KR20000061592A

KR20000061592A - 혼합형 증폭기

Info

Publication number: KR20000061592A
Application number: KR1019990010734A
Authority: KR
Inventors: 조규형; 정남성
Original assignee: 윤덕용; 한국과학기술원
Priority date: 1999-03-29
Filing date: 1999-03-29
Publication date: 2000-10-25
Also published as: KR100284256B1

Abstract

본 발명은 혼합형(아날로그+디지털) 증폭기에 관한 것으로서, 상세하게는 아날로그 증폭기의 임의의 중간단 혹은 출력단에서 실측된 전압으로 디지털 증폭기를 작동시키는 혼합형 증폭기에 관한 것이다.

본 발명의 혼합형 증폭기는 디지털 증폭기가 아날로그 증폭기의 출력 트랜지스터의 베이스와 에미터에서 직접 감지된 전압에 의거하여 작동하므로 종래의 혼합형 증폭기에서 필요로 하는 센싱블록(감지저항과 그 증폭기로 구성)이 불필요하다. 그 결과 아날로그 증폭기의 출력 트랜지스터와 스피커 사이에 직렬로 존재하던 감지저항이 제거되므로 감지저항에 의한 전압강하가 없기 때문에 출력전압의 스윙 범위가 넓어지고, 아날로그 증폭기의 출력단에서 평가되는 출력 임피던스가 작아지므로 고조파왜율이 향상된다. 또한, 종래의 혼합형 증폭기에서는 제품의 동작 검사시, 센싱블록의 증폭기에 존재하는 튜닝(tuning)용 저항들의 튜닝 작업이 필요하였으나, 본 발명에서는 센싱블록 자체가 없기 때문에 튜닝 작업이 불필요하므로 제품의 생산성 증대와 생산비절감(low cost)이 실현되어 가격 경쟁력을 제고할 수 있다.

Description

혼합형 증폭기 {Mixed mode amplifier}

본 발명은 혼합형(아날로그+디지털) 증폭기에 관한 것으로서, 상세하게는 아날로그 증폭기의 임의의 출력단 혹은 최종 출력단에서 직접 감지된 전압에 의거하여 디지털 증폭기를 동작시킴으로써 기존의 혼합형 증폭기가 가지고 있는 고효율 및 고충실의 장점 이외에도 넓은 출력 전압 스윙(swing) 영역, 작은 출력 임피던스, 저 가격 제조 및 높은 생산성(튜닝작업 불요)의 특징을 갖는 혼합형 증폭기에 관한 것이다.

음향증폭기에 있어서 구비해야 할 가장 중요한 특성은 고충실(high fidelity 혹은 낮은 고조파왜율)과 고효율(high efficiency)이다.

그런데, 잘 알려진 바와 같이, 아날로그 증폭기(A급, B급 및 AB급)는 충실도는 좋으나, 효율이 나쁘기 때문에 부피가 크다는 문제점이 있다. 반면에, 디지털 증폭기(D급)는 효율은 우수하지만, 왜율이 아날로그 증폭기에 비하여 비교적 나쁘고 안정도(stability)가 양호한 회로를 구현하기가 까다로운 단점이 있다.

아날로그 증폭기의 장점인 고충실과 디지털 증폭기의 장점인 고효율을 동시에 구비하기 위한 것으로 본 발명자가 발명한 "혼합형 증폭기"(대한민국 특허출원 제 97-5529호)가 있다. 제안된 발명에서는 고효율과 고충실이 동시에 달성되고 있으나, 몇가지 잠재적인 문제점을 내포하고 있는데, 특히 감지저항과 그 증폭기와 관련된 센싱블록이 문제점을 가지고 있다.

이하, 종래의 혼합형 증폭기가 가지고 있는 문제점을 도 1을 참조하여 설명한다. 도 1의 혼합형 증폭기는 아날로그 증폭기(10)와 부하인 스피커(40)사이에 직렬로 결선되며, 감지저항(Rs)과 그 증폭기(31)로 구현이 되는 센싱블록(30)을 가지고 있다. 이러한 구조로부터 파생되는 문제점은 다음과 같다.

첫째, 감지저항(Rs) 때문에 단자(N)에서 평가한 아날로그 증폭기(10)의 출력 임피던스(Ro)가 증가한다. 독립 전압원으로 작용하는 아날로그 증폭기(10)의 출력 임피던스의 증가는 고조파왜율의 증가를 유발한다(전압원의 출력 임피던스는 작을수록 좋은 것이다).

둘째, 감지저항(Rs)을 통하여 흐르는 아날로그 증폭기(10)의 전류(ia)는 감지저항(Rs) 양단간에 전압강하 (Vs')를 생성하기 때문에 출력전압(Vo)의 스윙 범위를 좁게 만들 뿐 아니라 불필요 전력손실을 초래한다.

이상과 같이 감지저항(Rs)에 의하여 야기된 문제를 해결하기 위해서는 감지저항(Rs)의 값이 충분히 작을 필요가 있다. 그러나, 감지저항(Rs)을 너무나 작게 하면, 센싱블록(30)의 이득(gain)이 감소하므로, 센싱블록(30)의 이득과 디지털 증폭기(20)의 이득의 곱으로 결정되는 루프이득(loop gain)이 역시 감소하게 된다. 물론, 전술한 루프이득은 센싱블록(30)의 증폭기(31)의 이득을 증가시킴으로써 어느 정도 만회할 수 있으나, 디지털 증폭기(20)의 스위칭 잡음과 증폭기(31)의 오프셋(offset) 등으로 인하여 그 한계가 존재한다. 혹자는 감지저항(Rs)에 의하여 야기된 문제를 해결하기 위한 다른 방법으로 커런트 트랜스포머(Current Transformer: CT)를 생각할 수 도 있겠다. 그러나, 디지털 증폭기의 제어에 유용한 직류(Direct Current: DC)성분을 포함한 저주파 성분이 커런트 트랜스포머에 의해서는 감지되기가 곤란하기 때문에 사실상은 커런트 트랜스포머를 센싱블록에 사용할 수 없다.

셋째 문제는 센싱블록(30)의 증폭기(31)에 의해서 발생한다. 통상, 증폭기(31)는 디지털 증폭기(20)에 의해서 공급되는 전류(id)의 양을 조정하기 위한 튜닝(tuning)저항을 가지고 있는데, 튜닝저항간의 부정합(mismatching)은 디지털 증폭기가 공급하는 전류의 양을 너무 많게 하거나, 혹은 너무 적게 할 수 있기 때문에, 동작 검사시, 지루한 튜닝을 반드시 해야하는 문제점이 존재한다.

상술한 바와 같은 종래의 혼합형(아날로그+디지털)증폭기가 가지고 있는 문제점을 해결하기 위하여 제안된 본 발명은, 종래의 혼합형 증폭기가 가지고 있는 고효율 및 고충실의 장점 이외에도 넓은 출력 전압 스윙 범위, 작은 출력 임피던스, 저 가격 제조 및 높은 생산성 (튜닝작업 불필요)의 장점을 갖는 새로운 혼합형 증폭기를 제공하는데 그 목적이 있다.

이를 위하여, 본 발명은 종래의 혼합형 증폭기가 가지고 있는 센싱블록을 없애고, 아날로그 증폭기의 출력 트랜지스터의 베이스와 에미터 양단의 전압을 실측하여 실측된 전압에 의거하여 디지털 증폭기가 동작하도록 하는 것을 특징으로 한다.

도 1은 종래의 혼합형 증폭기의 회로도

도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 혼합형 증폭기의 회로도

도 3a 내지 3d는 본 발명의 다른 실시예들에 따른 혼합형 증폭기의 회로도

도 4a 내지 4b는 본 발명의 혼합형 음향증폭기의 입출력 파형도

도 5는 본 발명의 혼합형 음향증폭기의 고조파왜율 측정도

도 6은 본 발명의 혼합형 음향증폭기의 효율 측정도

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명 *

10, 110 : 아날로그 증폭기 11, 111 : 기본증폭기

20, 120 : 디지털 증폭기 21, 121 : 비교기

30 : 센싱블록 31 : 증폭기

40, 130 : 스피커 112 : 부궤환 수단

Q1, Q2, Q11, Q12 : 트랜지스터 Z1, Z2, Z11, Z12 : 궤환 임피던스

M1, M2, M11, M12 : 하이 파워 스위치 L, L1 : 인덕터

R1∼R3, R11∼R15 : 저항 Rs : 감지저항

+Vdd, -Vdd : 외부 공급 전원 Vi : 입력신호 전압

Vo : 출력전압 ia : 아날로그 증폭기의 공급전류

id : 디지털 증폭기의 공급전류 io : 스피커 부하전류

N : 노드(node)

상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.

도 2는 본 발명의 일 실시예에 따라 구성한 혼합형 증폭기 회로도로서 아날로그 증폭기(110), 디지털 증폭기(120) 및 부하인 스피커(130)의 세 블록으로 구성되어 있다.

또한 상기 아날로그 증폭기(110)는 기본증폭기(111)와, 푸시풀 스테이지(Push-Pull Stage)를 형성하는 두 개의 트랜지스터(Q11)(Q12) 및 상기 트랜지스터(Q11)(Q12)의 에미터단의 출력을 상기 기본 증폭기(111)에 부궤환시키는 임피던스(Z11)(Z12)로 이루어지며, 전체 폐루프 이득이 임피던스(Z11)(Z12)에 의해 결정된다.

상기 디지털 증폭기(120)는 단수개의 비교기(121)와, 히스테리시스 전압을 결정하는 저항(R11)(R12)과, 오프셋을 줄이기 위한 저항(R13)과, 게이트 드라이버(122)와, 출력 스테이지를 형성하는 FET(Field Effect Transistor)로 구성되는 하이 파워 스위치 (M11)(M12) 및 인덕터(L1)로 구성된다.

여기서 단수개의 비교기를 사용하는 이유는 복수개의 비교기들을 사용할 경우에 유발되는 제조원가의 상승, 비교기들의 이득과 상승 및 하강특성의 미스매칭에 기인한 슛 스루(shoot through)의 문제점을 배제하기 위함이다.

상기와 같이 구성된 혼합형 음향증폭기의 작용을 설명한다.

아날로그 증폭기(110)는 독립전압원(independent voltage source)의 역할을 하며, 디지털 증폭기(120)에 의해서 야기된 왜곡을 보상하기 위한 리플전류(ia)만을 단지 공급한다. 따라서 고충실도(high fidelity)는 아날로그 증폭기에 의해서 보장된다.

디지털 증폭기(120)는 종속전류원(dependent current source)의 역할을 하며, 스피커(130)에서 필요로 하는 전류(io)의 대부분의 전류(id)를 공급한다. 따라서, 고효율(high efficiency)은 디지털 증폭기(120)에 의해서 보장된다. 또한, 디지털 증폭기(120)는 1차 시스템이므로 안정도(stability) 문제가 없다.

디지털 증폭기(120)의 인덕터(L1)에 의해서 유발되는 리플전류를 신속히 흡수하기 위하여 아날로그 증폭기(110)의 밴드 폭은 최대로 넓은 영역이 되도록 하는 것이 좋다.

디지털 증폭기(120)에서 저항(R13)은 저항(R12)과 같은 값을 부여하는 것이 바람직하지만, 제조원가 절감을 위하여 저항(R13)은 제거해도 상관이 없다.

아날로그 증폭기(110)의 출력 트랜지스터(Q11)(Q12)의 베이스 및 에미터 양단에서 직접 전압을 감지하고, 감지된 양단 전압에 의거하여 디지털 증폭기(120)가 작동하므로 감지에 따른 지연(delay)이 감소하므로 아날로그 증폭기(110)가 분담해야 할 전류(ia)가 감소한다.

즉, 도 1에 도시된 종래의 혼합형 증폭기의 경우에는 아날로그 증폭기(10)의 출력트랜지스터(Q1)(Q2)의 베이스 및 에미터간에 인가된 전압에 의하여 생성된 전류(ia)가 감지저항(Rs)을 경유하여 흐름으로써 감지전압(Vs')이 생성되고, 이 전압이 증폭기(31)에 의해서 전압(Vs)으로 변환되는 일련의 긴 과정을 거치게 되어 있기 때문에, 본 실시예에 비하여 감지에 관한 지연이 더 클 수밖에 없다.

본 발명의 기본 개념은 충실도는 좋으나 효율이 나쁜 아날로그 증폭기(110)로 부터 스피커(130)에 전류(ia)가 "흐르려고 하는" 경우, 이를 신속히 감지하여 스피커(130)가 필요로 하는 전류(io)의 대부분의 전류(id)를 충실도는 나쁘지만 효율이 훌륭한 디지털 증폭기(120)가 공급하도록 함으로써 고효율을 보장함과 동시에, 아날로그 증폭기(110)는 단지 적은 양의 부족한 리플전류(ia)만을 공급하도록 하거나 혹은 과잉의 전류(ia)를 신속히 흡수하도록 함으로써 고충실을 달성한다는 점이다.

여기서, "흐르는"이 아니라 "흐르려고 하는"이라는 표현의 의미는 다음과 같다. 도 1에 도시된 종래의 혼합형 증폭기의 경우에는 아날로그 증폭기(10)의 출력 트랜지스터(Q1)(Q2)의 베이스 및 에미터간에 인가된 전압이 트랜지스터 턴온 전압 (약 600mV)을 넘는 경우에 비로소 생성된 전류(ia)가 감지저항(Rs)을 경유하여 흐름으로써 감지전압(Vs')이 생성되고, 이 전압이 증폭기(31)에 의해서 전압(Vs)으로 변환됨으로써 디지털 증폭기(20)가 작동하는 메커니즘을 갖는다. 즉, 아날로그 증폭기(10)로부터 전류(ia)가 흘러야만 디지털 증폭기(20)가 동작할 수 있기 때문에 "전류가 흐르는 경우"라는 표현이 적합하다. 그러나 도 2에 나타낸 본 실시예의 경우에는, 아날로그 증폭기(110)의 트랜지스터(Q11)(Q12)의 베이스 에미터 양단간에 인가되는 전압이 트랜지스터 턴온 전압(약 600mV)보다 작아서, 아날로그 증폭기(110)로부터 비록 전류가 흐르지는 못하는 상태("흐르려고 하는 상태")라고 할지라도 트랜지스터(Q11)(Q12)의 베이스 에미터 양단간에 인가되는 전압이 히스테리시스 전압(수 내지 수십mV) 보다 크면 디지털 증폭기가 동작하게끔 되는 상황이 전개될 수 있으므로 "흐르려고 하는" 이라는 표현이 정확하다. 물리적인 의미에서 다시 설명하면, 도 2의 경우에는 도 1에 비하여 감지 지연이 상대적으로 작다는 것을 의미하는 것이다. 따라서, 본 실시예(도 2)의 디지털 증폭기(120)는 종래(도 1)의 디지털 증폭기(20) 보다 빨리 턴 온(turn on) 되고 턴 오프(turn off) 될 수 있으므로 본 실시예의 아날로그 증폭기(110)는 종래의 아날로그 증폭기(10)에 비하여 보다 적은 량의 리플전류(ia)만을 공급하거나 흡수하게 된다.

본 실시예의 새로운 혼합형 증폭기에 있어서 디지털 증폭기(120)는 아날로그 증폭기(110)의 출력 트랜지스터(Q11)(Q12)의 베이스와 에미터의 양단간의 전압에 의거하여 동작하는 것이므로, 디지털 증폭기(120)가 아날로그 증폭기(110)의 전류의 방향에 종속되어 작동한다고 표현할 수도 있겠다.

본 실시예의 디지털 증폭기(120)에는 두 개의 스위칭 모드(switching mode)가 존재한다. 첫 번째 스위칭모드는 하이 파워 스위치(M11, PMOS: P channel Metal Oxide Semiconductor)가 온(ON)되고, 하이 파워 스위치(M12, NMOS: N channel Metal Oxide Semiconductor)가 오프(OFF)되는 모드이다. 두 번째 스위칭모드는 하이 파워 스위치(M11)가 오프 되고, 하이 파워 스위치(M12)가 온되는 모드이다.

우선, 아날로그 증폭기(110)로 들어가는 입력신호(Vi)가 정현파이고, 이제 막 (+)로 증가하려고 하는 상태라고 가정하자. 입력신호(Vi)가 증가함에 따라 아날로그 증폭기(110)의 출력 트랜지스터(Q11)(Q12)의 에미터에 대한 베이스 전압도 증가한다. 베이스와 에미터 양단사이의 전압이를 능가하는 시점에 비교기(121)의 출력은 Vdd에서 -Vdd로 바뀌고, 약 0.6V(트랜지스터 턴온 전압)를 능가하는 시점부터 출력트랜지스터(Q11)가 온 되므로 이에 따라 아날로그 증폭기(110)가 공급하는 전류(ia)는 증가한다. 비교기(121)의 출력이 Vdd에서 -Vdd로 바뀌면, 비교기(121)의 (+)입력단자의 전압도로 변경된다. 비교기의 출력(-Vdd)이 로우(LOW)상태이므로 게이트드라이버(122)를 통과한 전압도 로우상태를 유지한다. 따라서, 하이 파워 스위치 M1은 온 되고 M2는 오프 된다. 이것이 바로 첫 번째 스위칭모드이다. 첫 번째 스위칭모드 동안, 인덕터(L1)에 흐르는 전류(id)는 근사적으로 기울기가인 상태로 선형증가를 한다. 여기서는 어떤 시각 t에서의 출력전압(Vo)을 나타낸다.

아날로그 증폭기(110)는 디지털 증폭기(120)가 공급하지 못 하는 양만큼의 전류를 공급한다. 디지털 증폭기(120)로부터 인덕터(L1)를 통하여 스피커(130)에 공급되는 전류(id)가 증가함에 따라서 아날로그 증폭기로부터 공급되는 전류(ia)는 감소한다. 디지털 증폭기(120)가 공급하는 전류(id)는 스피커(130)가 필요로 하는 전류(io)와 같은 방향으로 계속 증가하여 인입 되는데, 이와 같은 현상은 아날로그 증폭기(110)로부터 공급되는 전류(ia)가 영(zero)이 될 때까지 지속된다. 아날로그 증폭기(110)로부터 공급되는 전류(ia)가 영(zero)이 된다는 것은 스피커(130)가 필요로 하는 전류의 전량이 디지털 증폭기(120)로부터 공급된다는 것을 의미한다.

아날로그 증폭기(110)가 공급하는 전류(ia)가 영(zero)이 된 후, 디지털 증폭기(120)에 의하여 과잉 공급되는 전류를 흡수하기 위하여 아날로그 증폭기(110)의 베이스 에미터간의 전압은 음으로 걸리게 된다. 따라서, 디지털 증폭기(120)로부터 공급되는 과잉전류는 아날로그 증폭기(110)의 출력 트랜지스터(Q12)에 의하여 전류(-ia)로 흡수된다. 동시에 아날로그 증폭기(110)의 베이스 에미터간의 전압이보다 작아지게 되는 순간에 비교기(121)의 출력은 -Vdd에서 +Vdd로 변화된다. 즉, 비교기(121)의 출력이 하이상태로 바뀐 상태가 되므로, 이번에는 하이 파워 스위치 M1이 오프 되고 M2는 온 된다. 비로소, 첫 번째 스위칭모드가 끝나고, 두 번째 스위칭모드가 시작된다.

두 번째 스위칭모드 동안, 인덕터(L1)를 경유한 전류(id)는의 기울기를 가지고 감소하기 시작한다. 아날로그 증폭기(110)는 감소한 전류를 보충하기 위하여 출력 트랜지스터(Q11)(Q12)의 베이스 에미터간의 전압은 증가하고, 증가하다가를 능가하는 시점에 비교기의 출력은 Vdd에서 -Vdd로 바뀐다. 이와 더불어 아날로그 증폭기(110)가 공급하는 전류(ia)는 증가한다. 비교기(121)의 출력이 로우(-Vdd)상태로 바뀌므로 두 번째 스위칭모드가 종료되고 다시 첫 번째 스위칭모드가 시작된다. 전술한 두 개의 스위칭모드의 반복은 고효율을 제공함과 동시에 고충실을 보장하게 된다.

도 3a 내지 3d는 본 발명의 다른 실시예들로서, 도 2의 아날로그 증폭기와 전압감지 개소를 조합한 몇 가지 형태의 예를 보이고 있다. 도면에 도시된 바와 같이 아날로그 증폭기의 출력 트랜지스터를 종속(cascade) 접속 구조 혹은 다링턴(Darlington) 구조를 취할 수 도 있고, 왜율 개선을 위하여 다중 루프 부궤환(multiple loop negative feedback)을 취할 수 도 있다. 또한 트랜지스터의 베이스 혹은 에미터에 저항을 매개시킬 수도 있을 것이다.

각각에 대하여 설명한다.

도 3a 및 도 3b는 아날로그 증폭기의 출력 트랜지스터 Q13, Q14와 Q11, Q12를 종속하여 접속한 형태(cascade 접속)를 취하여 기본증폭기(111)의 적은 전류로도 트랜지스터(Q11)의 출력 전류를 충당할 수 있도록 한 것이다.

여기서, 트랜지스터(Q13, Q14)는 전류를 증폭시키는 증폭기이다. 즉, 트랜지스터(Q13)의 베이스로 인입되는 전류는 트랜지스터(Q13)에 의하여 그의 전류증폭율인 β13(전류증폭율=콜렉터 전류/베이스전류)배에 해당하는 트랜지스터(Q13)의 콜렉터 전류(Q13의 콜렉터 전류는 Q13의 에미터 전류와 거의 같다. 엄밀히 말해서 Q13의 에미터 전류는 Q13의 베이스 전류×(β13 +1)로 증가된다)가 된다. 또한, 트랜지스터(Q13)의 콜렉터 전류는 트랜지스터(Q11)의 베이스 전류가 되고, 트랜지스터(Q11)의 에미터 전류는 트랜지스터(Q11)의 베이스 전류 ×(β11 +1)로 주어진다.

따라서, 트랜지스터(Q11)의 에미터 전류

= 트랜지스터(Q13)의 베이스 전류 × (β13 +1) × (β11 +1)

= 기본증폭기(111)의 출력전류 × (β13 +1) × (β11 +1)

이다. 또한 NPN 트랜지스터인 Q11과 Q13과의 관계와 마찬가지로 PNP 트랜지스터인 Q12와 Q14와의 관계도 동일하다. 이와 같이 할 경우, 기본증폭기(111)는 적은 량의 전류만을 감당하면 되므로 트랜지스터(Q11)가 많은 전류를 감당할 때에 좋은 방법이 된다.

한편, 도 3a 및 도 3b에서 아날로그 증폭기의 출력 트랜지스터 Q13, Q14와 Q11, Q12를 다링턴 회로로 구성하여도 동일한 효과를 낼 수 있다.

도 3c 및 도 3d는 왜율 개선을 위하여 아날로그 증폭기(110) 내의 기본 증폭기(111)의 출력단과 트랜지스터(Q1)(Q2)의 베이스단 사이에 다중 루프 부궤환을 취한 것이다. 특히 도 3d는 부궤환 수단(112)의 반전단자에 저항(R14)(R15)을 접속시켜 기본 증폭기(111)의 출력 스윙폭이 작은 경우에도 왜율을 효과적으로 개선할 수 있도록 한 것이다.

도 2 및 도 3a 내지 3d에서는 아날로그 증폭기의 출력단이 B급인 경우를 예시하고 있으나, 당업자라면 여러 가지 형태로 변형된 트랜지스터 결선형태를 만들거나 혹은 A급 또는 AB급으로 변형하고 아날로그 증폭기내의 중간단 혹은 최종단의 임의의 트랜지스터의 베이스와 에미터간에서 실측한 전압에 의거하여 디지털 증폭기가 동작하도록 하는 변형된 혼합형 증폭기를 쉽게 구성할 수 있을 것이다.

다음은 본 발명에 의하여 실제로 제작된 음향증폭기의 성능을 살펴보기로 한다. 정격출력 50W 및 최대출력 100W에 대한 실제 실험을 위하여, 외부 공급전압 ±Vdd는 ±22V로 하고, 스피커 부하는 4Ω부하를 적용했다. 입력신호의 전압(Vi)은 최대 1Vp를 가정했기 때문에 정격출력 50W를 얻기 위해서는 20Vp의 출력전압(Vo)을 확보해야 하므로 폐루프이득은 약 20이 되도록 하였다. 입력신호 전압(Vi)이 영인 경우, 즉 무신호입력시에 디지털 증폭기(120)의 스위칭 주파수는 약 250kHz가 되도록 하였다. 스위칭 주파수를 결정하는 소자에는 다음과 같은 것들이 있다. 디지털 증폭기(120)에서는 인덕터(L1)와, 히스테리시스 전압(VT)을 설정하는 저항(R11)(R12)과, 게이트 드라이버에 임의로 부가하는 데드타임(dead time)과, 아날로그 증폭기(110)에서는 임피던스(Z1)와 (Z2)가 스위칭 주파수를 결정하는 요소들이다.

도 4a 내지 4b는 입력전압(Vi)이 0.5Vp의 크기를 갖는 10kHz의 정현파인 경우의 출력파형(Vo)과 디지털 증폭기(120)의 출력전압(VL)과, 아날로그 증폭기(110)가 공급하는 전류(ia)와 디지털 증폭기(120)가 공급하는 전류(id)와 출력전류(io)를 나타낸다. 출력파형(Vo)에 스위칭 리플이 거의 없음을 알 수 있다. 또한 스피커(130)가 필요로 하는 전류(io)의 대부분의 전류가 디지털 증폭기(120)의 전류(id)에 의하여 공급이 되며, 아날로그 증폭기(110)는 리플전류(ia)만을 공급함을 볼 수 있다.

도 5는 1kHz시 정격 출력전력과 고조파왜율(THD: Total Harmonic Distortion)간의 관계를 나타내는 그림이다. 도 5의 경우, 그 모양이 마치 'U'자 형태를 보이고 있다. 작은 출력레벨에서 고조파왜율이 중간 레벨에서의 고조파왜율보다 나쁜 이유는 작은 출력레벨에서는 잡음이 신호에 보다 심각하게 영향을 미치기 때문이다. 한편, 아주 큰 출력레벨에서도 고조파왜율이 나빠지는 이유는 출력전압(Vo)의 스윙이 외부 공급전압(±Vdd)보다 커지면, ±Vdd의 제한에 걸려서 출력전압(Vo)에 클립(clip: 파형 잘림) 문제가 발생하기 때문이다. 도 5의 실험결과로부터 0.5W에서 50W까지 거의 0.01%대의 고조파왜율이 얻어짐을 알 수 있다.

도 6은 정격출력 전력 대 전체전력소비(Total Power Consumption)의 관계를 나타낸다. 효율을 산출하는 식은 다음의 수학식 1과 같이 정의하여 적용되었다.

여기서, Po(x), Pdd(x)와 x는 각각 정격출력 전력, 전체공급 전력 및 임의의 출력레벨을 나타낸다. 도 6으로부터 출력레벨이 큰 경우에 효율이 보다 우수해 짐을 알 수 있으며, 약 50W에서 90%근방의 효율이 달성됨을 볼 수 있다. 따라서 본 발명의 방식은 특히, 하이파워 응용(High Power Application)에 보다 유용함을 알 수 있다.

이상의 실험결과를 토대로 볼 때, 본 발명의 혼합형 음향증폭기는 저 가격 고충실 고효율을 공히 갖는 유용한 음향증폭기임을 명백히 알 수 있다.

상술한 바와 같이 본 발명을 바람직한 실시예를 들어 설명하였지만, 본 발명은 이에 한정되지 아니하며 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다양한 한정이나 부가, 수정 등을 가하여 본 발명을 여러 가지 다양한 형태로 구체화할 수 있음은 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게는 자명한 것이다.

상술한 바와 같이 본 발명의 혼합형 음향증폭기는 0.01% 근방의 고조파왜율(THD)을 나타내므로, 충실도(Fidelity) 측면에서 기존의 아날로그 증폭기에 비하여 동등이상이며, 효율에 있어서도 기존의 아날로그 증폭기와는 비교할 수 없는 디지털 증폭기의 효율에 근접하는 90%대의 효율을 얻을 수 있어 적은 량의 전력을 사용하면서도 청명한 음질을 달성할 수 있다.

또한 본 발명의 혼합형 증폭기는 센싱블록이 없으므로 제품의 동작 검사시, 저항들의 튜닝 작업이 불필요하므로 생산단가 절감과 생산성 향상으로 가격 경쟁력을 제고할 수 있다.

또한 본 발명의 혼합형 증폭기는 높은 효율로 인해 에너지 절감효과가 탁월하므로 그린 라운드 환경에 부합되는 뛰어난 환경기술 제품이며, 현존하는 기존의 아날로그 증폭기를 전량, 혹은 대다수를 본 발명의 음향증폭기 기술로 대체한다고 가정할 경우, 에너지의 절감은 실로 엄청난 것이며, 이는 결국 환경오염으로부터 지구를 보호하는데 일조하게 될 것이다.

Claims

독립전압원으로 작용하여 디지털 증폭기(120)에 의해서 야기된 왜곡을 보상하기 위한 리플전류(ia)만을 단지 공급하며 고충실도를 보장하는 아날로그 증폭기(110)와 종속전류원으로 작용하여 부하에서 필요로 하는 전류(io)의 대부분의 전류(id)를 공급하며 고효율을 보장하는 디지털 증폭기(120)가 상호 접속되어 구성되는 혼합형 증폭기에 있어서,

상기 아날로그 증폭기(110)내의 임의의 중간단 혹은 최종 출력단의 베이스와 에미터로부터 전압을 실측 감지하고, 실측 전압에 의거하여 상기 디지털 증폭기(120)가 동작되도록 하는 것을 특징으로 하는 혼합형 증폭기.
제1항에 있어서,

상기 아날로그 증폭기(110)는 기본 증폭기(111)와; 상기 기본 증폭기(111)의 출력단에 접속되며 푸시풀 스테이지를 형성하는 두 개의 트랜지스터(Q11)(Q12); 및 상기 트랜지스터(Q11)(Q12)의 에미터단의 출력을 상기 기본 증폭기(111)에 부궤환시키는 임피던스(Z11)(Z12)로 이루어지며, 전체 폐루프 이득이 임피던스(Z11)(Z12)에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 혼합형 증폭기.
제2항에 있어서,

상기 아날로그 증폭기(110)는 상기 기본 증폭기(111)의 적은 전류로도 상기 트랜지스터(Q11)의 출력전류를 충당하도록 기본 증폭기(111)의 출력단과 트랜지스터(Q11)(Q12)의 베이스단 사이에 상기 트랜지스터(Q11)(Q12)와 종속접속하는 트랜지스터(Q13)(Q14)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 혼합형 증폭기.
제2항에 있어서,

상기 아날로그 증폭기(110)는 상기 기본 증폭기(111)의 적은 전류로도 상기 트랜지스터(Q11)의 출력전류를 충당하도록 기본 증폭기(111)의 출력단과 트랜지스터(Q11)(Q12)의 베이스단 사이에 상기 트랜지스터(Q11)(Q12)와 다링턴 회로를 이루는 트랜지스터(Q13)(Q14)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 혼합형 증폭기.
제2항에 있어서,

상기 아날로그 증폭기(10)가 상기 기본 증폭기(111)의 출력단과 상기 트랜지스터(Q1)(Q2)의 베이스단 사이에 왜율 개선을 위한 부궤환 수단(112)을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 혼합형 증폭기.
제5항에 있어서,

상기 아날로그 증폭기(10)가 상기 기본 증폭기(111)의 스윙폭이 작은 경우의 왜율 개선을 위해 상기 부궤환 수단(112)의 반전단자에 접속되는 저항(R14)(R15)을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 혼합형 증폭기.
제1항에 있어서,

상기 디지털 증폭기(120)는 단수개의 비교기(121)와; 히스테리시스 전압을 결정하는 저항 (R11)(R12)과; 오프셋을 줄이기 위한 저항(R13)과; 게이트 드라이버(122)와; 출력 스테이지를 형성하는 하이 파워 스위치 (M11)(M12); 및 인덕터(L1)로 구성되어 복수개의 비교기들의 이득과 상승 및 하강특성의 미스매칭에 기인한 슛 스루를 배제하는 것을 특징으로 하는 혼합형 음향증폭기.