスに応じたフィードバック信号を生成するステップと、
前記入力パルス信号と前記フィードバック信号の誤差に応じた誤差信号を生成するステップと、
前記誤差信号を基準電圧と比較することにより、パルス変調信号を生成するステップと、
前記パルス変調信号にもとづいて、ハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタを含むＤ級アンプをスイッチングすることにより、前記スイッチングパルスを生成するステップと、
直流ゲインを一定に維持しつつ、前記キャリア信号の周波数が高いほどフィードバックループの帯域が広くなるように、前記位相補償フィルタの周波数特性を設定するステップと、
を備えることを特徴とする方法。