JP2004088730A - 高効率電力増幅器 - Google Patents

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JP2004088730A JP2003112077A JP2003112077A JP2004088730A JP 2004088730 A JP2004088730 A JP 2004088730A JP 2003112077 A JP2003112077 A JP 2003112077A JP 2003112077 A JP2003112077 A JP 2003112077A JP 2004088730 A JP2004088730 A JP 2004088730A
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Abstract

【課題】供給電圧のレベルを動的に変化させる高効率、増幅器システムを提供する。
【解決手段】電力増幅器(501)の出力をフィードバック回路(505)を介してパルス幅変調信号生成装置(504)へ供給し、その変調出力で増幅器への疑似正弦波電力と共に安定直流電力をチューニングし、高効率の増幅器システムとする。
【選択図】   図5

Description

【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は電力増幅器に関し、さらに詳細には高効率電力増幅器に関する。
【0002】
【従来の技術】
よく知られているように、増幅器は入力より大きな出力を生成するため、入力を受信して特定利得を与える装置である。例えば、電圧増幅器の利得が2の場合、電圧増幅器は10Vの入力を受信し、そして20Vの出力を生成する。増幅器は利得を与えてある一定の値までの出力を生成することができる。例えば、電圧増幅器は増幅器に与えられた動作電圧の値までの出力を生成することができる。即ち、15Vの動作電圧及び利得3の電圧増幅器は、入力が5Vを越えさえしなければ所望出力を生成することができる。もしも電圧増幅器が6Vの入力電圧を受信すると、電圧増幅器はこの電圧増幅器が生成可能な最大値以上の18Vの出力を生成しようとする。従って、電圧増幅器には負荷を所望電圧まで駆動する可能性はない。
【0003】
増幅器がその最大出力に近い出力を生成する場合において増幅器は最も良く作動する。即ち、15Vの動作電圧を有する電圧増幅器は約15Vの出力を生成する場合最も効率的に作動する。ただし、ピーク入力電圧を扱うために15Vの動作電圧(即ち、最大出力)が選択されるので増幅器の一般的な出力はもっと低くなるであろう。例えば、利得3の15V電圧増幅器に対する最大入力電圧(ピーク電圧)は5Vであり、そして標準的な入力電圧は1〜3Vの範囲にある。
【0004】
図1は従来の正弦波増幅器システムの概略図である。電力回路101は供給された受電交流電力又は直流電力を、増幅回路102へ供給する所要動作電圧に変換する。増幅回路102は小信号生成装置103から供給された正弦波信号を受信し、そして増幅回路102の特定利得に基づいて出力を生成する。図2は従来のB級増幅回路102を示す概略図である。A級、AB級又はその他形式の増幅回路等の他の増幅回路には次の分析で説明される同じ方法を使用してもよい。最初に、電力回路101から供給された一対の動作電圧(+V及び−V)によってB級増幅回路102に電力が供給される。トランスジスタQが期間Tの間の受信信号の増幅を担い、またトランスジスタQは期間Tの間の受信信号の増幅を担う。トランスジスタQ及びQはいずれも線形領域で動作する。
【0005】
図3は従来の正弦波増幅器システムの動作をさらに説明する波形図である。増幅回路102が小信号生成装置103から供給された小信号を受信し、特定の利得に基づいて正弦波出力を生成する。電力回路101から供給された一対の動作電圧源(+V及び−V)によって増幅回路102に電力が供給される。図表に描写するように、一般的な最大出力電圧Vは+Vと−Vとの間にあることが必要である。正弦波出力信号Vは次の方程式で表わされる。
【0006】
【数1】
Figure 2004088730
【0007】
従って、出力効率は信号出力波形とともに変化する。増幅回路102はピーク出力電圧Vが現れる時、周期的にピーク効率で動作するのが一般的である。従って、図1に示すような正弦波増幅器システムは非常に非効率的である。他方、出力信号が変化すると、トランスジスタQ及びQのコレクタ電極とエミッタ電極間の電位差(Vce)が変化する。電力消費は次の通りである。
【0008】
【数2】
Figure 2004088730
【0009】
電位差(Vce)はトランスジスタのコレクタ電極とエミッタ電極間の電位差であり、電流Iはコレクタ電極の電流である。次に示す方程式はそれぞれトランスジスタQ及びQの電圧(Vce)及び電流Iを示す。
【0010】
【数3】
Figure 2004088730
【0011】
【数4】
Figure 2004088730
【0012】
【数5】
Figure 2004088730
【0013】
【数6】
Figure 2004088730
【0014】
【数7】
Figure 2004088730
【0015】
【数8】
Figure 2004088730
【0016】
方程式(1)によれば、トランスジスタの電力消費は次の通りである。
【0017】
【数9】
Figure 2004088730
【0018】
【発明が解決しようとする課題】
上記方程式によれば、電力消費は約30%から70%である。
【0019】
それ故、標準的な増幅器に関連する特有の問題は、大きな出力電位をもたらすという好ましいことと、大きな電位のドロップ(降下)によって小さな出力電位をもたらすという好ましからざることの間の矛盾があることである。ひとつの解決法を図4に示す。図4は従来のアナログ−デジタル増幅器システムによる増幅器システムの概略図である。電力回路401は受け取った交流電力又は直流電力を、アナログデジタル増幅回路へ供給される所要動作電圧に変換する。パルス幅変調信号生成装置404によって形成されるPWM信号によって制御されるアナログ−デジタル増幅回路402が、小信号生成装置403から供給された正弦波信号を受信し、パルス幅変調(PWM)波を生成する。その後、PWM波は、半導体スイッチ405を通過し、そしてインダクタL及びコンデンサCを含む濾波器へ送られて、入力正弦波信号と同位相の拡大された出力波を生成する。このようなアナログ−デジタル増幅器システムは高出力効率を達成するだろうが、濾波器には高インダクタンス値のインダクタが必要とされ、それ故、大面積を占有し、かつ電力消費を増大させる。
【0020】
上記説明によれば、従来の増幅器システムでは、ピーク出力を取扱うことが必要とされるため、出力効率の最適化を図ることができない。出力効率が上記のアナログ−デジタル増幅器システムによって向上されるとしても、このアナログ−デジタル増幅器システムにはインダクタL及びコンデンサCから構成され、入力正弦波信号と同位相の拡大出力波を生成する濾波器が必要とされる。このようなアナログ−デジタル増幅器システムは高い出力効率を達成するが、濾波器には高インダクタンス値のインダクタが必要とされ、それ故大面積を占有しかつ電力消費を増大させる。従って、本発明は低出力効率及び大面積占有といった上記欠点を解決する新規の増幅器システム構造を提供する。
【0021】
一般的に、増幅回路の効率は供給電圧レベルを動的に変化させることにより向上可能である。即ち、一組の供給電圧のレベルは入力アナログ信号のレベルの変化に応答して変化する。この方策の目標は増幅回路に供給された電圧を最小化して余分な電力消費を回避することである。言い換えれば、供給電圧のレベルは入力アナログ信号のレベルの変化に応答して変化する。従って、ピーク信号を伝送する必要がある場合、供給電圧はそれぞれ高レベルで供給される。より低レベル信号を伝送する必要がある場合、供給電圧はそれぞれより低いレベルで供給される。供給電圧のレベルを動的に変化させることにより電力消費を最小化する。
【0022】
上記説明によれば、本発明の主な目的は供給電圧のレベルを動的に変化させる増幅器システムを提供することである。
【0023】
本発明の別の目的は、入力アナログ信号を受信し、そして対応する出力アナログ信号を発生する増幅器システムを提供することである。
【0024】
本発明のさらに別の目的は、最小の消費電力で供給電圧のレベルを動的に変化させ、どのような種類の信号をも増幅する増幅器システムを提供することである。
【0025】
本発明のなおさらに別の目的は、いかなる時でも高出力効率を維持しながらピーク入力電圧を取扱可能な増幅器システムを提供することである。
【0026】
【課題を解決するための手段】
これを達成するため、本発明の増幅器システムは整流回路、2つのスイッチング回路、直流−交流変換回路、正弦波生成装置及び論理制御回路、パルス幅変調及び位相信号生成装置回路、フィードバック回路、及び線形増幅回路を含む。整流回路、2つのスイッチング回路及び、直流−交流変換回路は本発明による増幅器システムの電力回路を構成する。
【0027】
パルス幅変調及び位相信号生成装置回路は一連のパルス幅変調(PWM)信号を発生する。これらのPWM信号を用いて、スイッチング回路及び直流−交流変換回路をそれぞれ制御し、受電交流又は直流電力を増幅回路へ供給される動的電力に変換する。増幅回路は正弦波生成装置及び論理制御回路によって発生した入力正弦波を受信し、入力より大きな対応出力正弦波を発生する。フィードバック回路は増幅回路とパルス幅変調及び位相信号生成装置回路を接続する。フィードバック回路は、増幅回路へ供給された動的電力をパルス幅変調及び位相信号生成装置回路へ伝送してPWM信号を変調する。変調PWM信号は、動的電力が確実に入力正弦波と同位相を保持し、かつ入力正弦波の電圧曲線に従うようにする。
【0028】
他方、本発明は入力信号に従って動的電力を生成するため、供給電圧のレベルを動的に変化させることにより増幅回路の効率が著しく向上する。
【0029】
【発明の実施の形態】
本発明の精神及び範囲を制限することなく、本発明において提案された増幅器システムの回路構造をひとつの好ましい実施形態を用いて説明する。当業者は本実施形態を認知することによって、余分な電力消費を回避するため本発明の回路構造をいずれの種類の増幅器システムにも適用することができる。従来の増幅器システムはピーク値出力を取扱う必要があるため、従来の出力効率の最適化を図ることは不可能である。
【0030】
他方、出力効率はアナログ−デジタル増幅器システムを使用することにより通常向上されるが、このアナログ−デジタル増幅器システムでは入力アナログ信号と同位相の対応出力アナログ波を発生するための、インダクタL及びコンデンサCを含む濾波器が必要とされる。このようなアナログ−デジタル増幅器システムは低出力効率の問題を排除するが、濾波器には高インダクタンス値のインダクタが必要とされ、それ故大面積を占有し、電力消費を増大させる。本発明はこの問題をも解決する。本発明の適用は以下の説明に制限されるものではない。
【0031】
増幅回路の効率は供給電圧のレベルを動的に変化させることによって改良されるのが一般的である。即ち、供給電圧のレベルは入力アナログ信号のレベルの変化に応答して変化する。この方策の目標は、増幅回路に供給された電圧を最小化して余分な電力消費を回避することである。言い換えれば、供給電圧のレベルは入力アナログ信号のレベルの変化に応答して変化する。従って、ピーク信号を伝送する必要がある場合、供給電圧はそれぞれ高レベルで供給される。より低レベル信号を伝送する必要がある場合、供給電圧はそれぞれより低いレベルで供給される。従って、本発明は供給電圧レベルのこのような動的変化を使用して電力消費を最小化する。図に示した、本発明の好ましい実施形態の説明では、理解をしやすくするため特定専門用語を使用する。ただし、本発明はそのように選択された特定用語に制限されるものではなく、かつ各特定用語には同様の態様で動作し同様の目的を達成する全ての技術的等価物が含まれるものと本発明は理解されるべきである。他方、増幅器は電圧増幅器として説明されるが、電圧増幅器に制限されるものと解釈されるべきではない。
【0032】
図5は本発明による高効率電力増幅器システムの概略図である。パルス幅変調信号生成装置504がパルス幅変調(PWM)信号を発生する。PWM信号を使用して電力回路501を制御し、受電交流又は直流電力を増幅回路502へ供給される動的電力に変換する。増幅回路502は小信号生成装置503によって発生した入力正弦波を受信し、入力正弦波より大きな対応出力正弦波を発生する。増幅回路502は従来のB級駆動回路である。A級、AB級又は他形式の増幅回路等の他の増幅回路を本発明に使用してもよい。本発明の増幅器システムと、図1に示す従来の増幅器システムとの主たる相違点は、従来の増幅器システムの電力回路が、入力交流電力又は直流電力を、動作電圧として増幅回路へ供給される正の供給電圧(+V)及び負の供給電圧(−V)に変換する必要があることである。しかし、本発明の電力回路501は、PWM信号によって、入力正弦波のレベルの変化に応答して変化する動的電力を発生するように制御される。増幅回路の効率はこのようにして向上される。
【0033】
好ましい実施形態によれば、小信号生成装置503によって発生した正弦波は、増幅回路502へばかりでなく、入力正弦波と同位相の方形信号及びPWM信号(PWM)を発生するパルス幅変調信号生成装置504へも伝送される。その後、方形信号及びPWM信号(PWM)が制御信号として電力回路501へ送信される。電力回路501は交流電力を直流動作電圧に変換する。次に、別のPWM信号(PWM)を使用し直流動作電圧を変調して、変調された高い周波数を有する一連のパルスを形成し、その変調周波数及びパルス幅がフィードバック回路505によって制御されるようにする。その高周波パルスが変圧器及び直流−交流変換回路へ送られ、増幅回路502へ供給される動的電力を発生させる。
【0034】
さらに、フィードバック回路505が増幅回路502とパルス幅変調信号生成装置504を接続し、動的電力が小信号生成装置503によって発生した正弦波とともに確実に変化するようにする。フィードバック回路が動的電力を受電し、パルス幅変調信号生成装置504に用いるフィードバック電圧信号を生成する。次に、フィードバック電圧信号を小信号生成装置503によって発生した正弦波と比較して、動的電力のチューニングに用いるPWM信号(PWM)を生成する。即ち、フィードバック電圧が正弦波電圧より低い場合、PWM信号(PWM)は動的電力を調整するように生成される。フィードバック電圧値の波動は正弦波の波動に応答する。言い換えれば、増幅回路502に供給された動的電力の波動も正弦波の波動に応答する。同様に、フィードバック電圧信号が正弦波電圧より高い場合、PWM信号(PWM)は生成されない。これにより動的電力の電位を低下させる。
【0035】
図6は本発明による高効率増幅器システムの詳細図であり、高効率増幅器システムは整流回路601、2つのスイッチング回路602及び603、直流−交流変換回路604、正弦波生成装置及び論理制御回路605、パルス幅変調(PWM)及び位相信号生成装置回路606、フィードバック回路607及び増幅回路608を含む。図5に示す電力回路501は図6に示すように整流回路601、2つのスイッチング回路602及び603、及び直流−交流変換回路604から構成される。図5に示す小信号生成装置503は図6の正弦波生成装置及び論理制御回路605である。図5に示すパルス幅変調信号生成装置504は図6のパルス幅変調及び位相信号生成装置回路606である。図5に示すフィードバック回路505及び増幅回路502はそれぞれ図6に示すようなフィードバック回路607及び増幅回路608である。
【0036】
本発明の高効率増幅器システムによれば、システムには2つのスイッチング回路602及び603がある。スイッチング回路603は整流回路601へ接続される。スイッチング回路602は直流電力へ接続される。整流回路601は交流電力610を受電し、動作電圧Vとしてスイッチング回路603に供給される直流電力を出力する。他方、スイッチング回路602はスイッチング回路603と同じ機能を有する。交流電力610が不足した場合(外部電力が遮断されたような場合)、スイッチング回路603へは動作電圧は供給されない。この時、正弦波生成装置及び論理制御回路605が交流電力不足信号を発生してスイッチング回路603に作業を停止するよう通知する。他方、正弦波生成装置及び論理制御回路605はスイッチング回路602に機能開始を通知するためのスタート信号を発生する。このようにして、スイッチング回路602がスイッチング回路603に替わって作業の残りを実行する。スイッチング回路602に供給された動作電圧は直流電力60に由来する。この時、スイッチング回路602が、パルス幅変調及び位相信号生成装置回路606によって発生したPWM信号も受信し、変圧器T1のコイルP2に対応するPWM信号を発生する。次に、コイルP2のPWM信号は変圧器T1のコイル613及び614に送信される。直流電力がバッテリセットである場合、スイッチング回路602は充電回路を含む必要があることに留意する必要がある。
【0037】
2つのスイッチング回路602及び603は従来のスイッチング回路設計を使用している。必要な出力電力の大きさによって、スイッチング回路602及び603はフライバック形式、フォアード形式、プッシュプル形式、ハーフブリッジ形式又はフルブリッジ形式として設計される。例えば、図7において、本発明の増幅器システムのスイッチング回路はフルブリッジ形式の設計を使用している。スイッチング回路は2つのスイッチ対から構成される。第1スイッチ対は半導体スイッチ701及び702を含み、第2スイッチ対は半導体スイッチ703及び704から構成される。これによって、エネルギー伝送が2つのスイッチ対によって制御される。これらのスイッチはBJT、MOSトランスジスタ、GTO又はダイオードを含む。
【0038】
パルス幅変調及び位相信号生成装置回路606(図6に示す)によって発生したPWM信号(F又はF)は、2つのスイッチ対を制御するために用いられる。図7において、半導体スイッチ701及び702から構成された第1スイッチ対及び半導体スイッチ703及び704から構成された第2スイッチ対がこのPWM信号により交互にターンオンそしてターンオフされる。半導体スイッチ701及び702がターンオンすると、1次コイルに供給された電圧Vが入力電圧Vに等しくなる。そして、電圧Vが2次コイル706及び707に伝送される。ダイオード708及び709を使用して送信された電圧を整流し、電圧Vo1は正電圧になる。他方、ここで電圧Vo2が0ボルトの値になる。半導体スイッチ703及び704がターンオンすると、1次コイルに供給された電圧Vが負の入力電圧(−V)に等しくなる。次に、電圧Vが2次コイル706及び707に伝送される。ダイオード708及び709を使用して送信された電圧を整流し、電圧Vo2が負電圧になる。ここで、電圧Vo1が0ボルトの値になる。これによって、パルス幅変調及び位相信号生成装置回路606によって発生したPWM信号を使用し2つの対スイッチ、(701、702)及び(703、704)のターンオン及びオフを交互に制御することができる。その結果、電圧Vo1が変調された正のPWM信号を示し、Vo2は変調された負のPWM信号を示す。上記説明によれば、パルス幅変調及び位相信号生成装置回路606によって発生したPWM信号を使用して入力電圧Vを正のPWM信号Vo1及び負のPWM信号Vo2に変換していることは明らかである。従って、電圧Vo1及びVo2の周波数及びパルス波幅は、パルス幅変調及び位相信号生成回路606によって発生したPWM信号の周波数及びパルス波幅に等しい。
【0039】
上記段落で説明したPWM信号はパルス幅変調及び位相信号生成装置回路606によって発生する。パルス幅変調及び位相信号生成装置回路606の主機能はPWM信号F又はFを発生させることである。PWM信号F又はFは2つのスイッチング回路602及び603の制御信号として使用される。同時に、パルス幅変調及び位相信号生成装置回路606は、方形波である位相制御信号F、及びPWM信号Fも発生する。これらの2つの信号F及びFは直流−交流変換回路604の制御信号として使用される。パルス幅変調及び位相信号生成装置回路606には2組の演算増幅回路(OPA1及びOPA2)がある。各演算増幅器は比較器として使用される。正弦波生成装置及び論理制御回路605によって発生した正弦波802は演算増幅器OPA1に用いる基準信号として使用される。基準信号である正弦波802は、本発明の増幅器システムの外部信号源だけでなくその増幅器システム内の発振器又はCPUによっても発生させることができる点に留意されたい。本発明の好ましい実施形態によれば、正弦波802はCPUによって発生される。正弦波802は基準信号として演算増幅器OPA1に供給されるばかりでなく、増幅のため増幅回路608にも供給される。
【0040】
他方、正弦波802は、フィードバック回路607から伝送されたフィードバック信号801との比較のため演算増幅器OPA1に送信される。フィードバック信号801は、演算増幅器OPA1で用いるのに適当な電圧範囲内で振動する変調信号である。直流−交流変換回路604によって発生した直流信号621及び622もフィードバック回路607へ送信され、別のフィードバック信号803を発生する。フィードバック信号803は基準信号Vrefとの比較のため演算増幅器OPA2へ送信される。
【0041】
本発明によれば、直流−交流変換回路604は擬似正弦波信号を出力する。この擬似正弦波信号は、正弦波生成装置及び論理制御回路605によって発生した正弦波802との比較のため、パルス幅変調及び位相信号生成装置回路606の演算増幅器OPA1へ送信され、PWM信号Fを発生する。PWM信号Fは正弦波802の波形に応じて、擬似正弦波信号の波形を調整する。上記説明によれば、擬似正弦波信号は最初にフィードバック回路607へ送信され、そして演算増幅器OPA1に用いる適当な電圧を有する変調信号801が生成される。次に、変調された擬似正弦波信号が正弦波生成装置及び論理制御回路605によって発生した正弦波802と比較される。
【0042】
図8は基準信号とフィードバック信号の比較から生ずるPWM波及び方形波の波形図を示す。擬似正弦波信号619(図6に示す)は最初にフィードバック回路607へ送信され、そして演算増幅器OPA1に用いる適当な電圧を有する変調信号801が生成される。正弦波802は正弦波生成装置及び論理制御回路605によって発生される。図8によれば、期間Tに示すようにフィードバック信号801が正弦波802より低い場合、擬似正弦波信号における電圧降下の補償のため、PWM信号Fのパルス幅は拡大される。言い換えれば、直流−交流変換回路604によって発生される出力電圧の電圧降下に対する補償が行われる。他方、周期Tに示すようにフィードバック信号801が正弦波802より高い場合、PWM信号Fのパルス幅が狭くなり擬似正弦波信号電圧を降下させる、即ち、直流−交流変換回路604によって発生される出力電圧を降下させる。図8によれば、フィードバック信号801が全周期Tの間正弦波802より大きいため、周期TにはPWM信号はもたらされない。
【0043】
他方、変圧器T1のコイル613及び614は正のPWM信号及び負のPWM信号をそれぞれ出力する。ダイオード615及びコンデンサ617が正のPWM信号を整流し、安定した正の直流電圧621を発生する。ダイオード616及びコンデンサ618は負のPWM信号を整流し、安定した負の直流電圧622を発生する。安定な正の直流電圧621及び安定な負の直流電圧622はいずれもフィードバック回路607へ送信され、パルス幅変調及び位相信号生成装置回路606の演算増幅器OPA2に用いる適当な電圧を有するフィードバック信号803を発生する。このフィードバック信号803はパルス幅変調及び位相信号生成装置回路606の演算増幅器OPA2へ送信される。その後、このフィードバック信号803は基準信号Vrefと比較される。フィードバック信号803の電圧が基準信号Vrefの電圧より低い場合、パルス幅変調及び位相信号生成装置回路606がPWM信号F及びFを発生する。これらの2つの信号を使用して安定な正の直流電圧621及び安定な負の直流電圧622における電圧降下を必要な電圧レベルまで補正する。他方、フィードバック信号803の電圧が基準信号Vrefの電圧より高い場合、パルス幅変調及び位相信号生成装置回路606は、PWM信号をなんら発生しない。この状況で、安定な正の直流電圧621及び安定な負の直流電圧622が必要な電圧レベルまで降下する。同時に、パルス幅変調及び位相信号生成装置回路606が位相制御方形波信号F及びPWM信号Fも発生する。これらの2つの信号F及びFを使用して半導体スイッチSW及びスイッチSWの切換状態を制御する。安定な正の直流電圧621及び安定な負の直流電圧622は交互にコンデンサ623を充電し、そして擬似正弦波信号619を発生する。
【0044】
上記説明によれば、擬似正弦波のチューニングプロセスはフィードバック信号801とのパルス幅変調及び位相信号生成装置回路606の正弦波802との比較に基づいて継続的に行われる。比較(又は、基準)信号は正弦波802であるため、チューニングプロセスにより出力信号は擬似正弦波となるが、ノイズ及びひずみをともなう。直流−交流変換回路604の安定な正の直流電圧621及び安定な負の直流電圧622は、フィードバック回路607へ送信されてパルス幅変調及び位相信号生成装置回路606における演算増幅器OPA2に用いるため適当な電圧を有するフィードバック信号803を発生する。フィードバック信号803はパルス幅変調及び位相信号生成装置回路606の演算増幅器OPA2へ送信される。次に、フィードバック信号803が基準信号Vrefと比較されPWM信号F及びFを発生する。PWM信号F及びFは2つのスイッチング回路602及び603の制御信号として使用される。PWM信号F及びFに従って2つのスイッチング回路602及び603によって発生した出力電圧は変圧器T1へ送信され、かつPWM信号F及びFの変調信号である伝送信号がコイル613及び614に生成される。変調されたPWM電圧はフィードバック信号803の基準信号Vrefとの比較によって発生するため、直流−交流変換回路604は安定な正の直流電圧621及び安定な負の直流電圧622を発生する。言い換えれば、フィードバック信号803の主機能は、正の直流電圧621及び負の直流電圧622を安定レベルに保持することである。
【0045】
なお図8において、フィードバック回路607から伝送されたフィードバック信号801との比較のため正弦波802が演算増幅器OPA1へ送信され、位相制御方形波信号F及びPWM信号Fを発生する。これらの2つの信号F及びFを使用して直流−交流変換回路604の半導体スイッチSW及びスイッチSWの切換状態を制御する。正弦波802の正の部分に関連する方形波信号F(VSW1)及びPWM信号Fを使用して半導体スイッチSWの切換状態を制御する。方形波信号F(VSW1)が高い電圧レベルにある場合、半導体スイッチSWの切換状態がPWM信号Fによって制御される。他方、正弦波802の負の部分に関連する方形波信号F(VSW2)及びPWM信号Fを使用して半導体スイッチSWの切換状態を制御する。方形波信号F(VSW2)が高い電圧レベルにある場合、半導体スイッチSWの切換状態がPWM信号Fによって制御される。
【0046】
直流−交流変換回路604を使用して直流信号を受信し、そして交流信号を発生する。これによって、直流−交流変換回路604は、変圧器T1のコイル613及び614から伝送されたPWM信号であり、かつPWM信号F及びFと同じ周波数及びパルス幅を有する直流信号を受信し、そして、正弦波生成装置及び論理制御回路605によって発生した正弦波802と同位相の擬似正弦波信号を発生する。直流−交流変換回路604は2つのダイオード615及び616と2つのコンデンサ617及び618を含む。この回路は変圧器T1のコイル613及び614から伝送されたPWM信号を受信して安定な正の直流電圧621及び安定な負の直流電圧622を発生する。図9は直流−交流変換回路の動作をさらに説明する波形図である。ダイオード615は正電圧だけを伝送することができる。ダイオード616は負電圧だけを伝送することができる。ダイオード615から伝送された正電圧及びダイオード616から伝送された負電圧はコンデンサ617及び618をそれぞれ充電して安定な正の直流電圧621及び安定な負の直流電圧622を出力する。2つの信号出力はリップルをある程度有する。
【0047】
再び図9において、パルス幅変調及び位相信号生成装置回路606によって発生した位相制御方形波信号F及びPWM信号Fを使用して直流−交流変換回路604の半導体スイッチSW及びスイッチSWの切換状態を制御する。図8の正弦波802の正の部分に関連する方形波信号F(VSW1)及びPWM信号Fを使用して半導体スイッチSWの切換状態を制御する。図8の正弦波802の負の部分に関連する方形波信号F(VSW2)及びPWM信号Fを使用して半導体スイッチSWの切換状態を制御する。方形波信号F(VSW1)、F(VSW2)及びPWM信号Fにより半導体スイッチSW及びSWの切換状態が正確に制御される。例えば、方形波信号F(VSW1)が高い電圧レベルにある場合、半導体スイッチSWの切換状態がPWM信号Fによって制御される。それ故、ここでPWM信号Fのパルスが現れたら、半導体スイッチSWがターンオンし、そして正の直流電圧621が出力されてコンデンサ623を充電する。同様に、方形波信号F(VSW2)が高い電圧レベルにある場合、半導体スイッチSWの切換状態がPWM信号Fによって制御される。それ故、PWM信号Fのパルスが現れたならば、半導体スイッチSWがターンオンし、かつ負の直流電圧622が出力されてコンデンサ623を充電する。他方、擬似正弦波信号619のチューニングプロセスはフィードバック信号801のパルス幅変調及び位相信号生成装置回路606の正弦波802との比較に基づいて継続的に行われる。比較(又は、基準)信号は正弦波802であるため、チューニングプロセスにより信号出力は擬似正弦波619となるが、ある程度のノイズ及びひずみをともなう。擬似正弦波619の波形はコンデンサ623に正の直流電圧621及び負の直流電圧622を交互に充電することにより形成される。
【0048】
安定な正の直流電圧621及び安定な負の直流電圧622はそれぞれ、コンデンサ623を半導体スイッチSW及びSWを通して充電し、出力電圧を発生する。出力された電圧には正弦波と比較した場合若干のノイズ及びひずみがある。これにより、出力電圧は擬似正弦波と呼ばれる。増幅器システムの出力として擬似正弦波619を取ることは適当ではないが、増幅回路608の供給電圧源として擬似正弦波619を使用すると、増幅器システムの出力効率が向上する。
【0049】
増幅回路608はA級、B級、AB級又はその他の形式の増幅回路として設計される。直流−交流変換回路604によって発生した擬似正弦波619は供給電圧源として増幅回路608へ送信される。即ち、増幅回路608に供給された供給電圧源、つまり擬似正弦波619の波形は正弦波802の波形と同位相を有する。次に、正弦波生成装置及び論理制御回路605によって供給された正弦波802が正弦波802と同位相の大正弦波信号620に増幅される。大正弦波信号620及び直流−交流変換回路604によって形成された擬似正弦波信号619はいずれも正弦波802と同位相のため、大正弦波信号620も直流−交流変換回路604によって形成された擬似正弦波619と同位相を有する。擬似正弦波のチューニングプロセスはフィードバック信号801のパルス幅変調及び位相信号生成装置回路606の正弦波802との比較に基づいて継続的に行われる。比較(又は、基準)信号は正弦波802であるため、チューニングプロセスにより直流−交流変換回路604の出力信号は擬似正弦波619となるが、ある程度のノイズ及びひずみをともなう。他方、大正弦波信号620は正弦波802を増幅することにより発生する。従って、直流−交流変換回路604によって生じた擬似正弦波619及び大正弦波信号620は同様の波形及び振幅を有する。それらの間の電位差は相当小さい。言い換えれば、直流−交流変換回路604によって生じた擬似正弦波619の波形は正弦波信号620の波形とともに変化する。大正弦波信号620のピーク値が出力される時、直流−交流変換回路604によって生じた擬似正弦波619の電圧値は最大になる。他方、本発明によれば、増幅回路608に供給される供給電圧源は、従来の増幅器システムに従い、それぞれ正の直流電圧源及び負の直流電圧源によって電力が供給される2端の両方に印可される。本発明の増幅器システムにおいて単独の動的電圧源619を適用することで、スイッチデバイスの電力損失が低減する。増幅回路608におけるスイッチデバイスの所要定格電圧は著しく低下する。従って、本発明の設計は回路の信頼性を向上するばかりでなく、適当な半導体スイッチを見出すことをより容易にする。本発明のコストは低減され、かつ必要なヒートシンクの寸法は大幅に減少される。
【0050】
図10は本発明によるB級増幅回路の詳細回路図である。A級、AB級又はその他の形式の増幅回路等の他の増幅回路も以下の分析で説明するのと同じ方法によって分析することができる。最初に、直流−交流変換回路604によって発生した擬似正弦波619によって増幅回路608に電力が供給される。正弦波802が増幅回路608に供給されて増幅された正弦波信号620を発生する。
【0051】
図11は図10のB級増幅回路の動作をさらに説明する波形図である。直流−交流変換回路604によって発生した擬似正弦波619が動作電圧Vとして増幅回路608のノード110に供給される。同時に、擬似正弦波619が動作電圧Vとして増幅回路608のノード120に供給される。トランスジスタQが正弦波802の正の部分の増幅を担い、そしてトランスジスタQが正弦波802の負の部分の増幅を担う。トランスジスタQ及びQは線形領域で動作する。動作電圧V及び動作電圧Vの波形、即ち、擬似正弦波619は増幅された正弦波信号620の波形にならって波動する。
【0052】
上記説明によれば、トランスジスタQ及びQの電力損失及び所要定格電圧は次のように示される。トランスジスタQがターンオンした場合トランスジスタQのコレクタ電極とエミッタ電極間の電位差(Vce)は次の式で表される。
【0053】
【数10】
Figure 2004088730
【0054】
電圧Vは増幅回路608のノード110に供給された動作電圧であり、電圧Voutは増幅正弦波信号620の電圧である。上記方程式によれば、この回路が綿密に設計される場合、ΔVはほとんどゼロに減少できる。特に、理想的な状況ではΔVの電圧値はゼロである。即ち、トランスジスタQの電力損失はほとんどゼロである。同時に、トランスジスタQのコレクタ電極とエミッタ電極間の電位差は次の式で表される。
【0055】
【数11】
Figure 2004088730
【0056】
電圧Vは増幅回路608のノード120に供給された動作電圧であり、電圧Voutは増幅された正弦波信号620の電圧である。上記方程式によれば、この回路が綿密に設計される場合、ΔVはほとんどゼロに減少できる。理想的な状況では、ΔVの電圧値はゼロである。即ち、トランスジスタQの電力損失はほとんどゼロである。従って、本発明の回路設計は、大定格電圧を有するトランスジスタを必要とする従来の回路設計とは同様ではない。
【0057】
トランスジスタQがターンオンした場合、トランスジスタQのコレクタ電極とエミッタ電極間の電位差(Vce)は次の式で表される。
【0058】
【数12】
Figure 2004088730
【0059】
電圧Vは増幅回路608のノード120に供給された動作電圧であり、電圧Voutは増幅された正弦波信号620の電圧である。上記方程式によれば、この回路が綿密に設計される場合、ΔVはほとんどゼロに減少できる。理想的な状況では、ΔVの電圧値はゼロである。即ち、トランスジスタQの電力損失はほとんどゼロである。同時に、トランスジスタQのコレクタ電極とエミッタ電極間の電位差は次の式で表される。
【0060】
【数13】
Figure 2004088730
【0061】
マークV(電圧V)は増幅回路608のノード110に供給された動作電圧であり、電圧Voutは増幅された正弦波信号620の電圧である。上記方程式によれば、この回路が綿密に設計されるならば、ΔVはほとんどゼロに減少できる。理想的な状況では、ΔVの電圧値はゼロである。即ち、トランスジスタQの電力損失はほとんどゼロである。従って、上記説明から、本発明による増幅器システムの出力効率は最大値に到達可能である。
【0062】
正弦波生成装置及び論理制御回路605によって発生した正弦波802は、本発明の増幅器システム外部の信号生成装置によって生成されてもよく、また、増幅器システムの発振器又はCPUによっても発生させてもよい。本発明の好ましい実施形態によれば、正弦波802はCPUによって生成される。どのような形式の信号もこの増幅器システムによって増幅が可能であることに留意されたい。増幅器システムの動作原理は上記説明と同じである。ただし、正弦波802の波形が変化する場合、信号619の波形、電圧V及びV、フィードバック信号801及び増幅された信号620は信号802の波形に従って変化する。
【0063】
当業者にとって理解されるように、本発明の前記好ましい実施形態は本発明を制限するものではなく本発明を説明するものである。それらは各種変形実施例、及びその範囲にこのような変形実施例及び同様の構造全てを包含するように最も広範な解釈が認められるべき添付特許請求の範囲の意図及び範囲内に含まれる同様の装置を網羅するように意図されている。
【図面の簡単な説明】
【図1】従来の正弦波増幅器システムの概略図である。
【図2】従来のB級増幅回路の拡大概略図である。
【図3】従来の正弦波増幅器システムの動作をさらに説明する波形図である。
【図4】従来のアナログ−デジタル増幅器システムによる増幅器システムの拡大概略図である。
【図5】本発明による高効率電力増幅器システムの概略図である。
【図6】本発明による高効率増幅器システムの詳細図である。
【図7】本発明によるフルブリッジスイッチング回路の概略図である。
【図8】基準信号とフィードバック信号間の比較から生じるPWM波及び方形波の波形図である。
【図9】直流−交流変換回路の動作をさらに説明する波形図である。
【図10】本発明によるB級増幅回路の拡大概略図である。
【図11】図10のB級増幅回路の動作をさらに説明する波形図である。

Claims (29)

  1. 同期正弦波基準信号及び入力信号を発生する信号生成装置と、
    直流基準電位を受信し、直流基準電位に従って第1パルス幅変調(PWM)信号を発生し、かつ正弦波基準信号に従って第2PWM信号及び論理制御信号を発生するPWM信号生成装置と、
    入力電力を受電して第1PWM信号に従って入力電力を一対の安定直流電力に変調し、かつ第2PWM信号及び発生した論理制御信号に従って一対の安定直流電力を正弦波基準信号と同位相の擬似正弦波電力に変調する電力回路と、
    擬似正弦波電力を受電して第1フィードバック信号を発生するフィードバック回路であって、正弦波基準信号との比較のため第1フィードバック信号が前記PWM信号生成装置へ送信され第2PWM信号を発生し、第2PWM信号が前記電力回路へ送信されて擬似正弦波電力をチューニングし、前記フィードバック回路が一対の安定直流電力を受電して第2フィードバック信号を発生し、かつ第1PWM信号を発生して前記電力回路へ送信するため、第2フィードバック信号が直流基準電位との比較用の前記PWM信号生成装置へ送信され一対の安定直流電力をチューニングするフィードバック回路と、
    供給電力として擬似正弦波電力を受電しかつ入力信号を増幅する増幅回路と、を含むことを特徴とする高効率増幅器システム。
  2. 前記増幅回路がA級、B級又はAB級増幅回路であることを特徴とする請求項1に記載の高効率増幅器システム。
  3. 前記擬似正弦波電力及び正弦波基準信号が同位相であることを特徴とする請求項1に記載の高効率増幅器システム。
  4. 前記電力回路が第1及び第2PWM信号及び論理制御信号を受信して入力電力を擬似正弦波電力へ変換する高効率増幅器システムであって、
    入力電力を受電して入力電力を直流電力へ変換する整流回路と、
    直流電力を受電しかつ第1PWM信号に従って直流電力を第3PWM信号へ変換する第1スイッチング回路と、
    第3PWM信号を所要振幅に調整する変圧器と、
    調整された第3PWM信号を受信して調整された第3PWM信号を一対の安定直流電力へ変換し、かつ第2PWM信号及び論理制御信号に従って一対の安定直流電力を正弦波基準信号と同位相の擬似正弦波電力に変換する直流−交流変換回路と、を含むことを特徴とする請求項1に記載の高効率増幅器システム。
  5. 入力電力に不足が生じた場合直流電力を供給する予備直流電力と、
    予備直流電力を受電して第1PWM信号に従って前記予備直流電力を第4PWM信号へ変換する第2スイッチング回路と、をさらに含むことを特徴とする請求項1に記載の高効率増幅器システム。
  6. 前記第2スイッチング回路は入力電力に不足が生じた場合動作を開始することを特徴とする請求項5に記載の高効率増幅器システム。
  7. 入力電力に不足が生じた場合前記予備直流電力を始動させ、かつ前記第2スイッチング回路が第1PWM信号に従って前記予備直流電力を第4PWM信号へ変換し、そこで第4PWM信号を所要振幅に調整するため第4PWM信号が前記変圧器へ送信され、一対の安定直流電力へ変換するため、調整された第4PWM信号が直流−交流変換回路へ送信され、一対の安定直流電力が第2PWM信号及び論理制御信号に従って正弦波基準信号と同位相の擬似正弦波電力に変調されることを特徴とする請求項5に記載の高効率増幅器システム。
  8. 前記直流−交流変換回路が、
    調整された第3又は第4PWM信号の正の部分を伝導して安定な直流正電力を発生する第1ダイオードと、
    調整された第3又は第4PWM信号の負の部分を伝導して安定な直流負電力を発生する第2ダイオードと、
    前記第1ダイオードと結合し、第2PWM信号及び論理制御信号に従って正の半波電圧信号を送信する第1切換装置と、
    前記第2ダイオードと結合し、第2PWM信号及び論理制御信号に従って負の半波電圧信号を送信する第2切換装置であって、正の半波電圧信号と負の半波電圧信号間の位相差が180度であり、このようにして擬似正弦波が前記第1切換装置及び前記第2切換装置の共通ノードに発生する第2切換装置と、を含むことを特徴とする請求項4に記載の高効率増幅器システム。
  9. 前記第1ダイオードがコンデンサとさらに結合することを特徴とする請求項8に記載の高効率増幅器システム。
  10. 前記第2ダイオードがコンデンサとさらに結合することを特徴とする請求項8に記載の高効率増幅器システム。
  11. 前記第1及び前記第2切換装置の共通ノードがコンデンサとさらに結合することを特徴とする請求項8に記載の高効率増幅器システム。
  12. 前記第1及び第2スイッチング回路がフライバック形式、フォアード形式、プッシュプル形式、ハーフブリッジ形式又はフルブリッジ形式として設計されることを特徴とする請求項4に記載の高効率増幅器システム。
  13. 擬似正弦波電力を発生可能な電力システムであって、
    同期正弦波基準信号及び入力信号を発生する信号生成装置と、
    直流基準電位を受信して直流基準電位に従って第1PWM信号を発生し、かつ正弦波基準信号に従って第2PWM信号及び論理制御信号を発生するパルス幅変調(PWM)信号生成装置と、
    第1及び第2PWM信号及び論理制御信号を受信し、入力電力を擬似正弦波電力へ変換する電力回路であって、前記電力回路が、
    入力電力を受電して入力電力を直流電力へ変換する整流回路と、
    直流電力を受電し、第1PWM信号に従って直流電力を第3PWM信号へ変換する第1スイッチング回路と
    第3PWM信号を所要振幅に調整する変圧器と、
    調整された第3PWM信号を受信し、調整された第3PWM信号を一対の安定直流電力へ変換し、第2PWM信号及び論理制御信号に従って一対の安定直流電力を正弦波基準信号と同位相の擬似正弦波電力に変調する直流−交流変換回路と、
    擬似正弦波電力を受電し、第1フィードバック信号を発生するフィードバック回路であって、正弦波基準信号との比較のため第1フィードバック信号が前記PWM信号生成装置へ送信されて第2PWM信号を発生し、第2PWM信号が前記電力回路へ送信されて擬似正弦波電力をチューニングし、前記フィードバック回路が一対の安定直流電力を受電し第2フィードバック信号を発生し、かつ直流基準電位との比較及び第1PWM信号の発生のため第2フィードバック信号が前記PWM信号生成装置へ送信され前記電力回路へ送信して一対の安定直流電力をチューニングするフィードバック回路と、を含むことを特徴とする電力システム。
  14. 入力電力に不足が生じた場合直流電力を供給する予備直流電力と、
    予備直流電力を受電し、第1PWM信号に従って前記予備直流電力を第4PWM信号へ変換する第2スイッチング回路と、をさらに含むことを特徴とする請求項13に記載の電力システム。
  15. 前記第2スイッチング回路は入力電力に不足が生じた場合動作を開始するすることを特徴とする請求項14に記載の電力システム。
  16. 入力電圧に不足が生じた場合前記予備直流電力を始動させ、前記第2スイッチング回路が第1PWM信号に従って前記予備直流電力を第4PWM信号へ変換し、第4PWM信号を所要振幅に調整するため第4PWM信号が前記変圧器へ送信され、調整された第4PWM信号を一対の安定直流電力へ変換するため調整された第4PWM信号が前記直流−交流変換回路へ送信され、かつ一対の安定直流電力が第2PWM信号及び論理制御信号に従って正弦波基準信号と同位相の擬似正弦波電力に変調されることを特徴とする請求項14に記載の電力システム。
  17. 前記擬似正弦波電力及び正弦波基準信号が同位相であることを特徴とする請求項13に記載の電力システム。
  18. 前記直流−交流変換回路が
    調整された第3又は第4PWM信号の正の部分を伝導して安定な直流正電力を発生する第1ダイオードと、
    調整された第3又は第4PWM信号の負の部分を伝導して安定な直流負電力を発生する第2ダイオードと、
    前記第1ダイオードと結合し第2PWM信号及び論理制御信号に従って正の半波信号を送信する第1切換装置と、
    前記第2ダイオードと結合し第2PWM信号及び論理制御信号に従って負の半波信号を送信する第2切換装置であって、正の半波信号と負の半波信号間の位相差が180度であり、かつそれ故擬似正弦波が第1切換装置及び第2切換装置の共通ノードに発生する第2切換装置と、を含むことを特徴とする請求項13に記載の電力システム。
  19. 前記第1ダイオードがコンデンサとさらに結合することを特徴とする請求項18に記載の電力システム。
  20. 前記第2ダイオードがコンデンサとさらに結合することを特徴とする請求項18に記載の電力システム。
  21. 前記第1及び前記第2切換装置の共通ノードがコンデンサとさらに結合することを特徴とする請求項18に記載の電力システム。
  22. 前記第1及び第2スイッチング回路がフライバック形式、フォアード形式、プッシュプル形式、ハーフブリッジ形式又はフルブリッジ形式として設計されることを特徴とする請求項13に記載の電力システム。
  23. 高効率増幅出力の発生方法であって、
    信号生成装置を使用して同期正弦波基準信号及び入力信号を発生するステップと、
    正弦波基準信号に従って第1パルス幅変調(PWM)信号及び論理制御信号を発生するステップと、
    直流基準電位に従って第2PWM信号を発生するステップと、
    前記第2PWM信号に従って入力電力を一対の安定直流電力に変換するステップと、
    第1PWM信号及び論理制御信号に従って一対の安定直流電力を正弦波基準信号と同位相の擬似正弦波電力に変調するステップと、
    前記擬似正弦波電力を供給して増幅回路に電力を供給し入力信号を増幅するステップと、
    前記一対の安定直流電力及び前記擬似正弦波電力をチューニングするためフィードバック回路を使用するステップと、を含むことを特徴とする方法。
  24. 前記一対の安定直流電力及び前記擬似正弦波電力をチューニングするためフィードバック回路を使用するステップが、
    前記一対の安定直流電力及び前記擬似正弦波電力を伝送し前記直流基準電位及び前記正弦波基準信号とそれぞれ比較して第1及び第2PWM信号を発生するステップと、
    前記第1及び第2PWM信号を使用して前記擬似正弦波電力及び前記一対の安定直流電力をチューニングすることを特徴とする請求項23に記載の方法。
  25. 前記増幅回路がA級、B級又はAB級増幅回路であることを特徴とする請求項23に記載の方法。
  26. 前記擬似正弦波電力が正弦波基準信号と同位相であることを特徴とする請求項23に記載の方法。
  27. 前記第2PWM信号に従って入力電力を一対の安定直流電力に変換するステップが、
    入力電力を受電して入力電力を直流電力へ整流するステップと、
    第2PWM信号に従って前記直流電力を第3PWM信号へ変換するステップと、
    前記第3PWM信号を一対の安定直流電力へ変換するステップと、をさらに含むことを特徴とする請求項23に記載の方法。
  28. 第1PWM信号及び論理制御信号に従って一対の安定直流電力を正弦波基準信号と同位相の擬似正弦波電力に変調するステップが、
    前記安定な直流正電力を伝導して正電圧を発生するステップと、
    前記安定な直流負電力を伝導して負電圧を発生するステップと、
    第1PWM信号及び論理制御信号に従って前記正電圧及び前記負電圧を前記増幅回路に交互に出力するステップと、をさらに含むことを特徴とする請求項23に記載の方法。
  29. 第2PWM信号に従って前記直流電力を第3PWM信号へ変換するステップがフライバック形式設計、フォアード形式設計、プッシュプル形式設計、ハーフブリッジ形式設計又はフルブリッジ形式設計によって実現されることを特徴とする請求項27に記載の方法。
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