CN1477783A - 高效率的功率放大器系统及产生高效率放大输出的方法 - Google Patents

Abstract

本发明的高效率的功率放大器系统，是通过动态改变放大器的操作电压让输出效率得到提升，也即让操作电压根据所欲放大的输入小信号进行动态改变，以最小化供应给放大器的操作电压，来避免无谓的功率消耗。

Description

高效率的功率放大器系统及产生高效率放大输出的方法

技术领域

本发明涉及一种功率放大器及其产生高效率放大输出的方法，尤其涉及一种高效率的功率放大器装置及其产生高效率放大输出的方法。

背景技术

众所周知，放大器为一种能将所接收的输入信号，根据放大器所定义的增益，将接收信号加以放大的一种组件。例如，一电压放大器能将所接收的10V电压，根据放大器的增益(假设为两倍)放大成20V输出。另一方面，放大器应能够通过设计而将输出的电压拉到一特定值，也即，一电压放大器应能产生一个与操作电压同等大小的输出电压，例如，对一个具有操作电压15V，和电压增益为3的电压放大器而言，只要输入不大于5V，均能产生意欲的输出。假如此电压放大器收到一个6V的输入，应会输出一18V的电压，然而，因为18V的输出超过放大器的最大输出，因此此电压放大器将不会输出此电压给负载。

当说一放大器具有最佳的工作表现，即是指此放大器所能输出的最大电压，十分接近此放大器的操作电压。换句话说，一操作电压为15V的放大器，当所产生的输出电压越接近15V，工作效率越好。然而，对一个具有15V输出的放大器而言，其输出电压通常远低于15V的工作电压，因为该操作电压必须高于输出电压的最大尖端值。例如，对一个具有15V操作电压，和电压增益为3的放大器而言，其最大输入电压值(尖端值)应为5V，但通常是在1至3V间。

图1所示为一现有交流弦波放大器系统的概略图，其中电源电路101将外部输入的交流或直流电源转换成放大器电路102所需的操作电压，而放大器电路102将小信号源103所输入的弦波信号做电压或电流放大。参阅图2，假设此放大器电路102为一B类放大器，其余A类、AB类或其它类型的放大器也可如此分析。首先由图1的电源电路101产生正电压源(+V)与负电压源(-V)，供此放大器电路102(B类放大器)作为操作电压，其中晶体管Q₁负责在T₁时间区间内的信号放大，而晶体管Q₂负责在T₂时间区间内的信号放大，其中晶体管Q₁，Q₂工作于线性区。

如图3所示，小信号源103将所欲放大的小信号输入放大器电路102，以输出欲得的弦波，但电源电路101所提供的正电压源(+V)与负电压源(-V)需大于此输出弦波的尖端值(V_p值)，因所输出的放大的信号V_R也为弦波，如下所示：

V_R＝V_P×sin(2πft)

因此其输出效率会随着弦波的变化而改变，一般而言其输出效率最大是在其尖端值，因此如图1所示的现有交流弦波放大器系统，十分缺乏效率。另一方面，晶体管Q₁，Q₂的V_ce也会随着输出的放大信号而变化，而晶体管消耗功率(power dissipation)如下式所示：

power dissipation＝V_ce×I_c    (1)

其中V_ce为晶体管集极射极间电压，而I_c为流过此晶体管电流。根据方程式(1)，其中晶体管Q₁，Q₂的V_ce，与流过晶体管Q₁，Q₂的电流分别为：

V_ce(Q₁)＝V-V_P×sin(2πft)

V_ce(Q₂)＝V+V_P×sin(2πft) $I_c\left(Q_1\right)=V_p\×\sin \left(2\mathrm{\πft}\right)/R$ 常sin(2πft)＞0

I_c(Q₁)＝0  當sin(2πft)＜0 $I_c\left(Q_2\right)=V_p\×\sin \left(2\mathrm{\πft}\right)/R$ 當sin(2πft)＜0

I_c(Q₂)＝0  當sin(2πft)＞0

根据方程式(1)，输出端晶体管消耗功率(power dissipation)如下式所示：

power dissipation＝V_ce(Q₁)×I_c(Q₁)+V_ce(Q₂)×I_c(Q₂)

根据上式计算现有线性放大器效率约为30％至70％。

因此，如何解决此现有放大器固有的低效率就成为现今工程师急于解决的问题，现有技术中曾提出一种解决方法如图4所示，图标为一现有使用模拟数字转换的放大器系统概略图，其中电源电路401将外部输入的交流或直流电源转换成模拟—数字转换放大器电路402所需的操作电压，小信号源403提供欲放大的弦波，输入的小信号弦波通过模拟—数字转换放大器电路402放大成脉冲宽度可变的数字信号，其中此模拟—数字转换放大器电路402，由一脉冲宽度调制产生器404所输出的脉冲宽度调制信号所控制。再经晶体管开关405做切换后，经输出的滤波器L与电容器C回路，即可还原成与输入小信号同相的放大信号。然而，虽然此种结构的输出效率较高，但输出端需有一电感值很大的LC滤波，且此LC滤波器会消耗很大的功率。因此，对于一种能提供高效率输出的放大器系统有一急迫性的需求。

发明内容

鉴于上述的发明背景中，现有的放大器系统，由于操作电压需兼顾尖端值，往往使得输出效率不能达到最佳状况。且即使能以模拟转数字的方法，达到输出效率的提升，然而在输出端，却需要以一大电感值的LC滤波器将数字信号还原成模拟输出，且此LC滤波器会消耗很大的功率，更使得产品体积无法缩小。因此本发明即是针对上述的缺点，提出—放大器系统架构，来解决现有输出功率太低，且又需大体积的缺点。

一般而言，线性放大器的输出效率可通过动态改变放大器的操作电压而得到提升，也即，让操作电压根据所欲放大的输入模拟小信号进行动态改变。此策略的主要目的，是将供应给放大器的操作电压最小化，来避免无谓的功率消耗，换句话说，此放大器的操作电压是随着输入的模拟信号大小而改变，当在输入信号的尖端值时，此时的操作电压供给会在最大值。

根据上述的描述，本发明的主要目的即是提供一具有动态改变操作电压的放大器系统，用以接收模拟信号输入，同时产生一相对的放大模拟信号输出。

本发明的另一目的在于提供一种放大器系统，让各式各样的信号都能通过此系统作放大，且能避免无谓的功率消耗。

本发明的次要目的在于提供一种放大器系统结构，此放大器系统的结构，不仅能兼顾尖端值电压的问题，且其输出效率不会因为尖端值的问题而下降。

根据上述的目的，本发明的高效率的功率放大器系统包括一整流电路、两组切换电路、一直流转交流电路、一弦波信号产生和逻辑控制电路、一脉冲宽度调制及相位信号产生电路、一反馈电路和一线性放大电路。其中整流电路、切换电路和直流转交流电路组成本发明放大器系统的电源电路。

本发明的脉冲宽度调制及相位信号产生电路会产生一组脉冲宽度调制信号，这些信号会控制切换电路与直流转交流电路将外部输入的交流或直流电源转换成放大器电路所需的动态操作电压，而放大器电路会将弦波信号产生和逻辑控制电路所产生的小信号源放大输出。而反馈电路会将放大电路的动态操作电压信号反馈给脉冲宽度调制及相位信号产生电路，做PWM波的调制，以确保此动态操作电压随时依小信号波形做变动。且因本发明系统的切换电路与直流转交流电路，是使用脉冲宽度调制(PWM)信号来进行控制，让所提供的操作电压会随着输入模拟信号进行动态改变，如此在进行放大输入信号时可获得最大的输出效率。

本发明提供的一种高效率功率放大器系统，至少包含：一信号源，用以产生同步的弦波参考信号与输入信号；一脉冲宽度调制产生器，接收一直流参考电位并根据该直流参考电位产生第一脉冲宽度调制信号，同时根据该弦波参考信号，产生第二脉冲宽度调制信号，及一逻辑控制信号；一电源电路，用以接收输入电源，并根据该第一脉冲宽度调制信号将该输入电源转换成一对稳定直流电压源，同时根据该第二脉冲宽度调制信号及该逻辑控制信号，将这对稳定直流电压源转换成与该弦波参考信号同相的类弦波电压；一反馈电路，接收该电源电路的类弦波电压，并产生第一反馈信号，其中该第一反馈信号会被送至该脉冲宽度调制产生器，来与该弦波参考信号进行比较，以产生第二脉冲宽度调制信号送至该电源电路以对该类弦波电压进行微调，同时该反馈电路也接收这对稳定直流电压源，并产生第二反馈信号送至该脉冲宽度调制产生器，用以与该直流参考电位进行比较以产生第一脉冲宽度调制信号，送至该电源电路来对这对稳定直流电压源进行微调；以及一放大器电路，接收该类弦波电压作为操作电压源，并将该输入信号放大输出。

所述的高效率功率放大器系统，其中所述该放大器电路，可为A类、B类放大器或AB类放大器电路。

所述的高效率功率放大器系统，其中所述的类弦波电压相位与该弦波参考信号同相。

所述的高效率功率放大器系统，其中所述该电源电路，用以接收该第一及第二脉冲宽度调制信号，及逻辑控制信号，以输出类弦波电压，至少包括：一整流电路，接收一交流市电，将该交流市电整流成直流输出电压；第一切换电路，接收该直流输出电压，并根据该所接收的第一脉冲宽度调制信号转换该直流输出电压为第三脉冲宽度调制信号，并送至输出端；一变压器，调整该第三脉冲宽度调制信号为所需的大小；以及一直流转交流电路，接收该调整后的第三脉冲宽度调制信号，并将之转换成一对稳定直流电压源，然后根据该逻辑控制信号及该第二脉冲宽度调制信号将这对稳定直流电压源转换成类弦波信号的电压输出，其中该类弦波信号与该参考弦波信号同相。

所述的高效率功率放大器系统，还包括：一备用直流电压源，作为该交流市电断路时的备用电源；以及第二切换电路，接收该备用直流电压源的输出电压，并根据该所接收的第一脉冲宽度调制信号转换该备用直流电压源的输出电压为第四脉冲宽度调制信号，并送至输出端。

所述的高效率功率放大器系统，其中所述的第二切换电路，在该交流市电断路时，才会开始工作。

所述的高效率功率放大器系统，其中当交流市电断路时，会激活该备用直流电压源，此时第二切换电路会根据该第一脉冲宽度调制信号调制该备用直流电压源的输出电压为第四脉冲宽度调制信号，并送至输出端，接着变压器会调整该第四脉冲宽度调制信号为所需的大小，并传送至该直流转交流电路将之转换成一对稳定直流电压源后，并根据该逻辑控制信号及该第二脉冲宽度调制信号将这对稳定直流电压源转换成类弦波信号的电压输出，其中该类弦波信号与该参考弦波信号同相。

所述的高效率功率放大器系统，其中上述直流转交流电路还包括：第一二极管，其中该第一二极管用以让该调整后的第三或第四脉冲宽度调制信号的正电压通过，以于输出端产生一稳定直流正电压；第二二极管，其中该第二二极管用以让该调整后的第三或第四脉冲宽度调制信号的负电压通过，以于输出端产生一稳定直流负电压；第一切换开关，连接该第一二极管，其中该第一切换开关会根据该该逻辑控制信号及该第二脉冲宽度调制信号做切换以输出正电压半波信号；以及第二切换开关，连接该第二二极管，其中该第二切换开关会根据该该逻辑控制信号及该第二脉冲宽度调制信号做切换以输出负电压半波信号，其中该负电压半波信号与该正电压半波信号的相位差180度，因此在该第一与第二二切换开关的共同输出端会产生一类弦波信号。

所述的高效率功率放大器系统，其中该第一二极管的输出端还被连接至一电容器。

所述的高效率功率放大器系统，其中该第二二极管的输出端还被连接至一电容器。

所述的高效率功率放大器系统，其中该第一与第二切换开关的共同接点还被连接至一电容器。

所述的高效率功率放大器系统，其中所述的第一与第二切换电路可选用返驰式设计、顺向式设计、推挽式设计、半桥式设计或全桥式设计架构。

本发明提供的一种可产生类弦波电压源系统，至少包含：一信号源，用以产生同步的弦波参考信号与输入信号；一脉冲宽度调制产生器，接收一直流参考电位并根据该直流参考电位产生第一脉冲宽度调制信号，同时根据该弦波参考信号，产生第二脉冲宽度调制信号，及一逻辑控制信号；一电源电路，用以接收该第一及第二脉冲宽度调制信号，及逻辑控制信号，以输出类弦波电压，至少包括：一整流电路，接收一交流市电，将该交流市电整流成直流输出电压；

第一切换电路，接收该直流输出电压，并根据该所接收的第一脉冲宽度调制信号转换该直流输出电压为第三脉冲宽度调制信号；一变压器，调整该第三脉冲宽度调制信号为所需的大小；以及一直流转交流电路，接收该调整后的第三脉冲宽度调制信号，并将之转换成一对稳定直流电压源，然后根据该逻辑控制信号和第二脉冲宽度调制信号将这对稳定直流电压源转换成类弦波信号的电压输出，其中该类弦波信号与该参考弦波信号同相；以及一反馈电路，接收该电源电路的类弦波电压，并产生第一反馈信号，其中该第一反馈信号会被送至该脉冲宽度调制产生器，来与该弦波参考信号进行比较以产生第二脉冲宽度调制信号送至该电源电路以对该类弦波电压进行微调，同时该反馈电路也接收这对稳定直流电压源，并产生第二反馈信号送至该脉冲宽度调制产生器，用以与该直流参考电位进行比较以产生第一脉冲宽度调制信号，送至该电源电路来对这对稳定直流电压源进行微调。

所述的可产生类弦波电压源系统，还包括：一备用直流电压源，作为该交流市电断路时的备用电源；以及第二切换电路，接收该备用直流电压源的输出电压，并根据该所接收的第一脉冲宽度调制信号转换该备用直流电压源的输出电压为第四脉冲宽度调制信号。

所述的可产生类弦波电压源系统，其中所述的第二切换电路，在该交流市电断路时，才会开始工作。

所述的可产生类弦波电压源系统，其中当交流市电断路时，会激活该备用直流电压源，此时第二切换电路会根据该第一脉冲宽度调制信号转换该备用直流电压源的输出电压为第四脉冲宽度调制信号，并送至输出端，接着变压器会调整该第四脉冲宽度调制信号为所需的大小，并传送至该直流转交流电路将之转换成一对稳定直流电压源，并根据该逻辑控制信号及该第二脉冲宽度调制信号将这对稳定直流电压源转换成类弦波信号的电压输出，其中该类弦波信号与该参考弦波信号同相。

所述的可产生类弦波电压源系统，其中所述的类弦波输出电压相位与该弦波参考信号同相。

所述的可产生类弦波电压源系统，其中所述的直流转交流电路还包括：

第一二极管，其中该第一二极管用以让该调整后的第三或第四脉冲宽度调制信号的正电压通过，以于输出端产生一稳定直流正电压；

第二二极管，其中该第二二极管用以让该调整后的第三或第四脉冲宽度调制信号的负电压通过，以于输出端产生一稳定直流负电压；

第一切换开关，连接该第一二极管，其中该第一切换开关会根据该该逻辑控制信号及该第二脉冲宽度调制信号做切换以输出正电压半波信号；以及

第二切换开关，连接该第二二极管，其中该第二切换开关会根据该该逻辑控制信号及该第二脉冲宽度调制信号做切换以输出负电压半波信号，其中该负电压半波信号与该正电压半波信号的相位差180度，因此在该第一与第二二切换开关的共同输出端会产生一类弦波信号。

所述的可产生类弦波电压源系统，其中该第一二极管的输出端还被连接至一电容器。

所述的可产生类弦波电压源系统，其中该第二二极管的输出端还被连接至一电容器。

所述的可产生类弦波电压源系统，其中该第一与第二切换开关的共同接点还被连接至一电容器。

所述的可产生类弦波电压源系统，其中所述的第一与第二切换电路可选用返驰式设计、顺向式设计、推挽式设计、半桥式设计或全桥式设计架构。

本发明还提供一种产生高效率放大输出的方法，至少包含：利用一信号源，以产生互相同步的弦波参考信号与输入信号；根据该弦波参考信号，产生第一脉冲宽度调制信号，及一逻辑控制信号，同时利用一直流参考电位产生第二脉冲宽度调制信号；根据该第二脉冲宽度调制信号将交流市电调转换成一对稳定直流电压源；根据该第一脉冲宽度调制信号，及该逻辑控制信号，将该稳定直流电压源转换成与该弦波参考信号同相的类弦波电压；使用该类弦波输出电压，当作放大器电路的工作电压，以将该输入信号放大输出；以及使用一反馈电路，对该稳定直流电压源与类弦波电压进行微调。

所述的使用一反馈电路，对该稳定直流电压源与类弦波电压进行微调的方法，至少包含：反馈该稳定直流电压源与类弦波电压，来分别与该直流参考电位与该弦波参考信号进行比较，以产生第一与第二脉冲宽度调制信号：以及利用该第一与第二脉冲宽度调制信号，对该稳定直流电压源与类弦波电压进行微调。

所述的产生高效率放大输出的方法，其中所述的该放大器电路，可为A类、B类放大器或AB类放大器电路。

所述的产生高效率放大输出的方法，其中所述的类弦波输出电压相位与该弦波参考信号同相。

所述的产生高效率放大输出的方法，其中所述的根据该第二脉冲宽度调制信号将交流市电转换成一对稳定直流电压源，还包括：接收交流市电，并将该交流市电整流成直流输出电压；根据该第二脉冲宽度调制信号转换该直流输出电压为第三脉冲宽度调制信号；以及转换该第三脉冲宽度调制信号为一对稳定直流电压源。

所述的产生高效率放大输出的方法，其中所述的根据该第一脉冲宽度调制信号，及该逻辑控制信号，将这对稳定直流电压源转换成与该弦波参考信号同相的类弦波电压，还包括：让这对稳定直流电压源的正电压通过，以于输出端产生一正电压；让这对稳定直流电压源的负电压通过，以于输出端产生一负电压；以及根据该逻辑控制信号以及该第一脉冲宽度调制信号，让该正电压与该负电压交替输出。

所述的产生高效率放大输出的方法，其中所述的根据该第二脉冲宽度调制信号调制该直流输出电压成为一对稳定直流电压源，可选用返驰式设计、顺向式设计、推挽式设计、半桥式设计或全桥式设计架构。

附图简要说明

下面将结合附图，通过对本发明的较佳实施例的详细描述，将使本发明的技术方案和有益效果显而易见。

附图中，

图1为现有交流弦波放大器系统的概略图；

图2为现有的B类放大器电路图；

图3为现有的放大器操作电压与输出电压间的比较图；

图4为另一种现有交流弦波放大器系统(CLASS D)的概略图；

图5为本发明高效率放大器系统的概略图；

图6为本发明高效率放大器系统的详细方块图；

图7为依据本发明的全桥式切换电路图；

图8为经反馈电路分压后的反馈信号与参考信号比较后，所产生的PWM波与方波控制信号的波形示意图；

图9为直流转交流电路中的各点输出信号的波形示意图；

图10A为根据本发明的B类放大器电路图；

图10B为根据图10A的B类放大器中的各点输出信号的波形示意图。

具体实施方式

在不限制本发明的精神及应用范围之下，以下即以一实施例，介绍本发明的实施方式；本领域的技术人员，在了解本发明的精神后，可应用本发明的结构于各种不同的放大器系统中，通过本发明的电路设计，可将现有因为顾虑尖端值电压，而造成输出效率不佳的缺点改正。同时将传统上为了解决输出效率不佳的缺点，而使用模拟—数字放大器将输入的模拟信号，放大成一数字信号输出，再通过一LC滤波器还原成模拟输出，虽然此方法可提升输出效率，然而却会造成整体体积过大的缺点，本发明也可将此问题一并解决。本发明的应用并不仅限于以下所述的较佳实施例。

一般而言，线性放大器的输出效率可通过动态改变放大器的操作电压而得到提升，也即，让操作电压根据所欲放大的输入模拟小信号进行动态改变。此策略的主要目的，是将供应给放大器的操作电压最小化，来避免无谓的功率消耗，换句话说，此放大器的操作电压是随着输入的模拟讯号大小而改变，当在输入信号的尖端值时，此时的操作电压供给会在最大值。因此本发明即是利用让操作电压随着输入模拟信号进行动态改变，来降低输出级功率组件的功率消耗，以下即以一电压放大器系统的实施例介绍本发明的应用，然而，本发明并不仅限于电压放大器系统。

参考图5，为本发明的高效率的功率放大器系统的概略图，脉冲宽度调制产生器504会产生一脉冲宽度调制(PWM)信号，此信号会控制电源电路501将外部输入的交流或直流电源转换成放大器电路502所需的动态操作电压，而放大器电路502将小信号源503所输入的弦波信号做电压或电流放大，其中放大器电路采用现有的B类放大器，但也可使用A类、AB类或其它类型的放大器。本发明的系统与图1所示的现有功率放大系统最大不同处在于，现有系统的电源电路需将外部输入的交流或直流电源转换成正电压源(+V)与负电压源(-V)，同时供放大器电路(B类放大器)作为操作电压，但本发明系统的电源电路，是使用脉冲宽度调制(PWM)信号来进行控制，让所提供的操作电压会随着输入模拟信号进行动态改变，如此在进行放大输入信号时可获得最大的输出效率。

根据本发明的最佳实施例，小信号源503所输入的弦波信号除了提供至放大电路中进行放大外，另外会输入至脉冲宽度调制产生器504，借以产生一个与输入弦波信号同相的方波信号及一个PWM信号(PWM₂)，然后此方波信号及PWM信号(PWM₂)会被送至电源电路501中做控制信号用。其中此电源电路501首先将外部输入的交流或直流电源转换成直流操作电压，然后另一个PWM信号(PWM₁)会将此直流操作电压切割成近似方波的高频电压信号，而所切割的频率与脉冲宽度可由一反馈电路505控制，至于此高频的方波信号可再经过一变压器与直流转交流电路，调整成放大器电路502所需的动态操作电压，为了使此动态操作电压，能随着小信号源503产生的弦波信号而变动，因此使用一反馈电路505，将此动态操作电压反馈至脉冲宽度调制产生器504与小讯号源503所产生的弦波信号比较，借以产生PWM信号(PWM₂)来调整动态操作电压。也就是说，如果通过反馈电路505反馈后的电压低于弦波参考电压，此时会产生一串PWM信号以补偿此动态操作电压所不足的电压，于是反馈电压信号将沿着弦波电压参考波形的上缘做微幅的波动，换句话说，放大器电路502的动态操作电压将随着放大器弦波输出信号的外缘波动。同理，如果通过反馈电路505反馈后的电压高于弦波参考电压，此时PWM信号不再产生，以使动态操作电压下降。

参考图6，为本发明的高效率的功率放大器系统的详细方块图，包括一整流电路601(rectifier circuit)、两组切换电路602和603(Switch circuit)、一直流转交流电路604(DC to AC circuit)、一弦波信号产生和逻辑控制电路605(sine wave generator and logic control circuit)、一脉冲宽度调制及相位信号产生电路606(Pulse Width Modulator and Phase signal generator)、一反馈电路607(feedback circuit)和一线性放大电路608(1iner amplifier)。其中本发明图5所示的电源电路501由整流电路601、切换电路602、603和直流转交流电路604所组成。图5所示的小信号源503即为弦波信号产生和逻辑控制电路605。图5所示的脉冲宽度调制产生器504即为脉冲宽度调制及相位信号产生电路606。而图5所示的反馈电路505即为图6所示的反馈电路607。图5所示的放大器电路502即为图6所示的线性放大电路608。

根据本发明的高效率的功率放大器系统方块图，本发明包括两组切换电路602和603，其中切换电路603会连接一整流电路601，而切换电路602则直接连接一直流电源作为电压源。整流电路601用以接收交流市电610，并将其整流成直流电源后，提供给切换电路603作为电压源V_i。另一方面，切换电路602的作用与切换电路603相同，其是在当交流市电610无法提供时(例如停电时)，切换电路603便无电压源可供运作，此时会由弦波信号产生和逻辑控制电路605产生一交流市电断路信号，迫使切换电路603停止运作，同时激活切换电路602的功能，使切换电路602取代切换电路603的任务。此时切换电路602由外部提供直流电源作为工作时的电压源，并在接受由脉冲宽度调制及相位信号产生电路606所提供的PWM信号后，于T1变压器的P2线圈产生一对应的PWM信号，通过变压器T1的线圈612被耦合至T1变压器的线圈613与614。值得注意的是，若直流电源是由电池供应时，则切换电路602会包含有充电电路。

切换电路602或603为一现有的交换式电源电路，依据输出功率的大小，切换电路602或603的设计可选用返驰式(Flyback)设计、顺向式(Forward)设计、推挽式(Push-pull)设计、半桥式(Half-bridge)或全桥式(Full-bridge)设计等架构。若以一全桥式的切换电路为例，参阅图7为一典型的全桥式切换电路概略图，此全桥式切换电路各具有二组开关对，分别为由半导体开关701与702所组成的开关对，和由半导体开关703与704所组成的开关对，用以控制能量的储存与传送方向，这些开关可以用半导体组件，如双极性晶体管BJT、MOS晶体管、GTO或二极管Diode等组合而成。由脉冲宽度调制及相位信号产生电路606(如图6所示)所提供的脉冲宽度调制(PWM)信号来控制此两组开关对，使得由半导体开关701与702所组成的开关对，和半导体开关703与704所组成的开关对可交替闭合。当半导体开关701与702闭合时，变压器初级线圈705(Primary Winding)两端的电压V_p会与输入电压V_i相等，并耦合至次级线圈706与707(Secondary Winding)后，通过二极管708与709的整流，可在V_o1处得到一正电压脉冲输出，而V_o2处此时无输出。当半导体开关703与704闭合时，变压器初级线圈705(Primary Winding)两端的电压V_p＝-V_i，并耦合至次级线圈706与707(Secondary Winding)后，通过二极管708与709的整流，可在V_o2处得到一负电压脉冲输出，而V_o1处此时无输出。于是通过由脉冲宽度调制及相位信号产生电路606提供的脉冲宽度调制(PWM)信号，使得此两组开关对，分别由半导体开关701与702所组成的开关对，和半导体开关703与704所组成的开关对，可交替闭合后，便可在V_o1处得到一振幅经过调整后的正电压脉冲宽度调制信号，而在V_o2处得到一振幅经过调整后的负电压脉冲宽度调制信号。因此，很明显的输入电压V_i，通过脉冲宽度调制及相位信号产生电路606所提供的PWM信号将此直流输入电压V_i切割成近似方波的高频电压信号，并输出至输出端中，因此输出端电压V_o1与V_o2的频率与脉冲宽度将相等于由脉冲宽度调制及相位信号产生电路606所提供的PWM波的频率与宽度。

其中上述各个电路所使用的PWM信号是由脉冲宽度调制及相位信号产生电路606所提供，其主要作用是产生PWM信号F₁与F₂来分别作为切换电路602与切换电路603的PWM信号源，与产生一个相位控制方波信号F₃及一个PWM信号F₄作为直流转交流电路604的开关信号源。在脉冲宽度调制及相位信号产生电路606内部有两组运算放大器电路(OPA1与OPA2)被设计成比较器来使用。由弦波信号产生和逻辑控制电路605所提供的正弦波802作为比较器OPA1的参考信号源，值得注意的是，此正弦波参考信号802可由外部输入信号来担任，也可由振荡器产生，或中央处理器(CPU)产生与输入电源或外部输入信号同步的正弦波参考信号802，以本发明的较佳实施例是由CPU所产生，且所产生的正弦波参考信号802也提供线性放大电路作为放大信号之用，而此参考信号802，会与反馈电路607所传送回来的信号进行比较，其中此反馈信号会先通过反馈电路607，将反馈信号调整成适合此比较器电位所使用的电位。而直流转交流电路604中，其直流信号621与622经反馈电路607后，会产生反馈信号803，此反馈信号803会被送至比较器OPA2，来与另一直流参考电位V_ref做比较。

以本发明而言，由直流转交流电路604所输出的是一个类弦波电压输出，为了让此输出信号能随着正弦波参考信号802变动，会将输出信号反馈至脉冲宽度调制及信号产生电路606中的比较器OPA1的输入端，以控制输出的PWM脉冲F₄，达到电压补偿的目的。根据上述，此类弦波电压输出会通过反馈电路607，进行分压将反馈信号降压，再送入脉冲宽度调制及信号产生电路606的OPA1，与由CPU所产生的正弦波参考信号802进行比较。

参阅图8，假设此时类弦波电压信号619通过反馈电路607分压后的反馈信号为信号801，而CPU所产生的参考正弦波信号802，由图中可知，在周期T₁内，由反馈电路607反馈后的电压信号801低于参考正弦波信号802，此时会将PWM波F₄的脉冲宽度调宽以补偿输出所下降的电压。而在周期T₂内，由反馈电路607反馈后的电压信号801高于参考正弦波信号802，此时会将PWM波F₄的脉冲宽度调窄，以本例而言在周期T₂内，由于信号801均高于参考正弦波信号802，因此并不输出PWM波，以补偿输出所上升的电压。

另外，变压器T1上的线圈613与614分别输出正电压与负电压的PWM信号，经过二极管615，电容器617，和二极管616，电容器618整流后，则分别输出稳定直流正电压621与稳定直流负电压622，将此稳定直流正电压621与稳定直流负电压622送至反馈电路607分压后，产生一反馈信号803，再将此反馈信号803送入脉冲宽度调制及信号产生电路606的OPA2与参考电压V_ref比较，一旦反馈信号803的电压低于V_ref，脉冲宽度调制及信号产生电路606便会产生PWM信号F₁与F₂，来补偿直流正电压621与直流负电压622所不足的电压。若反馈信号803的电压高于V_ref，则脉冲宽度调制及信号产生电路606便不会产生PWM信号F₁与F₂输出，则直流正电压621与直流负电压622便会下降。通过相位控制方波信号F₃及PWM信号F₄，对半导体开关SW₁与SW₂的控制，直流正电压621与直流负电压622便对电容623不断地进行充放电以产生类弦波信号619(quasi-sine wave)。

根据上述描述可知，通过此反馈信号801在脉冲宽度调制及信号产生电路606中，与参考正弦波信号802的比较，此微调动作会持续不断地进行，而由于参考正弦波信号802的波形为弦波，于是反馈信号源在不断微调下便成了与参考信号源弦波波形相似却含有失真与噪声的类正弦波交流信号(quasi-sinewave)。而直流转交流电路604中的直流正电压621与直流负电压622的直流信号，经反馈电路607产生一反馈信号803，被送至脉冲宽度调制及信号产生电路606的OPA2与参考电压V_ref比较后，产生的PWM信号F₁与F₂则被使用来分别作为切换电路602与切换电路603的PWM信号源，此时于切换电路602或于切换电路603中，根据此PWM波所切割的输出电压，会在T1变压器的线圈613与614中产生调整后的PWM电压，由于此处的电压是根据PWM信号F₁与F₂所切割的电压信号，而PWM信号F₁与F₂则是由反馈信号803与参考电压V_ref比较后所产生，因此送入直流转交流电路604整流后会分别输出稳定直流正电压621与稳定直流负电压622，也即，反馈信号803的作用是产生一稳定直流正电压621与稳定直流负电压622输出。

而另一方面，根据参考正弦波信号802产生的方波信号F₃与PWM信号F₄则做为直流转交流电路604的开关控制信号源，其中在参考正弦波信号802的正半周上产生的正方波信号F₃(V_SW1)与PWM信号F₄是负责切换SW1的控制信号，当F₃(V_SW1)在高电位时，PWM信号F₄控制SW1的导通。而在参考正弦波信号802的负半周上产生的正方波信号F₃(V_SW2)与PWM信号F₄是负责切换SW2的控制信号，当F₃(V_SW2)在高电位时，PWM信号F₄控制SW2的导通。

直流转交流电路604为将直流转换成交流信号输出，其作用是将T1变压器线圈613与614中具有与输入PWM波F₁与F₂同频率与宽度的直流信号转换成与弦波信号产生和逻辑控制电路605所产生的参考正弦波信号同相位的类正弦波交流信号(quasi-sine wave signal)。此电路会将T1变压器线圈613与614上的PWM波形，由二极管615与616，和电容617与618滤成稳定直流正电压621与稳定直流负电压622输出，请参阅图9，为各部分的电压波形比较图，由于二极管615与616的排列关系，因此使得二极管615仅有正电压通过，而二极管616仅可通过负电压，通过二极管615与616，和电容617与618，不断重复充电与放电的过程，所产生稳定直流正电压621与稳定直流负电压622输出，其输出信号是稍微带有电压涟波的正、负稳定电压。

请参阅图9所示的波形图，而由脉冲宽度调制及信号产生电路606所送出的方波信号F₃及PWM信号F₄作为直流转交流电路604的开关控制信号源，用来负责SW1与SW2切换控制，其中根据图8中的参考正弦波信号802的正半周上产生的正方波信号F₃(V_SW1)及PWM信号F₄是负责切换SW1的控制信号，而在参考正弦波信号802的负半周上产生的正方波信号F₃(V_SW2)及PWM信号F₄是负责切换SW2的控制信号。通过F₃(V_SW1)与F₃(V_SW2)及PWM信号F₄对切换开关SW1与SW2状态的精确控制，如于F₃(V_SW1)在高电压且有PWM信号F₄通过时，切换开关SW1关闭，输出端电压由直流正电压621供给。相似的，当F₃(V_SW2)在高电压且有PWM信号F₄通过时，切换开关SW2关闭，输出端电压由直流负电压622供给，通过电容623不断地充放电，且在反馈信号801与参考正弦波信号802不断地比较之下，可在输出端得到与参考正弦波信号802信号同相位，且波形为类正弦波交流信号(quasi-sine wave signal)的输出电压619。

直流正电压621通过切换开关SW1及直流负电压622通过切换开关SW2对电容623不断重复充电与放电的过程，所产生出的信号与正弦波信号相比，含有相当程度的失真与噪声，于是称此波形为类正弦波交流信号(quasi-sinewave signal)，虽不适合作为直接输出用，但以此类正弦波电压619作为线性放大电路608的操作电压源却为线性放大电路带来突破性的发展。

线性放大电路608的设计可选用A类、B类或AB类放大器等架构。此线性放大电路608是以直流转交流电路604的输出电压619作为操作电源，也即线性放大电路608的操作电源的波形与直流转交流电路604的输出端电压619一模一样，然后将来自弦波信号产生和逻辑控制电路605所产生的正弦波参考信号802做线性放大，最后便得到与正弦波参考信号802同相位的大信号正弦波620。因为大信号正弦波620与直流转交流电路604的输出端电压619都与正弦波参考信号802同相位，故大信号正弦波620与直流转交流电路604的输出端电压619同相位，而直流转交流电路604的输出端电压是通过反馈信号801与正弦波参考信号802比较后连续不断微调而得出，因此其波形为类正弦波交流信号，大信号正弦波620则为正弦波参考信号802的放大信号，所以直流转交流电路604的输出端电压619与大信号正弦波620的波形及振幅相当接近，二者电压差几乎维持在一个相当小的定值。换句话说，本发明中直流转交流电路604的输出电压619是随着输入的正弦波参考信号802波形而改变，也即，随着大信号正弦波620而改变，当在大信号正弦波620的尖端值时，此时直流转交流电路604的输出电压619供给会在最大值。因此本发明供给放大电路608的操作电压，即直流转交流电路604的输出电压619，会随着大信号正弦波620进行动态改变，且本发明的放大电路608，在进行操作时，其操作电压同时供应在放大器电路的两侧，如此一来放大电路输出端功率开关组件的导通损失便相当的低，同时放大电路608输出端功率开关组件所需要的耐压也相当的低，不仅电路的可靠度大大提升了，对于组件的选用也能有更多的选择，组件与散热器的成本更将大幅降低。

请参阅图10A，为本发明放大电路608的放大图，假设此放大器电路608为一B类放大器，其余A类、AB类或其它类型的放大器也可如此分析。首先类弦波电压619会供给此放大器电路608(B类放大器)作为操作电压，正弦波参考信号802被输入至放大电路608中，以输出欲得的弦波(大信号正弦波620)。参考图lOB，本发明的类弦波电压619，会供应给此放大器电路608的llO端，作为端电压源V₁，同时也供应给此放大器电路608的120端，作为端电压源V₂，其电压波形如图10B所示。当进行操作时，晶体管Q₁负责将正弦波参考信号802正半周信号放大，而晶体管Q₂负责将正弦波参考信号802负半周信号放大，其中晶体管Q₁，Q₂工作于线性区，而其中端电压源V_l与端电压源V₂会随着输出的大信号正弦波620而改变。

针对上述的分析，输出级晶体管的耐压与损耗分别为，当晶体管Q₁导通时，其集极一射极端电压： $V_{\mathrm{CE}}\left(Q_1\right)=V_1-V_{\mathrm{out}}=\mathrm{\ΔV}\≅0$

其中，V₁为放大器电路608的1lO端电压，而V_out为输出的大信号正弦波620电压，根据上式ΔV可通过电路设计控制到相当小，理想状态下ΔV可为0，也即其集极-射极端电压可几乎为0，因此晶体管Q₁的损耗几乎为0。而此时晶体管Q₂的耐压为 $V_{\mathrm{CE}}\left(Q_2\right)=V_2-V_{\mathrm{out}}=\mathrm{\ΔV}\≅0$

其中，V₂为放大器电路608的120端电压，而V_out为输出的大信号正弦波620电压，根据上式ΔV可通过电路设计控制到相当小，理想状态下ΔV也可为0，所以晶体管Q₂的耐压额定要求也几乎为0，不像其它放大电路的输出级晶体管需要有相当大的电压额定值。

而在晶体管Q₂导通时的情形，晶体管Q₂集极-射极端电压： $V_{\mathrm{CE}}\left(Q_2\right)=V_2-V_{\mathrm{out}}=\mathrm{\ΔV}\≅0$

其中，V₂为放大器电路608的120端电压，而V_out为输出的大信号正弦波620电压，根据上式ΔV可通过电路设计控制到相当小，理想状态下ΔV可为0，也即其集极-射极端电压可几乎为0，因此晶体管Q₂的损耗几乎为0。而此时晶体管Q₁的耐压为 $V_{\mathrm{CE}}\left(Q_1\right)=V_1-V_{\mathrm{out}}=\mathrm{\ΔV}\≅0$

其中，V₁为放大器电路608的110端电压，而V_out为输出的大信号正弦波620电压，根据上式ΔV可通过电路设计控制到相当小，理想状态下ΔV也可为0，所以晶体管Q₁的耐压额定要求也几乎为0。因此，从上述的分析此电路效率可达到相当大值。

事实上，弦波信号产生和逻辑控制电路605所产生的正弦波参考信号802，可由外部输入信号来担任，也可由振荡器产生，或中央处理器(CPU)产生与输入电源或外部输入信号同步的正弦波参考信号802。以本发明的较佳实施例是由CPU所产生，但是实际上各式各样的信号都能通过此系统作放大，电路动作原理与之前的描述都相同，只有信号619、V_l、V₂、反馈信号80l与输出大信号620的波形会跟着参考信号802作变动。

可以理解的是，对于本领域的普通技术人员来说，可以根据本发明的技术方案和技术构思作出其他各种相应的改变和变形，儿所有的这些改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。

Claims (29)

1、一种高效率功率放大器系统，至少包含：

一信号源，用以产生同步的弦波参考信号与输入信号；

一脉冲宽度调制产生器，接收一直流参考电位并根据该直流参考电位产生第一脉冲宽度调制信号，同时根据该弦波参考信号，产生第二脉冲宽度调制信号，及一逻辑控制信号；

一电源电路，用以接收输入电源，并根据该第一脉冲宽度调制信号将该输入电源转换成一对稳定直流电压源，同时根据该第二脉冲宽度调制信号及该逻辑控制信号，将这对稳定直流电压源转换成与该弦波参考信号同相的类弦波电压；

一反馈电路，接收该电源电路的类弦波电压，并产生第一反馈信号，其中该第一反馈信号会被送至该脉冲宽度调制产生器，来与该弦波参考信号进行比较，以产生第二脉冲宽度调制信号送至该电源电路以对该类弦波电压进行微调，同时该反馈电路也接收这对稳定直流电压源，并产生第二反馈信号送至该脉冲宽度调制产生器，用以与该直流参考电位进行比较以产生第一脉冲宽度调制信号，送至该电源电路来对这对稳定直流电压源进行微调；以及

一放大器电路，接收该类弦波电压作为操作电压源，并将该输入信号放大输出。

2、根据权利要求1所述的高效率功率放大器系统，其中所述该放大器电路，可为A类、B类放大器或AB类放大器电路。

3、根据权利要求1所述的高效率功率放大器系统，其中所述的类弦波电压相位与该弦波参考信号同相。

4、根据权利要求1所述的高效率功率放大器系统，其中所述该电源电路，用以接收该第一及第二脉冲宽度调制信号，及逻辑控制信号，以输出类弦波电压，至少包括：

一整流电路，接收一交流市电，将该交流市电整流成直流输出电压；

第一切换电路，接收该直流输出电压，并根据该所接收的第一脉冲宽度调制信号转换该直流输出电压为第三脉冲宽度调制信号，并送至输出端；

一变压器，调整该第三脉冲宽度调制信号为所需的大小；以及

一直流转交流电路，接收该调整后的第三脉冲宽度调制信号，并将之转换成一对稳定直流电压源，然后根据该逻辑控制信号及该第二脉冲宽度调制信号将这对稳定直流电压源转换成类弦波信号的电压输出，其中该类弦波信号与该参考弦波信号同相。

5、根据权利要求4所述的高效率功率放大器系统，还包括：

一备用直流电压源，作为该交流市电断路时的备用电源；以及

第二切换电路，接收该备用直流电压源的输出电压，并根据该所接收的第一脉冲宽度调制信号转换该备用直流电压源的输出电压为第四脉冲宽度调制信号，并送至输出端。

6、根据权利要求5所述的高效率功率放大器系统，其中所述的第二切换电路，在该交流市电断路时，才会开始工作。

7、根据权利要求5所述的高效率功率放大器系统，其中当交流市电断路时，会激活该备用直流电压源，此时第二切换电路会根据该第一脉冲宽度调制信号调制该备用直流电压源的输出电压为第四脉冲宽度调制信号，并送至输出端，接着变压器会调整该第四脉冲宽度调制信号为所需的大小，并传送至该直流转交流电路将之转换成一对稳定直流电压源后，并根据该逻辑控制信号及该第二脉冲宽度调制信号将这对稳定直流电压源转换成类弦波信号的电压输出，其中该类弦波信号与该参考弦波信号同相。

8、根据权利要求4所述的高效率功率放大器系统，其中上述直流转交流电路还包括：

第一二极管，其中该第一二极管用以让该调整后的第三或第四脉冲宽度调制信号的正电压通过，以于输出端产生一稳定直流正电压；

第二二极管，其中该第二二极管用以让该调整后的第三或第四脉冲宽度调制信号的负电压通过，以于输出端产生一稳定直流负电压；

第一切换开关，连接该第一二极管，其中该第一切换开关会根据该该逻辑控制信号及该第二脉冲宽度调制信号做切换以输出正电压半波信号；以及

第二切换开关，连接该第二二极管，其中该第二切换开关会根据该该逻辑控制信号及该第二脉冲宽度调制信号做切换以输出负电压半波信号，其中该负电压半波信号与该正电压半波信号的相位差180度，因此在该第一与第二二切换开关的共同输出端会产生一类弦波信号。

9、根据权利要求8所述的高效率功率放大器系统，其中该第一二极管的输出端还被连接至一电容器。

10、根据权利要求8所述的高效率功率放大器系统，其中该第二二极管的输出端还被连接至一电容器。

11、根据权利要求8所述的高效率功率放大器系统，其中该第一与第二切换开关的共同接点还被连接至一电容器。

12、根据权利要求4所述的高效率功率放大器系统，其中所述的第一与第二切换电路可选用返驰式设计、顺向式设计、推挽式设计、半桥式设计或全桥式设计架构。

13、一种可产生类弦波电压源系统，至少包含：

一信号源，用以产生同步的弦波参考信号与输入信号；

一脉冲宽度调制产生器，接收一直流参考电位并根据该直流参考电位产生第一脉冲宽度调制信号，同时根据该弦波参考信号，产生第二脉冲宽度调制信号，及一逻辑控制信号；

一电源电路，用以接收该第一及第二脉冲宽度调制信号，及逻辑控制信号，以输出类弦波电压，至少包括：

一整流电路，接收一交流市电，将该交流市电整流成直流输出电压；

第一切换电路，接收该直流输出电压，并根据该所接收的第一脉冲宽度调制信号转换该直流输出电压为第三脉冲宽度调制信号；

一变压器，调整该第三脉冲宽度调制信号为所需的大小；以及

一直流转交流电路，接收该调整后的第三脉冲宽度调制信号，并将之转换成一对稳定直流电压源，然后根据该逻辑控制信号和第二脉冲宽度调制信号将这对稳定直流电压源转换成类弦波信号的电压输出，其中该类弦波信号与该参考弦波信号同相；以及

一反馈电路，接收该电源电路的类弦波电压，并产生第一反馈信号，其中该第一反馈信号会被送至该脉冲宽度调制产生器，来与该弦波参考信号进行比较以产生第二脉冲宽度调制信号送至该电源电路以对该类弦波电压进行微调，同时该反馈电路也接收这对稳定直流电压源，并产生第二反馈信号送至该脉冲宽度调制产生器，用以与该直流参考电位进行比较以产生第一脉冲宽度调制信号，送至该电源电路来对这对稳定直流电压源进行微调。

14、根据权利要求13所述的可产生类弦波电压源系统，还包括：

一备用直流电压源，作为该交流市电断路时的备用电源；以及

第二切换电路，接收该备用直流电压源的输出电压，并根据该所接收的第一脉冲宽度调制信号转换该备用直流电压源的输出电压为第四脉冲宽度调制信号。

15、根据权利要求14所述的可产生类弦波电压源系统，其中所述的第二切换电路，在该交流市电断路时，才会开始工作。

16、根据权利要求14所述的可产生类弦波电压源系统，其中当交流市电断路时，会激活该备用直流电压源，此时第二切换电路会根据该第一脉冲宽度调制信号转换该备用直流电压源的输出电压为第四脉冲宽度调制信号，并送至输出端，接着变压器会调整该第四脉冲宽度调制信号为所需的大小，并传送至该直流转交流电路将之转换成一对稳定直流电压源，并根据该逻辑控制信号及该第二脉冲宽度调制信号将这对稳定直流电压源转换成类弦波信号的电压输出，其中该类弦波信号与该参考弦波信号同相。

17、根据权利要求13所述的可产生类弦波电压源系统，其中所述的类弦波输出电压相位与该弦波参考信号同相。

18、根据权利要求13所述的可产生类弦波电压源系统，其中所述的直流转交流电路还包括：

第一二极管，其中该第一二极管用以让该调整后的第三或第四脉冲宽度调制信号的正电压通过，以于输出端产生一稳定直流正电压；

第二二极管，其中该第二二极管用以让该调整后的第三或第四脉冲宽度调制信号的负电压通过，以于输出端产生一稳定直流负电压；

第一切换开关，连接该第一二极管，其中该第一切换开关会根据该该逻辑控制信号及该第二脉冲宽度调制信号做切换以输出正电压半波信号；以及

第二切换开关，连接该第二二极管，其中该第二切换开关会根据该该逻辑控制信号及该第二脉冲宽度调制信号做切换以输出负电压半波信号，其中该负电压半波信号与该正电压半波信号的相位差180度，因此在该第一与第二二切换开关的共同输出端会产生一类弦波信号。

19、根据权利要求18所述的可产生类弦波电压源系统，其中该第一二极管的输出端还被连接至一电容器。

20、根据权利要求18所述的可产生类弦波电压源系统，其中该第二二极管的输出端还被连接至一电容器。

21、根据权利要求18所述的可产生类弦波电压源系统，其中该第一与第二切换开关的共同接点还被连接至一电容器。

22、根据权利要求13所述的可产生类弦波电压源系统，其中所述的第一与第二切换电路可选用返驰式设计、顺向式设计、推挽式设计、半桥式设计或全桥式设计架构。

23、一种产生高效率放大输出的方法，至少包含：

利用一信号源，以产生互相同步的弦波参考信号与输入信号；

根据该弦波参考信号，产生第一脉冲宽度调制信号，及一逻辑控制信号，同时利用一直流参考电位产生第二脉冲宽度调制信号；

根据该第二脉冲宽度调制信号将交流市电调转换成一对稳定直流电压源；

根据该第一脉冲宽度调制信号，及该逻辑控制信号，将该稳定直流电压源转换成与该弦波参考信号同相的类弦波电压；

使用该类弦波输出电压，当作放大器电路的工作电压，以将该输入信号放大输出；以及

使用一反馈电路，对该稳定直流电压源与类弦波电压进行微调。

24、根据权利要求23所述的产生高效率放大输出的方法，其中所述的使用一反馈电路，对该稳定直流电压源与类弦波电压进行微调的方法，至少包含：

反馈该稳定直流电压源与类弦波电压，来分别与该直流参考电位与该弦波参考信号进行比较，以产生第一与第二脉冲宽度调制信号：以及

利用该第一与第二脉冲宽度调制信号，对该稳定直流电压源与类弦波电压进行微调。

25、根据权利要求23所述的产生高效率放大输出的方法，其中所述的该放大器电路，可为A类、B类放大器或AB类放大器电路。

26、根据权利要求23所述的产生高效率放大输出的方法，其中所述的类弦波输出电压相位与该弦波参考信号同相。

27、根据权利要求23所述的产生高效率放大输出的方法，其中所述的根据该第二脉冲宽度调制信号将交流市电转换成一对稳定直流电压源，还包括：

接收交流市电，并将该交流市电整流成直流输出电压；

根据该第二脉冲宽度调制信号转换该直流输出电压为第三脉冲宽度调制信号；以及

转换该第三脉冲宽度调制信号为一对稳定直流电压源。

28、根据权利要求23所述的产生高效率放大输出的方法，其中所述的根据该第一脉冲宽度调制信号，及该逻辑控制信号，将这对稳定直流电压源转换成与该弦波参考信号同相的类弦波电压，还包括：

让这对稳定直流电压源的正电压通过，以于输出端产生一正电压；

让这对稳定直流电压源的负电压通过，以于输出端产生一负电压；以及

根据该逻辑控制信号以及该第一脉冲宽度调制信号，让该正电压与该负电压交替输出。

29、根据权利要求27所述的产生高效率放大输出的方法，其中所述的根据该第二脉冲宽度调制信号调制该直流输出电压成为一对稳定直流电压源，可选用返驰式设计、顺向式设计、推挽式设计、半桥式设计或全桥式设计架构。

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