KR100226227B1 - 자려발진형 델타변조 d급 음향증폭기 - Google Patents

Abstract

본 발명은 D급 증폭기를 이용한 음향증폭기에 관한 것으로서, 상세하게는 D급 증폭기에 전압 부궤환수단을 부가하여 저왜율을 확보하면서도 D급 증폭기의 장점인 고효율을 갖는 델타변조(delta modulation) 방식의 자려발진형(self- oscillation) D급 음향증폭기를 구현한 것이다.

본 발명의 D급 음향증폭기는 가변주파수-가변듀티(variable frequency- variable duty)의 2개의 자유도 확보를 위하여 자려발진이 되도록 델타변조 D급 증폭기를 구성하여, 별도의 변조 캐리어 신호(톱니파 혹은 삼각파 등) 발생회로 없이 가변주파수-가변듀티로 스스로 스위칭 동작하여 증폭을 수행함으로써 부품의 소자값 또는 각종 특성의 변화를 스스로 조정할 수 있기 때문에 최소의 부품을 사용하면서 최대출력전압이 거의 외부인가전압(±Vdd)까지 대칭상태로 풀 스윙할 수 있다. 또한 저왜율(0.1% 근방)과 높은 효율(90%대)로 에너지를 절감할 수 있을 뿐만 아니라, 최대출력의 풀 스윙을 하는 경우에도 신호가 잘리는 문제가 전혀 없으며, 20Hz∼20kHz까지의 가청주파수 대역에서 평판한 이득특성을 보이는 한편, 3dB 밴드 폭도 30kHz 근방에 존재하므로 응답특성도 양호하고, 2차 시스템이므로 전체 시스템이 상시 안정하여 안정도 문제가 전혀 없다. 아울러 극히 적은 수의 부품을 사용하므로 싼 가격으로 제조할 수 있어 경쟁력을 향상시킬 수 있다.

Description

자려발진형 델타변조 D급 음향증폭기

본 발명은 D급 증폭기를 이용한 음향증폭기에 관한 것으로서, 상세하게는 D급 증폭기에 전압 부궤환수단을 부가하여 저왜율을 확보하면서도 D급 증폭기의 장점인 고효율을 갖는 자려발진형 델타변조(self-oscillation delta modulation) D급 음향증폭기에 관한 것이다.

통상, 음향증폭기로서 사용되고 있는 증폭기는 A급, B급 및 AB급의 아날로그 증폭기와 D급의 디지털 증폭기로 대별할 수 있다.

이러한 음향증폭기에 있어서 그 동안 높은 효율보다는 선형성이 더 강조되어 왔으며, 전력의 손실을 그다지 고려하지 않아도 되는 시대적인 분위기 및 기술부족 등의 이유로 최근까지 음향증폭기에는 선형성이 우수한 A급, B급 및 AB급의 아날로그 증폭기가 채용되고 있다.

그러나 아날로그 증폭기로 대출력 증폭기를 구현할 경우, 효율이 나빠 막대한 전력 손실이 발생한다. 또한 음성 에너지로 변화되어 출력되는 에너지 이외의 에너지는 모두 열로 변화되는 까닭에 증폭기의 온도가 상승하게되어 이를 강제 냉각시키기 위해서는 필연적으로 방대한 방열판이 요구되기 때문에 결국 부피가 커지게 되는 문제가 있다.

아날로그 증폭기 중에 이러한 특성이 가장 극명하게 나타나는 증폭기가 A급 증폭기이다. A급 증폭기는 증폭기의 최대 출력보다 더 큰 손실이 존재하는 증폭기로서 그 효율이 25%를 넘지 못하는 구조적인 단점이 있다.

한편, 이를 개선하기 위하여 채택하고 있는 푸시풀(push-pull) B급 증폭기의 경우에는 에너지 손실을 줄이기 위하여 두 개의 트랜지스터를 에미터 폴로어(emitter follower) 형태로 결합하여 사용하는데, 효율은 최대 78.5%까지 얻을 수 있어 비교적 높은 편이나 신호가 작은 레벨에서 크로스오버 왜곡(crossover distortion)이 발생하는 단점이 있다. 이러한 B급 증폭기에 적당한 부궤환을 적용하면 신호가 작은 경우에 발생하는 크로스오버 왜곡은 어느 정도 개선할 수 있으나 대전압에서 대전류를 흘러야하는 경우에 고조파왜율(Total Harmonic Distortion : THD)이 나빠지는 것을 완전히 해결할 수는 없다.

그 이유는 B급 증폭기의 구조에 종속된다. 즉, B급 증폭기에 존재하는 두 개의 트랜지스터는 서로 번갈아 가면서 온/오프(on/off)되기 때문에 작은 전류가 흐르고 있을 때에는 온/오프가 용이하나, 큰 전류가 흐르고 있을 때에는 온/오프가 빠르게 수행되기 어렵다. 다시 말해 B급 증폭기는 평상시에는 바이어스 전류가 전혀 흐르고 있지 않기 때문에, 특히 대전류 영역에서는 빠른 온/오프가 어려워 고조파왜율이 나빠지는 것이다.

A급과 B급의 중간형태인 AB급 증폭기는 무신호 시에도 어느 정도의 전류가 흐르는데, 이 전류의 크기는 A급 증폭기에 비해서는 훨씬 작은 전류이며, B급에 비하여는 대단히 큰 전류이다. 따라서, 바이어스 전류를 많이 흘리면 흘릴수록 특성은 A급에 근사하며, 반면에 바이어스 전류를 적게 흘리면 흘릴수록 특성이 B급에 근사하는 증폭기이다.

상기 A급, B급 및 AB급의 아날로그 증폭기의 경우, 손실량의 차이는 존재하지만, 가해주는 에너지의 21.5%∼75%가 결국은 열로 손실되므로 방열을 위하여 방열판이나 냉각용 팬(fan)이 필요하게 되고, 방열판 및 냉각용 팬의 부가는 부피의 증가라는 문제 이외에도 팬의 소음공해라는 문제까지도 유발할 수 있다. 이러한 문제를 내포하고 있는 음향증폭기는 가정용으로 사용할 경우에도 폐해가 있지만, 특히 밀폐된 공간, 예를 들어 자동차용 음향기기의 경우를 가정하면 과다한 열 손실은 밀폐된 자동차내의 공간에서 음향기기의 온도 상승으로 연결이 되므로, 음향기기의 수명단축을 초래할 수 있다.

따라서, 가정용, 집회장용 및 차재용 등의 모든 음향기기에 있어서 중요한 점은 선형성(혹은 고조파왜율)이 우수해야함은 물론이고, 열 손실을 줄이기 위하여 효율이 좋아야 하며, 아울러 되도록 부피가 작아야 한다는 것이다.

아날로그 증폭기의 문제점을 해결할 수 있는 증폭기, 즉 좋은 효율과 작은 부피를 제공할 수 있는 증폭기로서 디지털 증폭기인 D급 증폭기를 고려해 볼 수 있다.

D급 증폭기는 선형동작이 아닌 스위칭(switching) 동작에 의하여 증폭을 수행하는 펄스폭변조(Pulse width Modulation : PWM) 방식을 채택한 증폭기로 제어 펄스, 즉 파워 FET(Field Effect Transistor)의 게이트 신호는 보통 고정된 주파수(수백 kHz대)를 갖는 톱니파 캐리어 신호와 제어 기준신호(음성신호의 에러 신호)의 비교를 통하여 생성된다. D급 증폭기를 이용한 음향증폭기에서는 스위칭에 의한 비선형 동작을 이용하여 증폭을 수행하기 때문에 왜곡이 존재하는데, 이는 적절한 부궤환(negative feedback)을 사용하여 음향기기로서 가치가 충분히 있을 만큼 기술적으로 보정해 줄 수 있다.

D급 증폭기를 이용한 음향증폭기의 원리는 스위칭 레귤레이터(switching regulator) 혹은 PWM 변환기(PWM Converter)와 동일한 원리이며, 다만 다른 점이라면 전술한 스위칭 레귤레이터나 PWM 변환기에 비하여 음향기기용 D급 증폭기는 약 20Hz∼20kHz의 넓은 가청주파수 대역의 밴드 폭을 갖는다는 점이다.

D급 증폭기는 하이파워 스위치로서 통상 하이파워 FET를 채용하는데, 이상적일 경우 이론적으로는 거의 100%의 효율을 얻을 수 있으나 실제로는 스위칭 주파수에 비례하는 열 손실이 발생하고 또한 여러 가지 제어회로에서 전력소모가 발생하므로 대강 90% 전후의 효율을 기대할 수 있다.

이러한 D급 증폭기는 고조파왜율이 나쁘기 때문에 부궤환 회로 처리를 잘 해주어야만 음향기기로서의 음질이 충분히 확보될 수 있다.

그러나, 도 1에 나타낸 종래의 D급 증폭기를 이용한 음향기기에는 통상 펄스폭변조 방식의 스위칭을 이용하여 증폭을 수행하는 디지털 회로부분과 그에 더불어 부수되는 아날로그 회로부분이 혼재하고 있기 때문에 회로 내에 스위칭 잡음이 많으며, 안정성(stability)이 충분히 확보된 부궤환 회로를 설계하여 부가하기가 상당히 어렵다. 또 부궤환 회로처리를 잘못하면 회로가 불안정하게 되어 발진을 일으키는 수도 있다.

D급 증폭기를 이용한 음향기기가 내포하고 있는 전술한 문제점을 해결하기 위한 발명으로서 본 발명자는 3중 부궤환 D급 음향증폭기(대한민국 특허출원 제 96-37905호)의 발명을 이미 출원한 바가 있다. 전술한 발명에서는 펄스폭변조 스위칭 방식의 D급 증폭기를 이용한 음향증폭기에 있어서, 고효율, 고출력을 확보하면서도 보다 개선된 낮은 고조파왜율(0.1% 이하)의 특성을 갖는 3중 부궤환 음향증폭기의 제공을 목적으로 하였다.

그런데, 고정된 주파수(수백 kHz대)를 갖는 톱니파 캐리어 신호와 제어 기준신호(음성신호의 에러 신호)의 비교를 통하여 스위칭 동작을 수행하는 일반적인 펄스폭변조 D급 증폭기는 또 다른 문제점을 가지고 있다.

입력신호가 정현파인 경우를 가정하면, 최대출력전압을 얻기 위하여 변조계수(MI: Modulation Index = 기준신호(음성신호의 에러 신호)/톱니파 캐리어 신호)를 거의 1로 하여 동작시키는 경우, 즉 최대입력신호를 가하여 최대출력을 얻고자 하는 경우에 출력파형이 외부공급전압(±Vdd)까지 도달하는 대칭형 풀 스윙(full swing) 파형을 얻기가 어렵다는 문제가 있다. 다시 말해, 출력전압이 풀 스윙을 하는 경우, 정현파 출력의 최대 혹은 최소 지점의 어느 한쪽에서 출력파형이 잘리게 되는 클립문제(입력전압 problem)가 발생한다. 그 이유는 전술한 D급 증폭기에 사용되는 두 개의 MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)에 있어서 스위칭 시에 펄스파형의 상승(rising) 및 하강(falling) 시간에 대한 특성이 상호 다르기 때문이다. 또 다른 이유로는 종래의 D급 증폭기에는 스위칭 동작이 고정주파수-가변듀티(fixed frequency-variable duty) 방식으로 이루어지기 때문이다. 즉, 듀티 조절만의 스위칭 동작(자유도 1개)으로 증폭을 수행하므로 상기한 바와 같이 MOSFET들의 특성이 상이한 경우에 발생하는 문제가 출력 파형에 영향을 주게 되는 것이다.

이를 해결하기 위한 쉬운 방법을 든다면, 외부공급전압(±Vdd)을 올리고, 변조계수(MI)를 낮은 영역에서 사용하면 된다. 그러나 이와 같은 단순한 방법은 사용하는 소자에 대한 전압 스트레스(voltage stress)를 가중시킴으로써 수명단축의 문제를 낳을 뿐만 아니라, 쓸데없는 전력손실(power loss) 증가라는 또 다른 문제점을 유발한다.

또 다른 해결방법으로는 개별조정방법(individual tuning method)을 들 수 있다. 이 방법은 흔히 고가의 음향기기에서 주로 사용되는 방법인데, 풀 스윙 출력을 목적으로 한다면, 음향기기내에 존재하는 부품 중에 풀 스윙 조정(tuning)에 유효하다고 생각되는 부품을 계속 바꾸어 나가면서 시행착오로 조정하는 방법으로 상당히 번거럽고, 비생산적인 방법이다.

본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위하여 제안된 것으로서, 최소의 부품을 사용하면서 최대출력전압이 거의 외부인가전압(±Vdd)까지 대칭상태로 풀 스윙할 수 있는 자려발진형 델타변조 D급 음향증폭기를 제공하는 데 있다.

이를 위하여 본 발명에서는 가변주파수-가변듀티(variable frequency- variable duty)의 2개의 자유도 확보를 위하여 자려발진이 되도록 델타변조 D급 증폭기를 구성함으로써 부품의 소자값 또는 각종 특성이 다소 변하더라도 스스로 조정(self-tuning)할 수 있는 능력을 부여하는 것을 특징으로 한다.

도 1은 종래의 디지털 증폭기의 블록구성도

도 2는 본 발명의 음향증폭기의 블록구성도

도 3은 도 2의 상세 회로도

도 4a 및 4b는 본 발명의 음향증폭기의 입출력 파형도

도 5a 및 5b는 본 발명의 음향증폭기의 고조파왜율의 측정도

도 6은 본 발명의 음향증폭기의 효율의 측정도

도 7a 및 7b는 본 발명의 음향증폭기의 주파수 응답의 측정도

* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 *

10 : 변조기 20 : 파워 스위치부

30 : 복조필터 40 : 스피커

50 : 전압부궤환 수단 CP : 비교기

Q1∼Q4 : 트랜지스터M1, M2 : 하이파워 스위치

D1∼D4 : 다이오드Z1∼Z4 : 제너 다이오드

L : 인덕터R1∼R10 : 저항

RH : 저항 C1∼C5 : 커패시터

+Vdd, -Vdd : 외부 공급 전원 Vin : 입력전압

Vout : 출력전압(스피커 입력전압) Vf : 부궤환전압

Vcp : 비교기 출력전압 Vq : 트랜지스터 출력전압

Vm : 하이파워 스위치 출력전압

본 발명의 자려발진형 델타변조 D급 음향증폭기는 도 2에 나타낸 바와 같이 입력신호(Vin)와 전압부궤환 수단(50)으로부터 입력되는 부궤환전압(Vf)을 비교함으로써 입력신호(Vin)를 가변주파수-가변듀티의 펄스파형으로 변조하여 출력하는 변조기(10)와; 상기 변조기(10)의 출력을 전류증폭하고 스위칭 동작을 수행하는 파워 스위치부(20)와; 상기 파워 스위치부(20)의 출력신호를 적분 복조하는 복조필터(30)와; 상기 복조필터(30)의 출력전압(Vout)을 적당한 크기로 감쇄시켜 부궤환전압을 변조기(10)에 공급하는 전압부궤환 수단(50) 및 외부 부하인 스피커(40)로 구성된다.

상기와 같은 구성을 갖는 본 발명의 음향증폭기를 도 3에 나타낸 상세 회로도를 참조하여 설명한다.

변조기(10)는 커패시터(C1)와 저항(R1)으로 이루어지며 입력전압(Vin)의 직류성분 및 낮은 주파수 성분을 차단하는 고역통과여파기(high pass filter)와; 상기 고역통과여파기로부터 입력되는 신호와 전압부궤환 수단(50) 및 저항(RH)을 통해 피드백되어 입력되는 신호를 비교 출력하는 비교기(CP)와; 상기 비교기(CP)의 풀업(pull-up) 저항(R2) 및 히스테리시스 전압을 결정하는 저항(RH)으로 구성된다.

파워 스위치부(20)는 다링톤(darlington)형 에미터폴로어(emitter follower) 구조를 형성하며 상기 변조기(10)의 출력 전류를 증폭하는 트랜지스터(Q1∼Q4)와; 상기 트랜지스터(Q1∼Q4)의 빠른 역회복(reverse recovery)을 도모하는 다이오드(D1, D2)와; 응답특성을 조정하는 분배저항(R3, R4)과; P채널 MOSFET인 하이파워 스위치(M1)를 천천히 턴온(turn-on)시키는 저항(R5), 빨리 턴오프(turn-off)시키는 다이오드(D3)와; N채널 MOSFET인 하이파워 스위치(M2)를 천천히 턴온시키는 저항(R6), 빨리 턴온프시키는 다이오드(D4)와; 하이파워 스위치(M1, M2)로 유입되는 직류성분을 차단하는 블로킹 커패시터(C2, C3), 풀업 저항(R7) 및 풀다운 저항(R8)과; 상기 MOSFET(M1, M2)의 게이트(gate)의 턴온 및 턴오프 전압을 결정하는 제너 다이오드(Z1∼Z4)로 구성된다.

복조필터(30)는 2차 순시 적분형 저역통과여파기(low pass filter)를 형성하는 인덕터(L)와 커패시터(C4)로 구성된다. 이 복조필터는 변형된 펄스파형(수백 kHz)으로부터 가청주파수대역(20Hz∼20kHz)의 신호를 복조하는 측면에서 볼 경우에는 저역통과여파기로 생각할 수 있으며, 수백 kHz대의 펄스신호에 대하여 순시적으로 작동하는 측면에서 볼 때에는 적분기로 생각할 수 있다.

전압부궤환 수단(50)은 출력전압(Vout)을 적당한 크기로 감쇄시켜 부궤환전압(Vf)을 얻는 저항(R9, R10) 및 응답특성을 조정하는 커패시터(C5)로 구성된다.

상기와 같은 구성을 갖는 본 발명의 작용을 도 2 및 도 3을 참조하여 설명한다. 여기서 용이한 설명을 위하여 입력신호(Vin)는 정현파라고 가정한다.

우선, 각단에서 얻어지는 파형을 도 2에서 살펴보면, 정현파 입력파형(Vin)이 변조기(10)에 입력되고, 변조기(10)의 출력은 가변주파수-가변듀티의 펄스파형이다. 이 펄스파형은 파워 스위치부(20)에 입력된 후, 비슷한 모양의 펄스파형으로 변환되어 파워 스위치부(20)의 출력으로 나타난다.

대전류의 제공이 가능한 하이파워 스위치(M1, M2)의 출력펄스 파형은 복조필터(30)를 경유하면서 수십배 정도 증폭된 정현파 출력(Vout)으로 복조된다. 증폭된 정현파 출력(Vout)은 스피커(40)로 인입되고 음향으로 변환되고, 동시에 전압부궤환 수단(50)에 의하여 부궤환 신호(Vf)로 변환되어 변조기(10)의 (-)단자로 입력된다.

변조기(10)의 (-)단자로 입력되는 부궤환 신호(Vf)는 변조기(10)의 (+)단자로 입력되는 입력신호(Vin)와 거의 같은 크기를 갖는 정현파 신호이다. 변조기(10)의 출력으로 나타나는 펄스신호는 변조기(10)의 (+)단자로 입력되는 입력신호(Vin)와 변조기(10)의 (-)단자로 입력되는 부궤환 신호(Vf)의 비교에 의하여 얻어지는 펄스파형이다.

도 3을 통하여 시간 순차적으로 신호가 어떻게 변화하는가를 부연하여 설명한다.

입력신호(Vin)는 정현파이며, 이제 막 정현파의 신호가 양으로 증가하려 한다고 하고, 쉬운 설명을 위하여 저항(RH)이 충분히 크기 때문에 저항(RH)을 경유하여 비교기(CP)의 (+)단자에 중첩되는 히스테리시스 전압의 영향을 무시할 수 있고, 부궤환 신호(Vf)의 초기 전압은 0이며, 출력전압(Vout) 또한 0이라고 가정하자.

그러면, 입력신호(Vin)가 부궤환 신호(Vf) 보다 크기 때문에 비교기(CP)의 (-)단자의 전압은 비교기(CP)의 (+)단자의 전압보다 크다. 따라서, 비교기(CP)의 출력(Vcp)은 로우(low)인 전압(-Vdd)이 된다. 이에 따라 트랜지스터(Q3, Q4)는 온(on)이 되고, 트랜지스터(Q1, Q2)는 오프(off)가 되기 때문에 트랜지스터의 출력전압(Vq)은 로우 상태의 전압(-Vdd)이 된다. 비교기(CP)의 출력전압(Vcp) 파형과 트랜지스터의 출력전압(Vq) 파형의 모양은 비슷하고, 다만 다른 점이라면 다음 단의 하이파워 스위치(M1, M2)의 구동을 위하여 에미터 폴로어형의 트랜지스터(Q1∼Q4)에 의해 전류증폭이 이루어진다는 점이다.

트랜지스터의 출력전압(Vq)이 로우상태의 전압(-Vdd)이 되면, 하이파워 스위치(M1)가 온 되고, 그 결과 하이파워 스위치(M1, M2)의 출력전압(Vm)은 하이(high)인 전압(+Vdd)이 되고, 이 전압(Vm)은 복조필터(30)의 2차 순시 적분형 저역통과여파기인 인덕터(L)와 커패시터(C4)에 의해서 순시적으로 양의 전압으로 적분됨으로써 출력전압(Vout)으로 복조된다.

출력전압(Vout)은 전압부궤환 수단(50)인 저항(R9, R10)과 커패시터(C5)에 의해서 부궤환전압(Vf)으로 변환되어 비교기(CP)의 (+) 단자로 전달된다. P채널 MOSFET 하이파워 스위치(M1)가 온 되어 있는 동안에 출력전압(Vout)은 계속 증가하고, 부궤환전압(Vf)도 계속 증가한다. 그러다 비교기(CP)의 (+)단자로 전달되는 부궤환전압(Vf)이 비교기(CP)의 (-)단자로 전달되는 입력전압(Vin)을 능가하는 순간에 비교기(CP)의 출력전압(Vcp)은 로우상태(-Vdd)에서 하이상태(+Vdd)로 변화된다.

이에 따라 트랜지스터의 출력(Vq)도 하이가 되므로, 이번에는 N채널 MOSFET인 하이파워 스위치(M2)가 온되고 P채널 MOSFET인 하이파워 스위치(M1)는 오프되므로 트랜지스터의 출력(Vq)도 하이가 되어, 이번에는 하이파워 스위치(M2)가 온되고 하이파워 스위치(M1)는 오프 된다. 하이파워 스위치(M2)가 온되면 하이파워 스위치의 출력전압(Vm)이 로우상태(-Vdd)가 되므로, 2차 순시 적분형 저역통과여파기인 인덕터(L)와 커패시터(C4)에 의해서 음의 전압으로 적분되어 출력전압(Vout)은 감소하고, 부궤환전압(Vf)도 감소한다.

(1)

부궤환전압(Vf)이 입력전압(Vin)보다 다시 작아지게 되면, 비교기(CP)의 출력전압(Vcp)은 하이상태(-Vdd)에서 로우상태(-Vdd)로 변화된다. 이와 같은 반복동작에 의하여 P채널 MOSFET 하이파워 스위치(M1)와 N채널 MOSFET 하이파워 스위치(M2)가 교번하여 온/오프됨으로써 증폭작용이 이루어진다.

여기서, 하이파워 스위치(M1, M2)를 천천히 턴온시키는 저항(R5, R6)은 47Ω∼470Ω 범위가 바람직하며, 하이파워 스위치(M1, M2)로 유입되는 직류성분을 차단하는 블로킹 커패시터(C2, C3)는 10nF∼470nF 범위인 것이 적당하다.

그 이유는, 상기 하이파워 스위치(M1, M2)가 턴 온/오프 되기 위해서는 상기 스위치(M1, M2)의 게이트와 소오스 단자 사이에 형성되는 기생용량의 충반전이 일어나 주어야 하는데, N채널 MOSFET 하이파워 스위치(M2)에서 기생용량의 충전경로는 저항(R6)과 블로킹 커패시터(C3)로 경유하게 된다.

이때, 상기 저항(R6)은 기생용량의 충전속도를 지연시키기 위한 역할을 수행하는데 만약, 상기 저항(R6)이 극히 작다고 가정하면 상기 기생용량의 충전속도를 지연시킬 수 없으며, 반면에 극히 크다고 가정하면 상기 기생용량의 충전속도가 너무 늦어지게 되어 상기 N채널 MOSFET 하이파워 스위치(M2)의 턴온 동작에 소요되는 시간이 길어지게 된다.

따라서, 저항(R6)은 너무 커도 또는 너무 작아도 않된다는 조건이 성립하는데, 상기 N채널 MOSFET 하이파워 스위치(M2)를 오프시키는 경우 기생용량의 방전은 다이오드(D4)를 통해 이루어지는데, 상기 다이오드(D4)의 턴온 저항성분이 작기 때문에 신속한 방전이 이루어진다.

그러므로, 상기 저항(R5, R6)의 저항값의 범위가 47Ω∼470Ω인 경우에 상기 블로킹 커패시터(C2, C3)는 10nF∼470nF 범위인 것이 적당하다는 것이다.

앞서 설명에서와 같이 본 발명의 음향증폭기는 입력전압(Vin)과 부궤환전압(Vf)을 비교기(CP)에서 스스로 비교하여 작동하도록 설계되어 있기 때문에, 자려발진에 의한 스위칭 동작이 이루어지고, 또한 비교기(CP)의 출력전압(Vcp)은 가변의 주파수를 가지는 동시에 가변의 듀티(duty)를 갖게 된다.

따라서, 비록 하이파워 스위치(M1, M2)의 펄스 스위칭시 상승 혹은 하강특성이 다소 다르거나, 그 밖에 파워 스위치부(20)에 있는 소자들의 소자값들이 다소 다르더라도, 회로 스스로가 지니고 있는 가변주파수-가변듀티(2개의 자유도) 특성에 의해 스스로 조절할 수 있으므로 최대 출력전압(Vout)을 수행하는 경우에도 양쪽이 대칭인 풀 스윙이 가능하게 된다.

종래의 고정 주파수의 PWM 방식의 D급 증폭기의 경우와 본 발명에 의한 자려발진 델타변조 방식의 D급 증폭기의 경우에 있어서 최대로 출력전압(Vout)을 스윙시키려고 하는 경우에 차이를 살펴봄으로써 종래의 출력전압(Vout) 풀 스윙 문제가 어떻게 해결이 되는지를 알아본다.

가령, 위쪽에 있는 P채널 MOSFET 하이파워 스위치(M1)의 상승 혹은 하강시간이 아래쪽의 N채널 MOSFET 하이파워 스위치(M2)의 상승 혹은 하강시간 보다 길다고 하는 경우, 즉 하이파워 스위치(M1)의 유효한 온 시간이 하이파워 스위치(M2)의 유효한 온시간 보다 짧다고 가정하고, 또한 입력전압(Vin)이 정현파이므로 출력전압(Vout)도 정현파라고 가정한다.

그러면, 이때 종래의 고정 주파수의 PWM 방식의 D급 증폭기의 경우에는 위쪽의 하이파워 스위치(M1)의 유효한 온 시간이 아래쪽 하이파워 스위치(M2)의 유효한 온시간 보다 짧기 때문에 아래쪽으로는 정현파의 출력전압이 최대로 스윙을 할 수 있지만, 위쪽으로는 정현파의 스윙이 충분히 될 수 없으므로 위쪽의 정현파의 스윙 시에는 파형이 잘리는 문제가 발생한다.

그러나, 본 발명에 의한 자려발진형 델타변조방식의 D급 증폭기의 경우에는 주파수가 가변되고, 아울러 듀티가 가변되는 두 가지의 특성으로 인해 풀 스윙시에도 파형이 잘리는 문제가 없다. 왜냐하면 하이파워 스위치(M1)의 유효한 온 시간이 하이파워 스위치(M2)의 유효한 온 시간 보다 짧더라도 주파수가 가변되어 실질적으로 가용할 수 있는 듀티의 범위가 넓어지기 때문이다.

부연하여 설명하면, 듀티(duty)란 펄스의 주기에 대한 온 시간의 비율을 지칭하는데, 펄스의 주기가 짧게 고정(주파수가 높게 고정)되어 있는 경우에는 하이파워 스위치(M1, M2)의 스위칭시 상승 혹은 하강시간이 펄스의 주기에 비하여 무시하지 못할 만큼 길면 가용할 수 있는 유효한 듀티의 범위가 좁아지는 효과로 나타난다. 그런데, 만일 필요에 따라서 펄스의 주기를 길게(주파수를 낮게)하거나 펄스의 온시간을 길게 할 수 있다면, 하이파워 스위치(M1, M2)의 스위칭시 상승 혹은 하강시간이 다소 다르더라도 그 영향을 거의 무시할 수 있을 정도로 경감시킬 수 있다.

즉, 스위칭 주파수(혹은 주기)를 입력전압(Vin)과 부궤환전압(Vf)의 비교에 의거하여 회로가 스스로 펄스의 주기(주파수) 혹은 온 시간을 조절할 수 있다면, 정현파의 위쪽과 아래쪽이 거의 외부전원(±Vdd)까지 풀 스윙되는 대칭형의 출력전압(Vout)을 얻을 수 있는 것이다.

본 발명에 의한 음향증폭기의 회로는 부궤환 기법의 측면에서 볼 때 전압직렬궤환(voltage series feedback)에 속하므로, 폐루프전압이득(A)은 간단히 근사적으로 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 1]

(2)

본 발명의 음향증폭기에서 스위칭 주파수는 히스테리시스 전압을 결정하는 저항(RH, R1)의 비율을 조정하거나, 커패시터(C5)를 조정하거나, 2차 대역통과여파기인 인덕터(L)와 커패시터(C4)를 조정함으로써 설정한다.

여기서, 히스테리시스전압은 아래의 식 2와 같이 구해지는데,

[수학식 2]

저항(R10)이 1㏀이라고 가정하면, 히스테리시스전압을 결정하는 저항(RH)은 100kΩ∼1MΩ 범위가 바람직하며, 그에 따라 인덕터(L)는 20μH∼200μH 범위가 적당하고, 커패시터(C4)는 0.47μF∼4.7μF 범위인 것이 바람직하다.

(3)

또한 출력전압(Vout)을 적당한 크기로 감쇄시키는 저항(R10)은 1kΩ±20% 범위인 것이, 응답특성을 조정하는 커패시터(C5)는 10pF∼470pF 범위인 것을 적당하다.

특히, 하이파워 스위치(M1, M2)의 출력전압(Vm)을 가청주파수대역의 출력전압으로 복조하는 복조필터(30)의 인턱터(L)와 커패시터(C4)는 음향증폭기의 주파수특성(이득특성, 위상특성)의 결정에 결정적인 영향을 주는 소자이므로 신중한 선택이 필요하다.

본 발명의 경우는 종래의 방식에 비하여 다음과 같은 장점 및 특징을 갖는다. 첫째, 전술한 바와 같이 스스로 조절할 수 있는 기능이 있으므로 소자값의 변동에 대하여 민감하지 않고, 둘째로 톱니파 발생회로가 불필요하므로 저가(low cost)구현이 가능하며, 셋째로 부궤환 방법이 극히 간단하고, 넷째로 2차 시스템이므로 항시 안정하며, 다섯째로 연산증폭기(operational amplifier)의 사용이 없으며 단지 비교기(comparator)만으로 음향증폭기 시스템이 구현된다.

다음은 본 발명에 의하여 실제로 제작된 음향기기의 성능을 살펴본다.

정격출력 40W 및 최대출력 80W에 대한 실제 실험을 위하여, 외부 공급전압 ±Vdd는 ±20V로 하고, 스피커 부하는 4Ω부하를 적용했다. 입력신호의 전압(Vin)은 최대 1Vp를 가정했기 때문에 정격출력 40W(=(18/

)²/4 )를 얻으려면 18Vp의 출력전압(Vout)을 확보해야 하므로 폐루프이득은 약 20이 되도록 하였다.

무신호 입력시, 자려발진 스위칭 주파수(self-oscillating switching frequency)는 약 350kHz가 되도록 하였다. 그런데, 본 발명의 음향증폭기는 입력전압의 크기가 커질수록 스위칭 주파수가 연동하여 감소하는 특징이 있으므로, 실제로 동작시 평균 스위칭 주파수는 약 200kHz∼250kHz정도가 된다.

도 4a 내지 도 4b는 입력전압(Vin)이 1Vp의 크기를 갖는 1kHz의 정현파인 경우 외부인가전압(+Vdd) 및 출력전압(Vout)의 파형과, 입력전압(Vin)이 1Vp의 크기를 갖는 5kHz의 정현파인 경우의 출력전압(Vout) 및 하이파워 스위치의 출력전압(Vm)을 나타낸다. 파형이 대칭형의 풀 스윙 상태로 깨끗이 잘 증폭되고 있음을 알 수 있으며, 또한 하이파워 스위치의 출력전압(Vm)이 가변주파수-가변듀티로 작동하고 있음을 알 수 있다.

도 5a는 1kHz시 정력 출력전력과 고조파왜율간의 관계를 나타내는 것이며, 도 5b는 정력출력 1W, 10W, 40W시 주파수와 고조파왜율간의 관계를 나타낸 것이다. 도 5a의 경우, 그 모양이 마치 'U'자 형태를 보이고 있다. 작은 출력레벨에서 고조파왜율이 중간 레벨에서의 고조파왜율보다 나쁜 이유는 작은 출력레벨에서는 잡음이 신호에 보다 심각하게 영향을 미치기 때문이다.

한편, 아주 큰 출력레벨에서 고조파왜율이 나빠지는 이유는 출력전압(Vout)의 스윙이 외부공급전압(±Vdd)보다 커지면 ±Vdd의 제한에 걸려서 출력전압(Vout)에 클립 문제가 발생하기 때문이다. 도 5a로부터 대강 0.1%대의 고조파왜율이 얻어짐을 알 수 있다. 도 5b에서도 특히, 음향에너지가 비교적 충만한 500Hz에서 5kHz까지 고조파왜율 특성이 대체로 양호하다.

도 6은 정력출력 전력 대 효율(efficiency)의 관계를 나타낸다. 효율의 산출은 수학식 3과 같이 정의하여 적용되었다.

[수학식 3]

여기서, Po(x), Pdd(x)와 x는 각각 정격출력 전력, 전체공급 전력 및 임의의 출력레벨을 나타낸다. 도 6으로부터 최대출력에서 약 90% 근방의 효율이 달성됨을 알 수 있다.

주파수 특성을 나타낸 도 7a 및 도 7b로부터 가청주파수 범위, 즉 20Hz∼20kHz에서 이득특성이 대체로 평탄함을 볼 수 있으며, 3dB 밴드 폭 역시 거의 30kHz 근방에 위치함을 알 수 있다.

이상의 실험결과를 토대로 볼 때, 본 발명의 음향증폭기는 저가 보급형 디지털 음향증폭기로서 충분히 상용화가 가능함을 알 수 있다.

또한 그린 라운드에 부합하여 에너지를 절감할 수 있다. 예를 들어, 50W의 정력출력 전력을 요하는 경우를 가정한다고 하면, A급 증폭기(효율 20% 가정)의 경우에는 200W의 전력이 쓸데없이 낭비되고 있지만, 본 발명의 증폭기(90% 가정)의 경우에는 약 5W 정도의 손실밖에는 없다. 따라서 손실을 비교해 보면, 본 발명의 경우에는 A급 증폭기에 비하여 에너지의 손실이 대충 1/40(=5/200) 정도로 줄어드는 것을 알 수 있다. 현존하는 기존의 아날로그 증폭기를 전량, 혹은 대다수를 본 발명의 음향증폭기 기술로 대체한다고 가정하면, 에너지의 절감은 실로 엄청난 것이며, 이는 결국 환경오염으로부터 지구를 보호하는데 일조하게 됨은 물론 그린 라운드의 환경기술의 무한경쟁에서 세계적으로 환경기술을 선점할 수 있게 될 것이다.

상술한 바와 같이 본 발명은 가변주파수-가변듀티의 2개의 자유도 확보를 위하여 자려발진이 되도록 델타변조 D급 증폭기를 구성하여 별도의 변조 캐리어 신호(톱니파 혹은 삼각파 등) 발생회로 없이 가변주파수-가변듀티로 스스로 스위칭 동작을 하여 증폭을 수행함으로써 부품의 소자값 또는 각종 특성의 변화를 스스로 조정할 수 있다.

또한 고조파왜율이 0.1% 근방을 보이고, 90%대의 효율을 나타내므로 에너지를 절감할 수 있을 뿐만 아니라, 최대출력의 풀 스윙을 하는 경우에도 신호가 잘리는 문제가 전혀 없으며, 20Hz∼20kHz까지의 가청주파수 대역에서 평판한 이득특성을 보이는 한편, 3dB 밴드 폭도 30kHz 근방에 존재하므로 응답특성도 양호하며, 2차 시스템이므로 전체 시스템이 상시 안정하여 안정도 문제가 전혀 없다.

아울러 극히 적은수의 부품을 사용하므로 싼 가격으로 제조할 수 있어 가격 경쟁력을 향상시킬 수 있다.

Claims (9)

1. 스위칭을 이용한 디지털(D급) 음향증폭기에 있어서,

   입력신호(Vin)와 전압부궤환 수단(50)으로부터 입력되는 부궤환전압(Vf)을 비교함으로써 입력신화(Vin)를 가변주파수-가변듀티의 펄스파형으로 변호하여 출력하는 변조기(10)와; 상기 변조기(10)의 출력을 전류증폭하고 스위칭 동작을 수행하는 파워 스위치부(20)와; 상기 파워 스위치부(20)의 출력신호를 적분 복조하는 복조필터(30)와; 상기 복조필터(30)의 출력전압(Vout)을 적당한 크기로 감쇄시켜 부궤환전압(Vf)을 변조기(10)에 공급하는 전압구궤환 수단(50) 및 외부부하인 스피커(40)를 포함하여 구성되어, 별도의 변조 캐리어 신호(톱니파 혹은 삼각파) 발생회로 없이 가변주파수-가변듀티로 스스로 스위칭 동작을 하여 증폭을 수행하는 것을 특징으로 하는 자려 발진형 델타변조 D급 음향증폭기.
2. 제 1항에 있어서, 상기 변조기(10)는 커패시터(C1)와 저항(R1)으로 이루어지며 입력전압(Vin)의 직류성분 및 낮은 주파수 성분을 차단하는 고역통과여파기와; 상기 고역통과여파기로부터 입력되는 신호와 전압부궤환 수단(50) 및 저항(RH)을 통해 피드백 입력되는 신호를 비교하여 가변주파수-가변듀티의 펄스파형을 출력하는 비교기(CP)와; 상기 비교기(CP)의 풀업(pull-up) 저항(R2) 및 히스테리시스 전압을 결정하는 저항(RH)으로 구성되는 것을 특징으로 하는 자려발진형 델타변조 D급 음향증폭기.
3. 제 2항에 있어서, 상기 히스테리시스전압을 결정하는 저항(RH)이 100kΩ∼1MΩ 범위인 것을 특징으로 하는 자려발진형 델타변조 D급 음향증폭기.
4. 제 1항에 있어서, 상기 파워 스위치부(20)는 다링톤형 에미터폴로어 구조를 형성하며 상기 변조기(10)의 출력 전류를 증폭하는 트랜지스터(Q1∼Q4)와; 상기 트랜지스터(Q1∼Q4)의 빠른 역회복을 도모하는 다이오드(D1, D2)와; 응답특성을 조정하는 분배저항(R3, R4)과; P채널 MOSFET인 하이파워 스위치(M1)를 천천히 턴온시키는 저항(R5), 빨리 턴오프시키는 다이오드(D3)와; N채널 MOSFET인 하이파워 스위치(M2)를 천천히 턴온시키는 저항(R6), 빨리 턴온프시키는 다이오드(D4)와; 하이파워 스위치(M1, M2)로 유입되는 직류성분을 차단하는 블로킹 커패시터(C2, C3), 풀업 저항(R7) 및 풀다운 저항(R8)과; 상기 MOSFET(M1, M2)의 게이트의 턴온/턴오프 전압을 결정하는 제너 다이오드(Z1∼Z4)를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 자려발진형 델타변조 D급 음향증폭기.
5. 제 4항에 있어서, 상기 저항(R5, R6)이 47Ω∼470Ω 범위이고, 커패시터(C2, C3)가 10nF∼470nF 범위인 것을 특징으로 하는 자려발진형 델타변조 D급 음향증폭기.
6. 제 1항에 있어서, 상기 복조필터(30)는 2차 순시 적분형 저역통과여파기를 형성하는 인덕터(L)와 커패시터(C4)로 구성되는 것을 특징으로 하는 자려발진형 델타변조 D급 음향증폭기.
7. 제 6항에 있어서, 상기 인덕터(L)가 20μH∼200μH 범위이고, 커패시터(C4)가 0.47μF∼4.7μF 범위인 것을 특징으로 하는 자려발진형 델타변조 D급 음향증폭기.
8. 제 7항에 있어서, 상기 전압부궤환 수단(50)은 출력전압(Vout)을 적당한 크기로 감쇄시켜 부궤환전압(Vf)을 얻는 저항(R9, R10) 및 응답특성을 조정하는 커패시터(C5)로 구성되는 것을 특징으로 하는 자려발진형 델타변조 D급 음향증폭기.
9. 제 8항에 있어서, 상기 저항(R10)이 1kΩ±20%의 범위내에서 설정되는 경우 커패시터(C5)가 10pF∼470pF 범위내에서 설정되는 것을 특징으로 하는 자려발진형 델타변조 D급 음향증폭기

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