CN1864324A

CN1864324A - 功率转换系统

Info

Publication number: CN1864324A
Application number: CNA2004800290348A
Authority: CN
Inventors: 卡斯特恩·尼尔森; 拉斯·M.·芬格
Original assignee: Bang and Olufsen AS
Current assignee: Bang and Olufsen AS; ICEPower AS
Priority date: 2003-10-09
Filing date: 2004-10-07
Publication date: 2006-11-15
Also published as: US7321262B2; JP2007508731A; US20070109044A1; WO2005036731A3; EP1671420A2; KR20060120002A; WO2005036731A2; SE0302681D0

Abstract

包括至少一个脉冲调制放大器(1)的功率转换系统，包括用于基于参考输入(V_i)生成脉冲调制后的信号的脉冲调制器，被设置用于放大脉冲调制后的信号的切换功率级，被设置用于补偿电源电压变化的控制系统，和为每个放大器提供驱动电压(V_s)的电压源(2)，其中所述电压源(2)被提供有所述参考输入(V_i)，并被设置用于提供跟踪输入参考(V_i)的被放大绝对值的第一驱动电压分量(V_s)。由于PAM信号的平均幅度被降低，因此依据本发明的脉冲区域调制获得改进的效率并同时保证较低等级的EMI。

Description

功率转换系统

技术领域

本发明涉及切换功率转换系统-诸如DC-AC、DC-DC或者AC-AC转换系统-或上述系统的任何组合。更具体地，本发明涉及获得脉冲幅度调制的组合幅度和脉冲功率发生器的信号调制。

本发明可有利地被应用于改进的功率转换，尤其用于诸如高效音频放大的高精度DC-AC功率转换系统。

背景技术

DC-DC转换器是任何音频功率转换系统中的核心元件。许多音频功率转换系统基于工作在典型相对高电压的固定DC上的脉冲调制放大器(PMA)，以便能够再现最大不失真的输出功率。

这样的切换输出功率级中的一般问题是由功率级输出PWM信号一般高的幅度所引起的电磁兼容性(EMC)。这意味着，通常需要在所有接口终端上进行过滤并且可能需要屏蔽的、来自切换功率级和相关电路的EMI的高等级。这就增加了系统费用，并且使得此类系统的开发和认可变得复杂。

工作在高电源电压的普通脉冲调制放大器(PMA)在开启时也产生爆裂噪音(pop-noise)。爆裂噪音电平与电源电压的幅度成比例，这意味着在大多数商用PMA中高电平的爆裂噪音。

此外，在传统PMA中，调制深度占空系数在输入信号的衰减等级上较低，意味着解调后的信号的幅度(即低通滤波后的放大器输出)相较于功率级输出脉冲信号的幅度低。当占空系数被降低时，功率级的效率通常减小。该效应是降低解调后的输出信号的幅度与功率级输出PWM信号的幅度之间的比率的结果。

与PWM信号的低幅度结合的高占空系数能够保持相同的解调后的信号，但会增加效率，降低EMI相关的问题，并改进低调制指数时的动态范围。

在本申请人的标题为“Attenuation control for digital powerconverters”的国际专利申请W003/055059中说明了一种能够改变DC电平的系统。

在US5,898,340中描述了另一种包含衰减控制的数字放大器系统。然而，该系统包含一个复杂的功率级电压电源，其输出电压在大范围内可变。不带有任何被应用于放大器的控制系统的系统需要一个线性电源，使其变得非常复杂和昂贵。所提及的系统在来自模拟输出端的反馈路径中还包含A/D转换装置。这将增加复杂度，并进一步限制系统的性能。

发明目的

因此，本发明的第一目的是提供减少上述问题的一种改进的调制技术。

第二目的是提供一种带有改进的电源供应抑制率的PMA，以在大范围电压变化等级上驱动电源。

本发明的第三目的是提供一种带有改进的线性的PMA(总谐波失真+噪音，THD+n)。

本发明的第四目的是提供在功率级输出信号的衰减后的电平上具有被提高的效率的PMA，其中系统最经常在该电平上被操作。

本发明的第五目的是提供一种具有更少爆裂噪音失真的PMA。

发明内容

这些以及其它的发明目的通过一种包含电源和一个或多个以介绍方式所提及类型的PMA的系统实现，其中电压源被提供有所述输入参考(V_i)，并被设置用于提供跟踪输入参考的放大后的绝对值的第一驱动电压分量。

术语“跟踪(tracking)”用于包含基本上跟随(整流后的)输入参考变化的任何驱动信号变化，可能带有附加的净空(headroom)。根据电压源的设计，跟踪可以是或多或少地精确，但本发明的目的是要也覆盖这种不完美的“跟踪”，如将在以下详细描述中看到的那样。

因为驱动电压直接影响切换级的增益，所以这用于减小PMA的最大输出电压与驱动电压之间的电压差V_diff。

根据本发明，PMA切换功率级的输出信号由于电压源的可变驱动电压而在幅度上被调制，并且由于PMA中的脉冲调制而在脉冲持续时间上被调制。这意味着，脉冲区域被控制，并因而脉冲能量被控制，这种调制可被称为脉冲区域调制(PAM)。

相比于现有技术，切换功率级中更大占空系数变化可用于补偿电压源或PMA中的任何非线性。

依据本发明的PAM调制的结果是得到提高的效率，同时因为PAM信号的平均幅度被降低，所以保证了更低的EMI。

放大器中与MOSFET寄生电容C_DS、C_GD和C_GS相关的切换损耗由于驱动电压的降低而被减少。PMA切换级中的切换功率损耗与驱动电压的平方成比例。这就意味着，低5倍的驱动电压将产生低大约25倍的切换损耗。

与EMI相关的问题也将由于波纹电流的降低、切换级中MOSFET的本征二极管中的贯通电流(shoot-through current)和反向恢复电流的降低而被大大地减少。

通过衰减由于脉冲调制后的信号中脉冲波形的上升沿和后沿的不准确度所产生的噪音/失真，放大器的线性得到改进。这是由于当PWM信号的占空系数增加时，脉冲宽度调制的上升沿和后沿的不准确度的相对更低的脉冲区域贡献。

当放大器工作在空闲模式时，电源驱动电压低，这意味着由于爆裂噪音电平与电源驱动电压之间的比例性，爆裂噪音会被显著降低。

依据本发明的电压源跟踪与放大器输出信号相当的信号。为了不造成大规模的失真，放大器应该具有非常高的电源供应抑制比(PSRR)。通过将一个控制系统应用到PMA而获得高PSRR。原则上，控制系统可以是任何种类的控制系统。

在包含模拟调制器的PMA的情况下，所述控制系统可以优选地是自振荡控制系统，诸如受控振荡调制器控制系统，如本申请人的国际公开号为WO98/19391的专利“Pulse Modulation Power Amplifierwith Enhanced Cascaded control method”中所描述的，其在此引入作为参考。在这种情况下，PMA中载波的所有谐波与驱动电压成比例，因此它们与PAM信号的平均幅度成比例地降低。

在包含数字PCM-PWM调制的PMA的情况下，控制系统优选地是如本申请人的国际公开号为WO98/44626的专利中所描述的PEDEC系统，其在此引入作为参考。

脉冲调制优选地是脉冲宽度调制，在这种情况下，输出是脉冲幅度宽度调制(PAWM)信号，该信号是PAM调制的一个特殊例子。本领域技术人员将想到可以使用任何类型的脉冲调制，诸如脉冲密度调制(PDM)、脉冲位置调制(PPM)、或本领域人员所熟悉的任何其他脉冲调制方案。

根据一个实施例，第一驱动电压分量等于k*|V_i|+Δ，其中k是常量，Δ是固定净空。这给出了所期望的跟踪的一个有利例子。某些情况下，可以有利地使电压源以这样的方式被设置，使得当电源必须传送具有负dV/dt的驱动电压时，净空Δ增加。当在系统中实施多个PMA时，表示多个输入参考，最大值可以在上式中被使用。

依据另一实施例，驱动电压由PMA的输出信号V_O的峰值检测控制，所述峰值检测优选地由量控制信息(volume control information)产生。这导致块方式(piece-wise)的恒定驱动电压，跟踪输出信号电流峰值。

PMA可以被平衡，并且可以由上述驱动电压驱动。可选地，电压源可以被调整以提供等于第一分量的倒数(inverse)的第二驱动电压分量。这种双驱动电压可以被用于驱动单端PMA。以此种方式操作电压源将保证减少系统EMI问题、整个系统复杂度以及更高的系统效率。

PAWM信号可以包含由脉冲调制器产生的二级PWM信号，并且同时可以具有与调制指数/信号输入电平成比例的PMA功率级波纹电流和输出剩余HF电压。由于低调制指数处波纹电流的降低，这将在PMA负载中、或如果应用输出滤波器则在输出滤波器中产生低空闲损耗。这尤其在直接从切换级输出驱动变换器时是有利的，其中由输出级切换电压产生的HF波纹电流将在变换器中产生损耗。

电压源可以包括用于吸收(sinking)电流的装置，以支持电源驱动电压上的足够负的dv/dt。

转换系统有利地作为D类(class D)系统实施。

附图描述

以下将参考附图进一步描述本发明的优选实施例。

图1示出了本发明的第一实施例的框图。

图2示出了图1中的PMA的一个实施例。

图3示出了图1中的电压源的一个实施例。

图4示出了图1中的电压源的另一实施例。

图5a-5d示出了由图1中的电压源所产生的输入驱动电压的不同实例。

图6示出了本发明的第二实施例的框图。

图7a-7c示出了图1中示出的系统框图的带一个PMA的仿真。

图8a-8c示出了图1中示出的系统的带两个PMA的仿真。

图9示出了由DC电源操作的典型现有技术PWM系统的仿真图。

图10示出了作为包括PCM-P＝WM方式的PMA的一个优选实施例。

图11示出了作为电源驱动电压的峰值检测调制的一个优选实施例。

具体实施方式

在图1中示出了本发明的第一实施例，包括多个PMA 1、1’，和电压源2。参考输入信号V_i被连接至PMA的输入端和可变电压源，其中可变电压源还被连接至市电电源3或任何其它形式的功率源。

在图2中示出了图1中的PMA的一个例子，包括控制块4、比较器5、反馈块6和切换功率级7。控制块4具有与反馈块6协作的传递函数，以保证自振荡。图2中的PMA基于自振荡调制器，诸如但并不局限于在本申请人的国际专利申请WO98/19391中描述的受控振荡调制器(COM)，其在此引入作为参考。基于积分器、迟滞或非迟滞控制、或本领域技术人员公知的任何其它自振荡调制原理，可以使用其它自振荡原理。

实际上，脉冲调制并不局限于脉冲宽度调制，而是可以使用任何类型的脉冲调制，诸如脉冲密度调制(PDM)、脉冲位置调制(PPM)、或本领域技术人员熟知的任何其它脉冲调制方案。

当COM调制器被包含在PMA中时，应用下式：

V_{o} = \frac{V_{s}}{V_{\mod}} \cdot V_{i} = A \cdot V_{i}

其中V_O是切换级7的输出电压，V_i是至PMA的输入参考信号，V_s是来自电源的驱动电压，V_mod是至比较器5的输入信号，A是功率级增益。

由于COM调制器的受控不稳定性，电压V_mod在幅度上与功率级电压成比例变化，并且因此保持功率级增益(A为常量)。固定的功率级增益意味无限PSRR，因此，包含COM调制器的PMA在理论上可以获得无限PSRR。因此，在PMA的输出端不产生失真。

如图1所示，电源可以驱动多个PMA1、1’。

图2中，PMA切换功率级的输出被连接至解调滤波器8，解调滤波器8被连接至负载，诸如变换器(扬声器)。可选地(未被示出)，根据在W002/093973中描述的、在此引入作为参考的“pulse modulatedtransducer”原理，切换级输出端被直接连接至或是完全集成到变换器中。

电源基于输入电压V_i向图1中示出的每个PMA中的切换级7提供必要的驱动电压V_s。电压源必须能够传送在范围：

V_s＝[Δ；V_o，max+Δ]＝[Δ；A·V_i+Δ]

中变化的电压V_s。

其中V_o，max是PMA切换功率级的期望的最大输出电压，等于A·V_i，Δ是可选净空。Δ值可以是时间变量，并且如果PMA基于升压(boost)拓扑结构时甚至可以为负值(见下文)。

电源应该提供电压净空给图1中示出的任何PMA的最大峰值输出电压V_o，max。

当PMA被平衡，并且被一个变化的驱动电压驱动时，该电压可以由以下表达式决定：

V_s＝A·max(|V_ix|)+Δ (1)，

其中V_ix是图1中所示的不同PMA输入参考，A是功率级增益。

在图2中示出电压源实现的第一例子，作为用于在隔离系统-例如隔离的扬声器中-或电池供电系统中的非电流隔离降压转换器。

电路包含MOSFET 10，其栅极11被连接至脉冲调制后的输入电压，其源极12通过线圈14连接至输出终端的第一侧13，其漏极15连接至整流后的市电电源5的一侧16。整流后的市电电源的另一侧17被连接至输出终端的第二侧18。至该第二输出侧18，还连接电容器19至MOSFET漏极15，以及连接二极管20至MOSFET源极12。最后，输出电容21桥接输出终端的第一和第二侧13、18。

电源的输出能力优选为充分小，使得放大器切换级的等效负载电阻R_a能够对电源输出电容C_O足够快地放电，以使得R_aC_O时间常量允许足够低的负dV/dt，以提供如等式1中描述的电压。某些情况下，当脉冲发生器提供具有负dV/dt的电压时，净空Δ为常量。这就得到依据等式1的驱动电压，如图5a中所示。

然而，当大电容21被放置在图3中的电源输出端时，电源不能吸收来自电容的电流。因此，在输出电压V_d上就不能够提供必要的负dV/dt。换句话说，可以是这种情况，即在正弦信号的两个四分之一周期上，转换器不能跟踪PMA输出信号，其中在这两个四分之一周期内电源电压V_s具有负dV/dt。这将产生根据图5b的驱动电压。

在图4中示出了更适合于大输出电容的电压源的第二例子。拓扑结构为反激式(fly-back)得到的，并且可以包含电隔离。

该电路包含MOSFET 25，它与变压器27的初级绕组26串联地被连接在整流后的市电电源5的两侧之间。调制后的输入电压被连接至初级侧MOSFET 25的栅极28。变压器26的第一次级绕组29的一端29a被连接至次级侧MOSFET 31的栅极30。另一次级绕组38的一端38b被连接至输出终端的第一侧32。输出终端的第二侧33被连接至MOSFET的漏极34，而MOSFET的源极35被连接到两个次级侧绕组29、38的另一端29b、38a。而且，输出电容36桥接输出终端的第一和第二侧32、33。

此外，控制输入端37被连接至MOSFET栅极30。当MOSFET25通过当MOSFET 25被接通时所感应的脉冲而被接通时，MOSFET31用作为有源二极管。此外，MOSFET 31能够实现在MOSFET25被切断时在变压器电压反转期间从输出终端33吸收电流。

图4中的电压源能够吸收电流，并因此可以产生更低负的dV/dt。图4中的电路还具有以下优点，即由于附加的有源MOSFET 31，通常次级前向路径二极管(图2中的20)的二极管电压降被消除。这将在电源的高电流输出幅度上提高效率。

技术人员知道可以使用任何能够“降压(Bucking)”拓扑结构(相应于转换器输入电压降低转换器输出电压)。其它拓扑结构-诸如前向、推挽式、CUK、Sephic或任何其他降压系列转换器类型可用于“降压”。

在低电源电压PAM系统-诸如一些电池驱动系统-的情况下，电源可以被实施为升压(boost)拓扑结构(未被示出)。因此，PAM系统的输出电压可以超过电压源的供电电压。如升压、推挽式或技术人员熟知的能够“升压”的任何其它转换器类型的拓扑结构可以被用作电压源。

当PMA为单端的，并由双驱动电压驱动时，电压可以如下确定：

正供电电压V_d

V_s＝A·max(|V_ix|)+Δ

负供电电压V_s：

V_d＝-A·max(|V_ix|)-Δ

对应于图5a和5b中单驱动电压的双驱动电压的例子在图5c，5d中被示出。切换输出电压V_o仅在图中示意性地表示。

图6示出了图1中功率转换器的变型方案，其中来自电源4的驱动电压信号V_s路径被用于携带作为弱电压幅度信号的PMA输入电压V_i1和V_i2。在所示的例子中，输入信号V_i1和V_i2在加法块39中被叠加在电源驱动信号上，之后在PMA内被提取。

输入信号V_i1和V_i2原理上还可以通过技术人员已知的任何已知调制方案经由空口传送。优选地，输入信号是数字的，这根据实施在PMA或是PMT中需要数字发送器和接收器。来自计算机网络或ADSL/xDSL通信系统的方法可以优选地被利用，以实现所有信道间的这个单线连接。

本发明的该实施例可以优选地被用于汽车应用或多信道系统中。

图7a-c示出了带有一个PMA 1的图1中系统的仿真，其中使用COM技术并具有包含工作在双电源的一个切换支线(switching leg)的单端PMA。

图7a示出了比较器输入信号，V_mod，图7b示出了来自切换级的差分功率输出，V_p。图7c示出了具有依据图5d的信号形状的驱动电压的两部分，V_s，和V_d。图7c进一步示出了PMA输出滤波器的输出电压V_o。

从图7a中可以看出，比较器输入信号V_mod随驱动电压幅度而变化，这对于COM调制是典型的。这意味着PMA中恒定的功率级增益，并且因为比率V_o/V_mod是个恒量而产生非常高的电源供应抑制比。

此外，图7b示出了依据本发明的脉冲幅度宽度调制PAWM的特征。注意，在PAWM中，占空系数几乎是恒定的。这是由于近乎理想的幅度调制的优势。当由同一电源操作多个PAM时，在输出信号的一个周期上看，技术人员将发现，在一些或所有PMA中可发生占空系数变化。

图7c中的PMA输出信号V_O包括由幅度调制后的信号和脉冲宽度调制后的信号所提供的低频率信号。此外，该电压信号包括由PMA脉冲宽度调制所提供的高频率信号余量。高频率信号分量幅度较之于传统两级PWM更低(并与调制指数成比例)，这可从图9中看出，图9表示具有恒定双驱动电压的、来自现有技术功率转换器的信号。

图8中示出了图2中的系统作为带有两个PMA的多信道系统的仿真。来自PMA 1和1’中切换功率级7的输出信号V_p1和V_p2在图8a和图8b中被示出。低通滤波后的输出V_o1和V_o2，以及驱动电压的两部分V_s和V_d在图8c中被示出。

本发明的另一优选实施例在图10中被示出，说明了一种PAM系统，其中PMA基于数字PCM-PWM调制器40，并且其中控制系统41被应用于PMA。控制系统41可以优选地是PEDEC控制系统，如本申请人的国际公开号为WO98/44626的专利中所述，其在此引入作为参考。这种系统能够获得高的PSRR。其它高的PSRR反馈系统可被应用于基于数字调制的PMA。

另一优选实施例是一种PAM调制技术，其中电源输出电压被PMA峰值输出电压控制到定义的时间窗内的固定电压电平。由此获得电源输出电压V_d的峰值检测调制。这种电压源控制的结果在图11中进行说明。V_d还是来自电源2的驱动电压，V_o是来自解调滤波器9的输出电压。有利地，该峰值信号检测可以从量控制信息中导出，该信息在任何时间决定最大输出电压，并且因此决定最大所需电源电平。因此，系统包含用于提供该信息到电压源2的装置。

再一优选实施例是一种PAM调制技术，其中电源输出电压被PMA峰值输出电压(未被示出)控制。电源电压将降低，直到峰值检测增加电源电压。

本发明可以有利地在任何给定功率转换系统中实施，诸如AC-AC、DC-DC、DC-AC、AC-DC或上述的任何组合，优选地在DC-AC高精度音频功率转换系统中实施，其中功率级元件工作于“开”或“关”状态。

Claims

1.一种功率转换系统，包括：

至少一个脉冲调制放大器(PMA)(1)，包括脉冲调制器(4、5、6；40)，用于基于参考输入(V_i)生成脉冲调制后的信号(V_pulse)；被设置用于放大所述脉冲调制后的信号的切换功率级(7)；以及被设置用于补偿电源电压变化的控制系统(6；40)，以及

为每个放大器提供驱动电压(V_s，V_d)的电压源(2)，

其特征在于

所述电压源(2)被提供有所述输入参考(V_i)，并被设置用于提供跟踪所述输入参考(V_i)的放大后的绝对值的第一驱动电压分量(V_d)。

2.依据权利要求1的功率转换器，其中所述脉冲调制器(4，5，6；40)是脉冲宽度调制器。

3.依据权利要求2的功率转换系统，其中所述脉冲调制器是COM调制器(4，5，6)。

4.依据权利要求2的功率转换系统，其中所述脉冲调制器是数字PCM-PWM调制器(40)，并且其中所述控制系统是被设置用于获得高PSRR的PEDEC控制系统(41)。

5.依据权利要求1至4的功率转换系统，其中所述第一驱动电压分量(V_d)等于k*|V_i|+Δ，其中k为常量，Δ为固定净空。

6.依据权利要求5的功率转换系统，其中所述电压源(2)以这样的方式被设置，使得当电源必须提供具有负dV/dt的驱动电压(V_d)时，净空Δ增加。

7.依据权利要求1的功率转换系统，其中所述第一驱动电压分量(V_d)被所述PMA的输出信号(V_o)的峰值检测控制，所述峰值检测优选地由被提供给所述电压源(2)的量控制信息生成。

8.依据前述权利要求中任一项的功率转换系统，其中所述驱动电压(V_d)具有由所述输入参考(V_i)控制的音乐信号的最大和最小dV/dt值。

9.依据前述权利要求中任一项的功率转换系统，其中所述电压源(2)还被设置用于提供等于所述第一分量(V_d)的倒数的第二驱动电压分量(V_s)。

10.依据权利要求9的功率转换系统，其中所述第一和第二驱动电压分量(V_s，V_d)具有由所述输入参考(V_i)控制的音乐信号的最大和最小dV/dt值。

11.依据前述权利要求中任一项的功率转换系统，其中所述电压源包含电流吸收装置(26，31)。

12.依据前述权利要求中任一项的功率转换系统，其中所述输入参考(V_i)被叠加在所述驱动电压(V_s，V_d)上，所述驱动电压被连接至所述放大器(s)(1)。

13.依据权利要求1-12之一的功率转换系统，还包括被连接至所述切换级(7)的低通滤波器(8)。

14.依据权利要求1-12之一的功率转换系统，直接被连接至动态电变换器。

15.依据前述权利要求中任一项的功率转换系统，其中每个脉冲调制放大器(1)被实施为D类型功率放大器。