CN210224977U - 光伏并网逆变器 - Google Patents
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Abstract
本实用新型实施例提供一种光伏并网逆变器，连接于光伏并网电路，包括：用于控制所述光伏并网电路工作状态的驱动模块；采样模块；主控模块，根据采样模块检测到的电压产生和输出PWM控制信号和SPWM控制信号以驱动所述驱动模块调节光伏并网电路的电压；变压模块，用于变换光伏并网电路的母线电压和并网电压，变压模块包括：三级升压DC‑DC变换器，用于对母线端的电压进行升压；全桥DC‑AC变换器，用于将三级升压DC‑DC变换器输出的高压直流电转化为工频交流电。本实用新型实施例通过设置三级升压DC‑DC变换器，对母线端的电压进行三级升压，升压过程更加平滑稳定，确保了光伏逆变器的安全性，降低了变压器上的铁耗和铜耗，减小变压器负担、降低变压器损耗。
Description
技术领域
本实用新型实施例涉及光伏发电控制技术领域，特别是涉及一种光伏并网逆变器。
背景技术
化石能源的使用，对环境造成大量的污染，为了保证人类的正常生存与社会的持续发展，急需寻找一种无污染、可持续的新能源，太阳能在众多新能源之中，具有静态发电、容易获取、存储量巨大等优势，是最可能在未来大规模应用的新能源之一，所以，太阳能发电正成为各国研究的热点。现阶段太阳能发电的主流方式为光伏发电，光伏发电中利用逆变器可以直接把单个光伏组件的输出直流电逆变成并网所要求的交流电，但是逆变器需要输出 350V以上的交流电，升压倍数大，因此变压器的负担大、损耗大。
实用新型内容
本实用新型实施例要解决的技术问题在于，提供一种光伏并网逆变器，减小变压器负担、降低变压器损耗。
为解决上述技术问题，本实用新型实施例采用以下技术方案：一种光伏并网逆变器，连接于光伏并网电路，包括：
产生驱动信号以控制所述光伏并网电路工作状态的驱动模块；
采样模块，分别设置于所述光伏并网逆变器的母线端和并网端，用于检测光伏并网逆变器的母线端和并网端的电压；
主控模块，两端分别连接所述采样模块和所述驱动模块，用于根据采样模块检测到的电压产生和输出PWM控制信号和SPWM控制信号以驱动所述驱动模块调节所述光伏并网电路的电压；
变压模块，两端分别连接所述主控模块和所述驱动模块，用于变换光伏并网电路的母线电压和并网电压；
其中，所述变压模块包括：
三级升压DC-DC变换器，用于对光伏并网逆变器的母线端的电压进行升压；
全桥DC-AC变换器，用于将三级升压DC-DC变换器输出的高压直流电转化为工频交流电。
进一步地，所述三级升压DC-DC变换器包括：
Boost升压电路，与所述光伏并网逆变器的母线端相连，用于对输入所述三级升压DC-DC 变换器的母线电压进行第一级升压；
变压器，与所述Boost升压电路相连，用于对进行第一级升压后的电压进行第二级升压；以及
倍压整流电路，与所述变压器相连，用于对经第二级升压的电压进行第三级升压。
进一步地，所述全桥DC-AC变换器包括：
全桥逆变电路，由四个参数相同的MOSFET功率开关管组成；
LC串联滤波电路。
进一步地，所述驱动模块包括：
DC-DC变换器驱动电路，用于将主控模块输出的PWM控制信号放大以满足三级升压DC- DC变换器的MOSFET的驱动要求；
DC-AC变换器驱动电路，用于将主控模块输出的SPWM控制信号放大以满足全桥DC-AC 变换器的MOSFET的驱动要求。
进一步地，所述采样模块包括：
DC-DC变换器输出电压检测电路，用于将所述三级升压DC-DC变换器输出的电压采集处理后传入主控模块；
DC-AC变换器输出电压检测电路，用于将所述全桥DC-AC变换器输出的电压采集处理后传入主控模块；以及
电网电压采样电路，用于检测光伏并网逆变器的母线端和并网端的电压及生成与市电同频同相的过零方波信号。
进一步地，所述主控模块包括：具有多个接口的STM32芯片，所述STM32芯片的一端与所述驱动模块相连，另一端与所述变压模块相连以获得所述母线端和并网端的电压值后输出控制信号给所述驱动模块；以及
用于支持STM32芯片正常工作的STM32芯片外围电路。
进一步地，所述主控模块还包括：
与所述STM32芯片对应接口连接的显示屏单元，用于与STM32芯片进行人机交互。
进一步地，所述光伏并网逆变器还包括用于在电路处于异常情况时发出停止信号以使主控模块停止输出对应的控制信号的保护电路，所述保护电路包括：
过流保护子电路；和
过欠压保护子电路。
进一步地，所述光伏并网逆变器还包括连接于所述采样模块和主控模块之间以将采样模块采样获得的模拟信号转换为数字信号的模数转换电路。
采用上述技术方案，本实用新型实施例至少具有以下有益效果：本实用新型实施例通过设置三级升压DC-DC变换器，对光伏并网逆变器的母线端的电压进行三级升压，每一级升压倍数较小，不但减小了电路中器件的应力，也使升压过程更加平滑稳定，确保了光伏逆变器的安全性，而且通过使用三级升压减小了变压器所需的升压倍数，降低了变压器上的铁耗和铜耗，减小变压器负担、降低变压器损耗。
附图说明
图1是本实用新型光伏并网逆变器的一个可选实施例的原理方框图。
图2是本实用新型光伏并网逆变器的一个可选实施例的变压模块的电路图。
图3是本实用新型光伏并网逆变器的一个可选实施例的DC-DC变换器驱动电路的电路图。
图4是本实用新型光伏并网逆变器的一个可选实施例的DC-AC变换器驱动电路的电路图。
图5是本实用新型光伏并网逆变器的一个可选实施例的DC-DC变换器输出电压检测电路的电路图。
图6是本实用新型光伏并网逆变器的一个可选实施例的DC-AC变换器输出电压检测电路的电路图。
图7是本实用新型光伏并网逆变器的一个可选实施例的电网电压采样电路的电路图。
图8是本实用新型光伏并网逆变器的一个可选实施例的STM32芯片的引脚图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本实用新型作进一步详细说明。应当理解，以下的示意性实施例及说明仅用来解释本实用新型，并不作为对本实用新型的限定，而且，在不冲突的情况下，本实用新型中的实施例及实施例中的特征可以相互结合。
如图1所示，本实用新型一个可选实施例提供一种光伏并网逆变器，连接于光伏并网电路，包括：
产生驱动信号以控制所述光伏并网电路工作状态的驱动模块5；
采样模块1，分别设置于所述光伏并网逆变器的母线端和并网端，用于检测光伏并网逆变器的母线端和并网端的电压；
主控模块3，所述主控模块3的一端与所述采样模块1连接，另一端与所述驱动模块5连接，用于根据采样模块1发送的电压驱动所述驱动模块5调节所述光伏并网电路的电压；
变压模块7，所述变压模块7的一端与所述主控模块3连接，另一端与所述驱动模块5连接，用于变换光伏并网电路的母线电压和并网电压；
其中，所述变压模块7包括：
三级升压DC-DC变换器70，用于对光伏并网逆变器的母线端的电压进行升压；
全桥DC-AC变换器72，用于将三级升压DC-DC变换器70输出的高压直流电转化为工频交流电。
本实施例通过设置三级升压DC-DC变换器70，对光伏并网逆变器的母线端的电压进行三级升压，每一级升压倍数较小，不但减小了电路中器件的应力，也使升压过程更加平滑稳定，确保了光伏逆变器的安全性，而且通过使用三级升压减小了变压器所需的升压倍数，降低了变压器上的铁耗和铜耗，减小变压器负担、降低变压器损耗。
在本实用新型另一个可选实施例中，如图2所示，所述三级升压DC-DC变换器包括：
Boost升压电路，与所述光伏并网逆变器的母线端相连，用于对输入所述三级升压DC-DC 变换器70的母线电压进行第一级升压；
变压器，与所述Boost升压电路相连，用于对进行第一级升压后的电压进行第二级升压；以及
倍压整流电路，与所述变压器相连，用于对经第二级升压的电压进行第三级升压。
在实际运行时，为减小变压器负担、降低变压器损耗，所以限制了变压器的升压倍数，但DC-DC变换器输入端接太阳能蓄电池，输入电压低，而输出要达到350V以上，升压倍数大，因而采用三级升压结构。Boost升压电路是一种较为成熟可靠的升压电路，一般多应用于非隔离型光伏逆变器中，本实用新型为在确保电气隔离情况下提升逆变器的效率，将使用Boost电路作为DC-DC变换器的第一级升压制作隔离型光伏逆变器，其电路结构如图2 所示。理论上当Boost升压电路开关管的导通占空比无限接近于1时可以使电压上升到任意倍数，但实际工作中开关管的导通占空比超过0.88后电路将失去升压作用，而工作中导通占空比一般不超过0.85，所以只依靠Boost升压电路和变压器升压还不能使DC-DC变换器输出电压满足要求。为了使DC-DC变换器输出电压满足要求，在变压器次级处接入倍压整流电路，该电路主要由电容与二极管组成，利用了二极管的单相导通特性与电容的滤波和存储功能，其电路结构如图2所示。本实施例通过设置Boost升压电路、变压器、倍压整流电路组成三级升压，可以对光伏并网逆变器的母线端的电压进行有效升压。
结合图2所示可知，DC-DC变换器的第一级升压由两个Boost电路并联而成，通过控制开关管MOS 1和MOS 2进行放大倍数的调节；第二级升压为变压器，输入为Boost电路交替产生高频交流电，其升压倍数为固定值；第三级升压为倍压整流电路，将变压器输出电压放大一倍，且对输出滤波。三者的放大倍数相乘即为DC-DC变换器总的放大倍数。DC-DC变换器的一个完整工作周期可以分为以下四个阶段。
阶段(1)开关管MOS 1与开关管MOS2同时导通，电感L1与L2充能，电流上升，此时，电感电流即对应的开关管电流，该阶段内，变压器停止工作，由电容C1，C2及C3为负载供电。
阶段(2)开关管MOS 1导通，开关管MOS2关断，电感L1充能，电流上升，电感L2 放电，电流下降，此时，开关管MOS 1电流为电感L1与电感L2电流的和，该阶段内，变压器工作，次级线圈电压上正下负，二极管D2导通，次级线圈为电容C2充电，由电容C1， C2及C3为负载供电。
阶段(3)开关管MOS 1与开关管MOS2再次同时导通，电感L1与L2充能，电流上升，此时，电感电流即对应的开关管电流，该阶段内，变压器停止工作，由电容C1，C2及 C3为负载供电。
阶段(4)开关管MOS 1关断，开关管MOS2导通，电感L1放电，电流下降，电感L2 充能，电流上升，此时，开关管MOS2电流为电感L1与电感L2电流的和，该阶段内，变压器工作，次级线圈电压上负下正，二极管D1导通，次级线圈为电容C1充电，由电容C1， C2及C3为负载供电。
三级升压DC-DC变换器主要优点有：(1)电路为三级升压，每一级升压倍数较小，不但减小了电路中器件的应力，也使升压过程更加平滑稳定。(2)电路不仅实现了输入与输出之间的隔离，确保了光伏逆变器的安全性，而且通过使用Boost电路和倍压电路减小了变压器所需的升压倍数，降低了变压器上的铁耗和铜耗。(3)开关管MOS 1和MOS2一个关断时，另一个一定处于导通状态，关断的开关管电流可以经导通的开关管继续流通，这样电流便不会对关断的开关管造成冲击，通过这种工作方式可以减小损耗、增加开关管工作寿命。
在本实用新型另一个可选实施例中，如图2所示，所述全桥DC-AC变换器72包括：
全桥逆变电路，由四个参数相同的开关管组成；
LC串联滤波电路。
在具体实施时，全桥逆变电路由四个参数相同开关管组成，可将其分为一对对称的桥臂，开关管MOS 1与开关管MOS4为一组桥臂，开关管MOS2与开关管MOS3为另一组桥臂，通过控制程序，使MOS 1与MOS4同时导通关断，MOS2与MOS3同时导通关断，在一个完整的工作周期中，两桥臂各导通半个周期，前半个周期中，MOS 1与MOS4导通，MOS2与 MOS3关断，此时输出电压Vout上正下负；后半个周期中，MOS2与MOS3导通，MOS 1与MOS4 关断，此时输出电压Vout上负下正，使得输出电压为交流电压。全桥逆变电路的控制方式主要选用脉冲宽度调制，由于调制本身的特性决定了逆变电路输出中有较多的高次谐波分量，高次谐波分量会影响输出交流电的品质，因而需要在输出侧加入低通滤波器，以达到消除高次谐波，使光伏逆变器输出高品质交流电的目的，在如图2所示的实施例中，选用LC低通滤波器，LC低通滤波器是电感L与电容C串联而成的电路，从采用的元器件上分析，电感L 对低频信号阻碍小，对高频信号阻碍大；电容C对低频信号衰减小，对高频信号衰减大，因此该电路容易通过低频信号。电流具有短路的特性，通过对电感和电容两者参数的选择，使滤波器通过相应频率的谐波时发生串联谐振，形成低阻抗，该类谐波全部流入滤波器，以达到滤波的效果。本实施例通过设置全桥逆变电路和LC滤波电路实现将高压直流电转化工频交流电。
在本实用新型另一个可选实施例中，所述驱动模块包括：
DC-DC变换器驱动电路，用于将主控模块输出的PWM控制信号放大以满足三级升压DC- DC变换器70的MOSFET的驱动要求，其电路结构如图3所示；
DC-AC变换器驱动电路，用于将主控模块输出的SPWM控制信号放大以满足全桥DC-AC 变换器72的MOSFET的驱动要求，其电路结构如图4所示。
在一个具体实施例中，所述三级升压DC-DC变换器70采用型号为FQP33N10L的MOSFET，其驱动电压为6V-20V，而控制器输出的PWM信号电压值为3.3V，因而需要通过电路将控制信号放大以满足MOSFET驱动要求。可采用ISO7420芯片，表1示出了 ISO7420芯片的引脚功能表。
表1 ISO7420芯片的引脚功能表
| 引脚编号 | 名称 | 功能 | 引脚编号 | 名称 | 功能 |
| 1 | VCC1 | 输入电源端 | 8 | VCC2 | 输出电源端 |
| 2 | INA | 输入通道端口1 | 7 | OUTA | 输出通道端口1 |
| 3 | INB | 输入通道端口2 | 6 | OUTB | 输出通道端口2 |
| 4 | GND1 | 公共端(接地) | 5 | GND2 | 公共端(接地) |
ISO7420芯片能提供符合UL标准的长达1分钟且高达2500VRMS的电流隔离高达2500VMS的电流隔离。数字隔离器有两个隔离通道，每个隔离通道都有一个逻辑输入和输出缓冲器，由二氧化硅(SiO2)绝缘屏障隔开。这些器件与隔离电源配合使用，可防止数据总线或其他电路上的噪声电流进入本地接地，从而干扰或损坏敏感电路。
DC-DC变换器驱动电路还采用UCC27324D电压调节芯片与IS07420光电隔离芯片相配合。表2示出了UCC27324D电压调节芯片的引脚功能表。
表2 UCC27324D引脚功能表
| 引脚编号 | 名称 | 功能 | 引脚编号 | 名称 | 功能 |
| 1 | NC | 空 | 8 | NC | 空 |
| 2 | INA | 输入通道端口1 | 7 | OUTA | 输出通道端口1 |
| 3 | GND | 公共端(接地) | 6 | VDD | 电源端口 |
| 4 | INB | 输入通道端口2 | 5 | OUB | 输出通道端口2 |
DC-DC变换器驱动电路先由光电隔离芯片对变压器两侧电路进行隔离处理，隔离芯片输入信号PWM1和PWM2为高电平时，对应的输出端OUTA与OUTB的信号为高电平，输出信号电压幅值为5V，然后将输出的电压信号输入电压调节芯片，调节芯片输入端INA和 INB的信号为高电平时，对应的输出信号DRV1与DRV2为高电平，信号经过芯片调节后，输出电压信号幅值由5V提高到12V，最后，将放大后的控制信号输入MOSFET的栅极使 MOSFET导通。
在具体实施时，全桥DC-AC变换器72可采用型号为FCP 11N60的MOSFET，其驱动电压为7V-30V，因而也需要通过电路将控制信号放大后再对MOSFET进行控制，但全桥逆变电路中有两个MOSFET的源极不与功率主电路的地连接，因此，对这两个MOSFET，驱动电路不仅要将控制信号的电压放大，而且要使MOSFET的栅极与源极之间产生可以使其导通的电压差。
DC-AC变换器驱动电路采用UCC27211 DAA高频高低侧驱动芯片，对于全桥逆变电路中源极与功率主电路的地连接在一起的MOSFET，由芯片低侧驱动，当输入信号SPWM 一为高电平时，对应的输出信号DRV-L为高电平，且控制信号经过芯片调节后，电压幅值由3.3V上升至12V，满足MOSFET导通条件，对于源极未与功率主电路的地连接在一起的 MOSFET，由芯片的高侧驱动，通过HO端输出控制信号给栅极，芯片HS端与MOSFET的源极连接，通过电容C2的充放电使MOSFET的栅极与源极之间产生电压差，使MOSFET 达到导通条件。以上电路只可以驱动一个高侧MOSFET与一个低侧MOSFET，而全桥逆变电路中高低侧MOSFET各有两个，对应的需要两组驱动电路才能完全实现对全桥逆变电路的驱动。
UCC27211驱动器的性能得到了显著提升。峰值输出上拉和下拉电流已经被提高至4A拉电流和4A灌电流，并且上拉和下拉电阻已经被减小至0.9Ω，因此可以在MOSFET的米勒效应平台转换期间用尽可能小的开关损耗来驱动大功率MOSFET。现在，输入结构能够直接处理-10VDC，这提高了稳健耐用性，并且无需使用整流二极管即可实现与栅极驱动变压器的直接对接。这些输入与电源电压无关，并且具有20V的最大额定值。
UCC27211的开关节点(HS引脚)最高可处理-18V电压，从而保护高侧通道不受寄生电感和杂散电容所固有的负电压影响，从而使得到模拟或数字脉宽调制(PWM)控制器接口的抗扰度得到了增强。低侧和高侧栅极驱动器是独立控制的，并在彼此的接通和关断之间实现了2ns的延迟匹配。由于在芯片上集成了一个额定电压为120V的自举二极管，因此无需采用外部分立式二极管。高侧和低侧驱动器均配有欠压锁定功能，可提供对称的导通和关断行为，并且能够在驱动电压低于指定阈值时将输出强制为低电平。可通过独立输入驱动两个采用高侧/低侧配置的N沟道金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，最大引导电压120V直流，4A吸收，4A源输出电流，0.9Ω上拉和下拉电阻，输入引脚能够耐受-10V至 20V的电压，并且与电源电压范围无关，8V至17V VDD运行范围(绝对最大值20V)， 7.2ns上升时间和5.5ns下降时间(采用1000pF负载时)，短暂传播延迟时间(典型值 18ns)，2ns延迟匹配，用于高侧和低侧驱动器的对称欠压锁定功能。
在本实用新型再一个可选实施例中，所述采样模块包括：
DC-DC变换器输出电压检测电路，用于将所述三级升压DC-DC变换器70输出的电压采集处理后传入主控模块3，其电路结构如图5所示；
DC-AC变换器输出电压检测电路，用于将所述全桥DC-AC变换器72输出的电压采集处理后传入主控模块3，其电路结构如图6所示；以及
电网电压采样电路，用于检测光伏并网逆变器的母线端和并网端的电压及生成与市电同频同相的过零方波信号，其电路结构如图7所示。
在具体实施时，DC-DC变换器输出电压为高压直流电，考虑输出电压纹波一般在输出电压的10％左右，则输出电压范围约为315V-385V左右，为了实现DC-DC变换器电路的闭环控制，需要将输出电压采集处理后传入控制器，通过算法调节PWM控制信号，稳定输出电压，而本文所采用的控制器最大输入电压值为3.6V，因此需要将电压调节到控制可承受的范围并且对高压信号电路与低压信号电路进行隔离处理。
DC-DC变换器输出电压检测电路采用OPA2171运算放大器对高压信号电路与低压信号电路进行隔离。表3示出了OPA171运算放大器的引脚功能表。
表3 OPA171运算放大器的引脚功能表
DC-DC变换器输出电压检测电路采用OPA2171运算放大器对高压信号电路与低压信号电路进行隔离时，电路先通过四个475kΩ的大电阻与一个15kΩ的小电阻对DC-DC变换器输出电压进行分压，分压所得电压再经过小电容稳压后输入运算放大器的同相输入端，最后将运算放大器处理得到的信号导入控制器。己知输出电压的最大值，结合分压电阻R1-R10的阻值大小可知运算放大器的输出电压最大值约为3.03V,满足设计要求。OPA171是36V单电源低噪声运算放大器，能够在2.7V(±1.35V)至36V(±18V)的电源电压范围内运行。该器件采用微型封装，并且具有低偏移、低漂移、低带宽以及低静态电流特性。单通道、双通道和四通道版本均具有相同的技术规格，可最大程度地提高设计灵活性。大多数运算放大器仅有一个指定的电源电压，OPA171则有所不同，其可在2.7V至36V电压范围内可额定运行。超过电源轨的输入信号并不会导致反相。OPA171与高达300pF的电容性负载搭配使用时可保持稳定。输入信号可在负电源轨以下100mV到正电源轨以上2V范围内保持正常运行。该器件可在正电源轨之上100mV轨到轨满输入电压下运行，但在正电源轨2V范围内运行时会降低性能。
DC-AC变换器输出电压为220V正弦波交流电，220V交流电的幅值范围为-311V-311V，交流电过零点变化，为了将其转化为0V-3.6V的低压直流信号，此处需要采用附加偏置电压的方法。在具体实施时，可以采用TL072运算放大器，表4示出了TL072运算放大器引脚功能表。
表4 TL072运算放大器引脚功能表
| 引脚编号 | 名称 | 功能 | 引脚编号 | 名称 | 功能 |
| 1 | 1OUT | 输出通道端口1 | 8 | VCC+ | 电源端口 |
| 2 | 1IN- | -输入通道端口1 | 7 | 2OUT | 输出通道端口2 |
| 3 | 1IN+ | +输入通道端口1 | 6 | 2IN- | -输入通道端口2 |
| 4 | VCC- | 公共端口接地 | 5 | 2IN+ | +输入通道端口2 |
DC-AC变换器输出电压检测电路先采用四个475kΩ大电阻与一个7.5kΩ小电阻进行分压得到-1.22V-1.22V的电压，然后将分压所得电压与TL072运算放大器同相输入端附加的1.65V 偏置电压叠加得到运算放大器输入电压，最后经过运算放大器处理得到输入控制器的电压，其范围约为0.43V-2.87V，满足设计要求。TL072运算放大器在单片集成电路中集成了匹配良好的高压JFET和双极晶体管，这些器件具有高压摆率、低输入偏置和失调电流以及低失调电压温度系数。TL07x系列的低谐波失真和低噪声等特性使其非常适合用于高保真和音频前置放大器应用。TL072器件具有失调引脚以支持外部输入失调校正。低功耗，宽共模和差分电压范围，低输入偏置和失调电流，输出短路保护，低总谐波失真：0.003％(典型值)，低噪声优点。
在具体实施时，所述电网电压采样电路运算放大器均采用TI公司的TL072CP型运算放大器。在光伏系统并网时，电压前馈补偿需要用到电网电压幅值，而要生成与电网电压同频同相的参考电流，需要对电网电压相位过零点进行捕获，因此，设计了电网电压采样电路，此分电路主要完成电网电压的采样及生成与市电同频同相的过零方波信号。电网端的AC+和AC一口分别经过四个串联起来的200kΩ电阻输入到TL072CP运放的输入端，这样可以把较大的电压信号转化成数量级较小电压信号，这样才能满足主控芯片端口电压范围。采样得到的电网电压信号仍为交流信号，需要变成直流信号才能被主控芯片处理，因此在TL072运放的正输入端口并联一个+1.5V的基准电压，这样就可以把一采样到的交流电压信号的基准由0抬高到+1.5V，从而变成直流信号。采样关系表达式为:UAC+1.5＝4.7/800(UAC+-UAC-)+1.5，然后此直流偏置信号通过U2B模块与+1.5V进行比较，就可以得到与电网电压同频同相的方波信号，最后经过三极管Q1进行电平转换，使方波信号的上升沿对应电网电压的上升沿过零点，最终得到的方波信号送入到DSP的eCAP 端口，进行过零点捕获，从而使软件实现数字锁相。由公式得到的电压信号经过U4A电压跟随器电路，把信号无衰减的传送到DSP的ADC端口进行数据处理。
在本实用新型再一个可选实施例中，所述主控模块3包括：具有多个接口的STM32芯片30，STM32芯片30的引脚图如图8所示，所述STM32芯片30的一端与所述驱动模块 5相连，另一端与所述变压模块7相连以获得所述母线端和并网端的电压值后输出控制信号给所述驱动模块7；以及
用于支持STM32芯片30正常工作的STM32芯片外围电路。本实施例通过在主控模块3内设置STM32芯片30以及支持STM32芯片30正常工作的STM32芯片外围电路，驱动所述驱动模块5调节所述光伏并网电路的电压。
在本实用新型再一个可选实施例中，所述主控模块3还包括：与所述STM32芯片对应接口连接的显示屏单元32，用于与STM32芯片30进行人机交互。本实施例通过在主控模块3内设置显示屏单元32，与STM32芯片30进行人机交互。
在本实用新型再一个可选实施例中，所述光伏并网逆变器还包括用于在电路处于异常情况时发出停止信号以使主控模块停止输出对应的控制信号的保护电路，所述保护电路包括：
过流保护子电路；和
过欠压保护子电路。
在本实施例中，为了确保系统的正常运行，有必要设计一个保护电路。引入保护电路以在电路处于过电压或过电流等异常情况时停止MOSFET功率开关管工作。在充电模式中，转换器负载是电池，其以恒定的平均电流充电以防止过充电和充电。电压必须有一个极限值，因此该模式下的保护电路应具有以下功能：输出过流保护；输出过压保护；输入过压保护。在放电模式中，转换器负载是耗散电阻负载，电源是电池。为防止电池过放电，保护电路应具有以下功能：输入欠压保护；输出过压保护；输出过流保护。本实施例通过提供过流保护子电路和过欠压保护子电路，当电路发生异常时，保护电路能快捷、有效地工作，可以阻止驱动信号以确保电路的安全。
在本实用新型再一个可选实施例中，所述光伏并网逆变器还包括连接于所述采样模块和主控模块之间以将采样模块采样获得的模拟信号转换为数字信号的模数转换电路。通过设计模数转换电路，可以使得采样电路选用范围更广，并能和主控模块很好地兼容。
上面结合附图对本实用新型的实施例进行了描述，但是本实用新型并不局限于上述的具体实施方式，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本实用新型的启示下，在不脱离本实用新型宗旨和权利要求所保护的范围情况下，还可做出很多形式，这些均属于本实用新型的保护范围之内。
Claims (9)
1.一种光伏并网逆变器，连接于光伏并网电路，包括产生驱动信号以控制所述光伏并网电路工作状态的驱动模块，其特征在于，所述光伏并网逆变器还包括：
采样模块，分别设置于所述光伏并网逆变器的母线端和并网端，用于检测光伏并网逆变器的母线端和并网端的电压；
主控模块，两端分别连接所述采样模块和所述驱动模块，用于根据采样模块检测到的电压产生和输出PWM控制信号和SPWM控制信号以驱动所述驱动模块调节所述光伏并网电路的电压；
变压模块，两端分别连接所述主控模块和所述驱动模块，用于变换光伏并网电路的母线电压和并网电压；
其中，所述变压模块包括：
三级升压DC-DC变换器，用于对光伏并网逆变器的母线端的电压进行升压；
全桥DC-AC变换器，用于将三级升压DC-DC变换器输出的高压直流电转化为工频交流电。
2.如权利要求1所述的光伏并网逆变器，其特征在于，所述三级升压DC-DC变换器包括：Boost升压电路，与所述光伏并网逆变器的母线端相连，用于对输入所述三级升压DC-DC变换器的母线电压进行第一级升压；
变压器，与所述Boost升压电路相连，用于对进行第一级升压后的电压进行第二级升压；以及
倍压整流电路，与所述变压器相连，用于对经第二级升压的电压进行第三级升压。
3.如权利要求1所述的光伏并网逆变器，其特征在于，所述全桥DC-AC变换器包括：
全桥逆变电路，由四个参数相同的MOSFET功率开关管组成；
LC串联滤波电路。
4.如权利要求1所述的光伏并网逆变器，其特征在于，所述驱动模块包括：
DC-DC变换器驱动电路，用于将主控模块输出的PWM控制信号放大以满足三级升压DC-DC变换器的MOSFET的驱动要求；
DC-AC变换器驱动电路，用于将主控模块输出的SPWM控制信号放大以满足全桥DC-AC变换器的MOSFET的驱动要求。
5.如权利要求1所述的光伏并网逆变器，其特征在于，所述采样模块包括：
DC-DC变换器输出电压检测电路，用于将所述三级升压DC-DC变换器输出的电压采集处理后传入主控模块；
DC-AC变换器输出电压检测电路，用于将所述全桥DC-AC变换器输出的电压采集处理后传入主控模块；以及
电网电压采样电路，用于检测光伏并网逆变器的母线端和并网端的电压及生成与市电同频同相的过零方波信号。
6.如权利要求1所述的光伏并网逆变器，其特征在于，所述主控模块包括：具有多个接口的STM32芯片，所述STM32芯片的一端与所述驱动模块相连，另一端与所述变压模块相连以获得所述母线端和并网端的电压值后输出控制信号给所述驱动模块；以及
用于支持STM32芯片正常工作的STM32芯片外围电路。
7.如权利要求6所述的光伏并网逆变器，其特征在于，所述主控模块还包括：
与所述STM32芯片对应接口连接的显示屏单元，用于与STM32芯片进行人机交互。
8.如权利要求1所述的光伏并网逆变器，其特征在于，所述光伏并网逆变器还包括用于在电路处于异常情况时发出停止信号以使主控模块停止输出对应的控制信号的保护电路，所述保护电路包括：
过流保护子电路；和
过欠压保护子电路。
9.如权利要求1所述的光伏并网逆变器，其特征在于，所述光伏并网逆变器还包括连接于所述采样模块和主控模块之间以将采样模块采样获得的模拟信号转换为数字信号的模数转换电路。
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