JP2004088730A

JP2004088730A - 高効率電力増幅器

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Publication number: JP2004088730A
Application number: JP2003112077A
Authority: JP
Inventors: Lee-Lung Yang; ヤン　リー−ルン
Original assignee: Entrust Power Co Ltd
Current assignee: Entrust Power Co Ltd
Priority date: 2002-08-23
Filing date: 2003-04-16
Publication date: 2004-03-18
Also published as: ITTO20030652A1; FR2843843A1; GB0318850D0; TW578369B; GB2397450B; CN1477783A; DE10337268A1; US6600376B1; TW200406089A; FR2843843B1; GB2397450A

Abstract

【課題】供給電圧のレベルを動的に変化させる高効率、増幅器システムを提供する。
【解決手段】電力増幅器（５０１）の出力をフィードバック回路（５０５）を介してパルス幅変調信号生成装置（５０４）へ供給し、その変調出力で増幅器への疑似正弦波電力と共に安定直流電力をチューニングし、高効率の増幅器システムとする。
【選択図】　　　図５

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は電力増幅器に関し、さらに詳細には高効率電力増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
よく知られているように、増幅器は入力より大きな出力を生成するため、入力を受信して特定利得を与える装置である。例えば、電圧増幅器の利得が２の場合、電圧増幅器は１０Ｖの入力を受信し、そして２０Ｖの出力を生成する。増幅器は利得を与えてある一定の値までの出力を生成することができる。例えば、電圧増幅器は増幅器に与えられた動作電圧の値までの出力を生成することができる。即ち、１５Ｖの動作電圧及び利得３の電圧増幅器は、入力が５Ｖを越えさえしなければ所望出力を生成することができる。もしも電圧増幅器が６Ｖの入力電圧を受信すると、電圧増幅器はこの電圧増幅器が生成可能な最大値以上の１８Ｖの出力を生成しようとする。従って、電圧増幅器には負荷を所望電圧まで駆動する可能性はない。
【０００３】
増幅器がその最大出力に近い出力を生成する場合において増幅器は最も良く作動する。即ち、１５Ｖの動作電圧を有する電圧増幅器は約１５Ｖの出力を生成する場合最も効率的に作動する。ただし、ピーク入力電圧を扱うために１５Ｖの動作電圧（即ち、最大出力）が選択されるので増幅器の一般的な出力はもっと低くなるであろう。例えば、利得３の１５Ｖ電圧増幅器に対する最大入力電圧（ピーク電圧）は５Ｖであり、そして標準的な入力電圧は１〜３Ｖの範囲にある。
【０００４】
図１は従来の正弦波増幅器システムの概略図である。電力回路１０１は供給された受電交流電力又は直流電力を、増幅回路１０２へ供給する所要動作電圧に変換する。増幅回路１０２は小信号生成装置１０３から供給された正弦波信号を受信し、そして増幅回路１０２の特定利得に基づいて出力を生成する。図２は従来のＢ級増幅回路１０２を示す概略図である。Ａ級、ＡＢ級又はその他形式の増幅回路等の他の増幅回路には次の分析で説明される同じ方法を使用してもよい。最初に、電力回路１０１から供給された一対の動作電圧（＋Ｖ及び−Ｖ）によってＢ級増幅回路１０２に電力が供給される。トランスジスタＱ_１が期間Ｔ_１の間の受信信号の増幅を担い、またトランスジスタＱ_２は期間Ｔ_２の間の受信信号の増幅を担う。トランスジスタＱ_１及びＱ_２はいずれも線形領域で動作する。
【０００５】
図３は従来の正弦波増幅器システムの動作をさらに説明する波形図である。増幅回路１０２が小信号生成装置１０３から供給された小信号を受信し、特定の利得に基づいて正弦波出力を生成する。電力回路１０１から供給された一対の動作電圧源（＋Ｖ及び−Ｖ）によって増幅回路１０２に電力が供給される。図表に描写するように、一般的な最大出力電圧Ｖ_Ｐは＋Ｖと−Ｖとの間にあることが必要である。正弦波出力信号Ｖ_Ｒは次の方程式で表わされる。
【０００６】
【数１】

【０００７】
従って、出力効率は信号出力波形とともに変化する。増幅回路１０２はピーク出力電圧Ｖ_Ｐが現れる時、周期的にピーク効率で動作するのが一般的である。従って、図１に示すような正弦波増幅器システムは非常に非効率的である。他方、出力信号が変化すると、トランスジスタＱ_１及びＱ_２のコレクタ電極とエミッタ電極間の電位差（Ｖ_ｃｅ）が変化する。電力消費は次の通りである。
【０００８】
【数２】

【０００９】
電位差（Ｖ_ｃｅ）はトランスジスタのコレクタ電極とエミッタ電極間の電位差であり、電流Ｉ_Ｃはコレクタ電極の電流である。次に示す方程式はそれぞれトランスジスタＱ_１及びＱ_２の電圧（Ｖ_ｃｅ）及び電流Ｉ_Ｃを示す。
【００１０】
【数３】

【００１１】
【数４】

【００１２】
【数５】

【００１３】
【数６】

【００１４】
【数７】

【００１５】
【数８】

【００１６】
方程式（１）によれば、トランスジスタの電力消費は次の通りである。
【００１７】
【数９】

【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
上記方程式によれば、電力消費は約３０％から７０％である。
【００１９】
それ故、標準的な増幅器に関連する特有の問題は、大きな出力電位をもたらすという好ましいことと、大きな電位のドロップ（降下）によって小さな出力電位をもたらすという好ましからざることの間の矛盾があることである。ひとつの解決法を図４に示す。図４は従来のアナログ−デジタル増幅器システムによる増幅器システムの概略図である。電力回路４０１は受け取った交流電力又は直流電力を、アナログデジタル増幅回路へ供給される所要動作電圧に変換する。パルス幅変調信号生成装置４０４によって形成されるＰＷＭ信号によって制御されるアナログ−デジタル増幅回路４０２が、小信号生成装置４０３から供給された正弦波信号を受信し、パルス幅変調（ＰＷＭ）波を生成する。その後、ＰＷＭ波は、半導体スイッチ４０５を通過し、そしてインダクタＬ及びコンデンサＣを含む濾波器へ送られて、入力正弦波信号と同位相の拡大された出力波を生成する。このようなアナログ−デジタル増幅器システムは高出力効率を達成するだろうが、濾波器には高インダクタンス値のインダクタが必要とされ、それ故、大面積を占有し、かつ電力消費を増大させる。
【００２０】
上記説明によれば、従来の増幅器システムでは、ピーク出力を取扱うことが必要とされるため、出力効率の最適化を図ることができない。出力効率が上記のアナログ−デジタル増幅器システムによって向上されるとしても、このアナログ−デジタル増幅器システムにはインダクタＬ及びコンデンサＣから構成され、入力正弦波信号と同位相の拡大出力波を生成する濾波器が必要とされる。このようなアナログ−デジタル増幅器システムは高い出力効率を達成するが、濾波器には高インダクタンス値のインダクタが必要とされ、それ故大面積を占有しかつ電力消費を増大させる。従って、本発明は低出力効率及び大面積占有といった上記欠点を解決する新規の増幅器システム構造を提供する。
【００２１】
一般的に、増幅回路の効率は供給電圧レベルを動的に変化させることにより向上可能である。即ち、一組の供給電圧のレベルは入力アナログ信号のレベルの変化に応答して変化する。この方策の目標は増幅回路に供給された電圧を最小化して余分な電力消費を回避することである。言い換えれば、供給電圧のレベルは入力アナログ信号のレベルの変化に応答して変化する。従って、ピーク信号を伝送する必要がある場合、供給電圧はそれぞれ高レベルで供給される。より低レベル信号を伝送する必要がある場合、供給電圧はそれぞれより低いレベルで供給される。供給電圧のレベルを動的に変化させることにより電力消費を最小化する。
【００２２】
上記説明によれば、本発明の主な目的は供給電圧のレベルを動的に変化させる増幅器システムを提供することである。
【００２３】
本発明の別の目的は、入力アナログ信号を受信し、そして対応する出力アナログ信号を発生する増幅器システムを提供することである。
【００２４】
本発明のさらに別の目的は、最小の消費電力で供給電圧のレベルを動的に変化させ、どのような種類の信号をも増幅する増幅器システムを提供することである。
【００２５】
本発明のなおさらに別の目的は、いかなる時でも高出力効率を維持しながらピーク入力電圧を取扱可能な増幅器システムを提供することである。
【００２６】
【課題を解決するための手段】
これを達成するため、本発明の増幅器システムは整流回路、２つのスイッチング回路、直流−交流変換回路、正弦波生成装置及び論理制御回路、パルス幅変調及び位相信号生成装置回路、フィードバック回路、及び線形増幅回路を含む。整流回路、２つのスイッチング回路及び、直流−交流変換回路は本発明による増幅器システムの電力回路を構成する。
【００２７】
パルス幅変調及び位相信号生成装置回路は一連のパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を発生する。これらのＰＷＭ信号を用いて、スイッチング回路及び直流−交流変換回路をそれぞれ制御し、受電交流又は直流電力を増幅回路へ供給される動的電力に変換する。増幅回路は正弦波生成装置及び論理制御回路によって発生した入力正弦波を受信し、入力より大きな対応出力正弦波を発生する。フィードバック回路は増幅回路とパルス幅変調及び位相信号生成装置回路を接続する。フィードバック回路は、増幅回路へ供給された動的電力をパルス幅変調及び位相信号生成装置回路へ伝送してＰＷＭ信号を変調する。変調ＰＷＭ信号は、動的電力が確実に入力正弦波と同位相を保持し、かつ入力正弦波の電圧曲線に従うようにする。
【００２８】
他方、本発明は入力信号に従って動的電力を生成するため、供給電圧のレベルを動的に変化させることにより増幅回路の効率が著しく向上する。
【００２９】
【発明の実施の形態】
本発明の精神及び範囲を制限することなく、本発明において提案された増幅器システムの回路構造をひとつの好ましい実施形態を用いて説明する。当業者は本実施形態を認知することによって、余分な電力消費を回避するため本発明の回路構造をいずれの種類の増幅器システムにも適用することができる。従来の増幅器システムはピーク値出力を取扱う必要があるため、従来の出力効率の最適化を図ることは不可能である。
【００３０】
他方、出力効率はアナログ−デジタル増幅器システムを使用することにより通常向上されるが、このアナログ−デジタル増幅器システムでは入力アナログ信号と同位相の対応出力アナログ波を発生するための、インダクタＬ及びコンデンサＣを含む濾波器が必要とされる。このようなアナログ−デジタル増幅器システムは低出力効率の問題を排除するが、濾波器には高インダクタンス値のインダクタが必要とされ、それ故大面積を占有し、電力消費を増大させる。本発明はこの問題をも解決する。本発明の適用は以下の説明に制限されるものではない。
【００３１】
増幅回路の効率は供給電圧のレベルを動的に変化させることによって改良されるのが一般的である。即ち、供給電圧のレベルは入力アナログ信号のレベルの変化に応答して変化する。この方策の目標は、増幅回路に供給された電圧を最小化して余分な電力消費を回避することである。言い換えれば、供給電圧のレベルは入力アナログ信号のレベルの変化に応答して変化する。従って、ピーク信号を伝送する必要がある場合、供給電圧はそれぞれ高レベルで供給される。より低レベル信号を伝送する必要がある場合、供給電圧はそれぞれより低いレベルで供給される。従って、本発明は供給電圧レベルのこのような動的変化を使用して電力消費を最小化する。図に示した、本発明の好ましい実施形態の説明では、理解をしやすくするため特定専門用語を使用する。ただし、本発明はそのように選択された特定用語に制限されるものではなく、かつ各特定用語には同様の態様で動作し同様の目的を達成する全ての技術的等価物が含まれるものと本発明は理解されるべきである。他方、増幅器は電圧増幅器として説明されるが、電圧増幅器に制限されるものと解釈されるべきではない。
【００３２】
図５は本発明による高効率電力増幅器システムの概略図である。パルス幅変調信号生成装置５０４がパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を発生する。ＰＷＭ信号を使用して電力回路５０１を制御し、受電交流又は直流電力を増幅回路５０２へ供給される動的電力に変換する。増幅回路５０２は小信号生成装置５０３によって発生した入力正弦波を受信し、入力正弦波より大きな対応出力正弦波を発生する。増幅回路５０２は従来のＢ級駆動回路である。Ａ級、ＡＢ級又は他形式の増幅回路等の他の増幅回路を本発明に使用してもよい。本発明の増幅器システムと、図１に示す従来の増幅器システムとの主たる相違点は、従来の増幅器システムの電力回路が、入力交流電力又は直流電力を、動作電圧として増幅回路へ供給される正の供給電圧（＋Ｖ）及び負の供給電圧（−Ｖ）に変換する必要があることである。しかし、本発明の電力回路５０１は、ＰＷＭ信号によって、入力正弦波のレベルの変化に応答して変化する動的電力を発生するように制御される。増幅回路の効率はこのようにして向上される。
【００３３】
好ましい実施形態によれば、小信号生成装置５０３によって発生した正弦波は、増幅回路５０２へばかりでなく、入力正弦波と同位相の方形信号及びＰＷＭ信号（ＰＷＭ_２）を発生するパルス幅変調信号生成装置５０４へも伝送される。その後、方形信号及びＰＷＭ信号（ＰＷＭ_２）が制御信号として電力回路５０１へ送信される。電力回路５０１は交流電力を直流動作電圧に変換する。次に、別のＰＷＭ信号（ＰＷＭ_１）を使用し直流動作電圧を変調して、変調された高い周波数を有する一連のパルスを形成し、その変調周波数及びパルス幅がフィードバック回路５０５によって制御されるようにする。その高周波パルスが変圧器及び直流−交流変換回路へ送られ、増幅回路５０２へ供給される動的電力を発生させる。
【００３４】
さらに、フィードバック回路５０５が増幅回路５０２とパルス幅変調信号生成装置５０４を接続し、動的電力が小信号生成装置５０３によって発生した正弦波とともに確実に変化するようにする。フィードバック回路が動的電力を受電し、パルス幅変調信号生成装置５０４に用いるフィードバック電圧信号を生成する。次に、フィードバック電圧信号を小信号生成装置５０３によって発生した正弦波と比較して、動的電力のチューニングに用いるＰＷＭ信号（ＰＷＭ_２）を生成する。即ち、フィードバック電圧が正弦波電圧より低い場合、ＰＷＭ信号（ＰＷＭ_２）は動的電力を調整するように生成される。フィードバック電圧値の波動は正弦波の波動に応答する。言い換えれば、増幅回路５０２に供給された動的電力の波動も正弦波の波動に応答する。同様に、フィードバック電圧信号が正弦波電圧より高い場合、ＰＷＭ信号（ＰＷＭ_２）は生成されない。これにより動的電力の電位を低下させる。
【００３５】
図６は本発明による高効率増幅器システムの詳細図であり、高効率増幅器システムは整流回路６０１、２つのスイッチング回路６０２及び６０３、直流−交流変換回路６０４、正弦波生成装置及び論理制御回路６０５、パルス幅変調（ＰＷＭ）及び位相信号生成装置回路６０６、フィードバック回路６０７及び増幅回路６０８を含む。図５に示す電力回路５０１は図６に示すように整流回路６０１、２つのスイッチング回路６０２及び６０３、及び直流−交流変換回路６０４から構成される。図５に示す小信号生成装置５０３は図６の正弦波生成装置及び論理制御回路６０５である。図５に示すパルス幅変調信号生成装置５０４は図６のパルス幅変調及び位相信号生成装置回路６０６である。図５に示すフィードバック回路５０５及び増幅回路５０２はそれぞれ図６に示すようなフィードバック回路６０７及び増幅回路６０８である。
【００３６】
本発明の高効率増幅器システムによれば、システムには２つのスイッチング回路６０２及び６０３がある。スイッチング回路６０３は整流回路６０１へ接続される。スイッチング回路６０２は直流電力へ接続される。整流回路６０１は交流電力６１０を受電し、動作電圧Ｖ_ｉとしてスイッチング回路６０３に供給される直流電力を出力する。他方、スイッチング回路６０２はスイッチング回路６０３と同じ機能を有する。交流電力６１０が不足した場合（外部電力が遮断されたような場合）、スイッチング回路６０３へは動作電圧は供給されない。この時、正弦波生成装置及び論理制御回路６０５が交流電力不足信号を発生してスイッチング回路６０３に作業を停止するよう通知する。他方、正弦波生成装置及び論理制御回路６０５はスイッチング回路６０２に機能開始を通知するためのスタート信号を発生する。このようにして、スイッチング回路６０２がスイッチング回路６０３に替わって作業の残りを実行する。スイッチング回路６０２に供給された動作電圧は直流電力６０に由来する。この時、スイッチング回路６０２が、パルス幅変調及び位相信号生成装置回路６０６によって発生したＰＷＭ信号も受信し、変圧器Ｔ１のコイルＰ２に対応するＰＷＭ信号を発生する。次に、コイルＰ２のＰＷＭ信号は変圧器Ｔ１のコイル６１３及び６１４に送信される。直流電力がバッテリセットである場合、スイッチング回路６０２は充電回路を含む必要があることに留意する必要がある。
【００３７】
２つのスイッチング回路６０２及び６０３は従来のスイッチング回路設計を使用している。必要な出力電力の大きさによって、スイッチング回路６０２及び６０３はフライバック形式、フォアード形式、プッシュプル形式、ハーフブリッジ形式又はフルブリッジ形式として設計される。例えば、図７において、本発明の増幅器システムのスイッチング回路はフルブリッジ形式の設計を使用している。スイッチング回路は２つのスイッチ対から構成される。第１スイッチ対は半導体スイッチ７０１及び７０２を含み、第２スイッチ対は半導体スイッチ７０３及び７０４から構成される。これによって、エネルギー伝送が２つのスイッチ対によって制御される。これらのスイッチはＢＪＴ、ＭＯＳトランスジスタ、ＧＴＯ又はダイオードを含む。
【００３８】
パルス幅変調及び位相信号生成装置回路６０６（図６に示す）によって発生したＰＷＭ信号（Ｆ_１又はＦ_２）は、２つのスイッチ対を制御するために用いられる。図７において、半導体スイッチ７０１及び７０２から構成された第１スイッチ対及び半導体スイッチ７０３及び７０４から構成された第２スイッチ対がこのＰＷＭ信号により交互にターンオンそしてターンオフされる。半導体スイッチ７０１及び７０２がターンオンすると、１次コイルに供給された電圧Ｖ_Ｐが入力電圧Ｖ_ｉに等しくなる。そして、電圧Ｖ_Ｐが２次コイル７０６及び７０７に伝送される。ダイオード７０８及び７０９を使用して送信された電圧を整流し、電圧Ｖ_ｏ１は正電圧になる。他方、ここで電圧Ｖ_ｏ２が０ボルトの値になる。半導体スイッチ７０３及び７０４がターンオンすると、１次コイルに供給された電圧Ｖ_Ｐが負の入力電圧（−Ｖ_ｉ）に等しくなる。次に、電圧Ｖ_Ｐが２次コイル７０６及び７０７に伝送される。ダイオード７０８及び７０９を使用して送信された電圧を整流し、電圧Ｖ_ｏ２が負電圧になる。ここで、電圧Ｖ_ｏ１が０ボルトの値になる。これによって、パルス幅変調及び位相信号生成装置回路６０６によって発生したＰＷＭ信号を使用し２つの対スイッチ、（７０１、７０２）及び（７０３、７０４）のターンオン及びオフを交互に制御することができる。その結果、電圧Ｖ_ｏ１が変調された正のＰＷＭ信号を示し、Ｖ_ｏ２は変調された負のＰＷＭ信号を示す。上記説明によれば、パルス幅変調及び位相信号生成装置回路６０６によって発生したＰＷＭ信号を使用して入力電圧Ｖ_ｉを正のＰＷＭ信号Ｖ_ｏ１及び負のＰＷＭ信号Ｖ_ｏ２に変換していることは明らかである。従って、電圧Ｖ_ｏ１及びＶ_ｏ２の周波数及びパルス波幅は、パルス幅変調及び位相信号生成回路６０６によって発生したＰＷＭ信号の周波数及びパルス波幅に等しい。
【００３９】
上記段落で説明したＰＷＭ信号はパルス幅変調及び位相信号生成装置回路６０６によって発生する。パルス幅変調及び位相信号生成装置回路６０６の主機能はＰＷＭ信号Ｆ_１又はＦ_２を発生させることである。ＰＷＭ信号Ｆ_１又はＦ_２は２つのスイッチング回路６０２及び６０３の制御信号として使用される。同時に、パルス幅変調及び位相信号生成装置回路６０６は、方形波である位相制御信号Ｆ_３、及びＰＷＭ信号Ｆ_４も発生する。これらの２つの信号Ｆ_３及びＦ_４は直流−交流変換回路６０４の制御信号として使用される。パルス幅変調及び位相信号生成装置回路６０６には２組の演算増幅回路（ＯＰＡ１及びＯＰＡ２）がある。各演算増幅器は比較器として使用される。正弦波生成装置及び論理制御回路６０５によって発生した正弦波８０２は演算増幅器ＯＰＡ１に用いる基準信号として使用される。基準信号である正弦波８０２は、本発明の増幅器システムの外部信号源だけでなくその増幅器システム内の発振器又はＣＰＵによっても発生させることができる点に留意されたい。本発明の好ましい実施形態によれば、正弦波８０２はＣＰＵによって発生される。正弦波８０２は基準信号として演算増幅器ＯＰＡ１に供給されるばかりでなく、増幅のため増幅回路６０８にも供給される。
【００４０】
他方、正弦波８０２は、フィードバック回路６０７から伝送されたフィードバック信号８０１との比較のため演算増幅器ＯＰＡ１に送信される。フィードバック信号８０１は、演算増幅器ＯＰＡ１で用いるのに適当な電圧範囲内で振動する変調信号である。直流−交流変換回路６０４によって発生した直流信号６２１及び６２２もフィードバック回路６０７へ送信され、別のフィードバック信号８０３を発生する。フィードバック信号８０３は基準信号Ｖ_ｒｅｆとの比較のため演算増幅器ＯＰＡ２へ送信される。
【００４１】
本発明によれば、直流−交流変換回路６０４は擬似正弦波信号を出力する。この擬似正弦波信号は、正弦波生成装置及び論理制御回路６０５によって発生した正弦波８０２との比較のため、パルス幅変調及び位相信号生成装置回路６０６の演算増幅器ＯＰＡ１へ送信され、ＰＷＭ信号Ｆ_４を発生する。ＰＷＭ信号Ｆ_４は正弦波８０２の波形に応じて、擬似正弦波信号の波形を調整する。上記説明によれば、擬似正弦波信号は最初にフィードバック回路６０７へ送信され、そして演算増幅器ＯＰＡ１に用いる適当な電圧を有する変調信号８０１が生成される。次に、変調された擬似正弦波信号が正弦波生成装置及び論理制御回路６０５によって発生した正弦波８０２と比較される。
【００４２】
図８は基準信号とフィードバック信号の比較から生ずるＰＷＭ波及び方形波の波形図を示す。擬似正弦波信号６１９（図６に示す）は最初にフィードバック回路６０７へ送信され、そして演算増幅器ＯＰＡ１に用いる適当な電圧を有する変調信号８０１が生成される。正弦波８０２は正弦波生成装置及び論理制御回路６０５によって発生される。図８によれば、期間Ｔ_１に示すようにフィードバック信号８０１が正弦波８０２より低い場合、擬似正弦波信号における電圧降下の補償のため、ＰＷＭ信号Ｆ_４のパルス幅は拡大される。言い換えれば、直流−交流変換回路６０４によって発生される出力電圧の電圧降下に対する補償が行われる。他方、周期Ｔ_２に示すようにフィードバック信号８０１が正弦波８０２より高い場合、ＰＷＭ信号Ｆ_４のパルス幅が狭くなり擬似正弦波信号電圧を降下させる、即ち、直流−交流変換回路６０４によって発生される出力電圧を降下させる。図８によれば、フィードバック信号８０１が全周期Ｔ_２の間正弦波８０２より大きいため、周期Ｔ_２にはＰＷＭ信号はもたらされない。
【００４３】
他方、変圧器Ｔ１のコイル６１３及び６１４は正のＰＷＭ信号及び負のＰＷＭ信号をそれぞれ出力する。ダイオード６１５及びコンデンサ６１７が正のＰＷＭ信号を整流し、安定した正の直流電圧６２１を発生する。ダイオード６１６及びコンデンサ６１８は負のＰＷＭ信号を整流し、安定した負の直流電圧６２２を発生する。安定な正の直流電圧６２１及び安定な負の直流電圧６２２はいずれもフィードバック回路６０７へ送信され、パルス幅変調及び位相信号生成装置回路６０６の演算増幅器ＯＰＡ２に用いる適当な電圧を有するフィードバック信号８０３を発生する。このフィードバック信号８０３はパルス幅変調及び位相信号生成装置回路６０６の演算増幅器ＯＰＡ２へ送信される。その後、このフィードバック信号８０３は基準信号Ｖ_ｒｅｆと比較される。フィードバック信号８０３の電圧が基準信号Ｖ_ｒｅｆの電圧より低い場合、パルス幅変調及び位相信号生成装置回路６０６がＰＷＭ信号Ｆ_１及びＦ_２を発生する。これらの２つの信号を使用して安定な正の直流電圧６２１及び安定な負の直流電圧６２２における電圧降下を必要な電圧レベルまで補正する。他方、フィードバック信号８０３の電圧が基準信号Ｖ_ｒｅｆの電圧より高い場合、パルス幅変調及び位相信号生成装置回路６０６は、ＰＷＭ信号をなんら発生しない。この状況で、安定な正の直流電圧６２１及び安定な負の直流電圧６２２が必要な電圧レベルまで降下する。同時に、パルス幅変調及び位相信号生成装置回路６０６が位相制御方形波信号Ｆ_３及びＰＷＭ信号Ｆ_４も発生する。これらの２つの信号Ｆ_３及びＦ_４を使用して半導体スイッチＳＷ_１及びスイッチＳＷ_２の切換状態を制御する。安定な正の直流電圧６２１及び安定な負の直流電圧６２２は交互にコンデンサ６２３を充電し、そして擬似正弦波信号６１９を発生する。
【００４４】
上記説明によれば、擬似正弦波のチューニングプロセスはフィードバック信号８０１とのパルス幅変調及び位相信号生成装置回路６０６の正弦波８０２との比較に基づいて継続的に行われる。比較（又は、基準）信号は正弦波８０２であるため、チューニングプロセスにより出力信号は擬似正弦波となるが、ノイズ及びひずみをともなう。直流−交流変換回路６０４の安定な正の直流電圧６２１及び安定な負の直流電圧６２２は、フィードバック回路６０７へ送信されてパルス幅変調及び位相信号生成装置回路６０６における演算増幅器ＯＰＡ２に用いるため適当な電圧を有するフィードバック信号８０３を発生する。フィードバック信号８０３はパルス幅変調及び位相信号生成装置回路６０６の演算増幅器ＯＰＡ２へ送信される。次に、フィードバック信号８０３が基準信号Ｖ_ｒｅｆと比較されＰＷＭ信号Ｆ_１及びＦ_２を発生する。ＰＷＭ信号Ｆ_１及びＦ_２は２つのスイッチング回路６０２及び６０３の制御信号として使用される。ＰＷＭ信号Ｆ_１及びＦ_２に従って２つのスイッチング回路６０２及び６０３によって発生した出力電圧は変圧器Ｔ１へ送信され、かつＰＷＭ信号Ｆ_１及びＦ_２の変調信号である伝送信号がコイル６１３及び６１４に生成される。変調されたＰＷＭ電圧はフィードバック信号８０３の基準信号Ｖ_ｒｅｆとの比較によって発生するため、直流−交流変換回路６０４は安定な正の直流電圧６２１及び安定な負の直流電圧６２２を発生する。言い換えれば、フィードバック信号８０３の主機能は、正の直流電圧６２１及び負の直流電圧６２２を安定レベルに保持することである。
【００４５】
なお図８において、フィードバック回路６０７から伝送されたフィードバック信号８０１との比較のため正弦波８０２が演算増幅器ＯＰＡ１へ送信され、位相制御方形波信号Ｆ_３及びＰＷＭ信号Ｆ_４を発生する。これらの２つの信号Ｆ_３及びＦ_４を使用して直流−交流変換回路６０４の半導体スイッチＳＷ_１及びスイッチＳＷ_２の切換状態を制御する。正弦波８０２の正の部分に関連する方形波信号Ｆ_３（Ｖ_ＳＷ１）及びＰＷＭ信号Ｆ_４を使用して半導体スイッチＳＷ_１の切換状態を制御する。方形波信号Ｆ_３（Ｖ_ＳＷ１）が高い電圧レベルにある場合、半導体スイッチＳＷ_１の切換状態がＰＷＭ信号Ｆ_４によって制御される。他方、正弦波８０２の負の部分に関連する方形波信号Ｆ_３（Ｖ_ＳＷ２）及びＰＷＭ信号Ｆ_４を使用して半導体スイッチＳＷ_２の切換状態を制御する。方形波信号Ｆ_３（Ｖ_ＳＷ２）が高い電圧レベルにある場合、半導体スイッチＳＷ_２の切換状態がＰＷＭ信号Ｆ_４によって制御される。
【００４６】
直流−交流変換回路６０４を使用して直流信号を受信し、そして交流信号を発生する。これによって、直流−交流変換回路６０４は、変圧器Ｔ１のコイル６１３及び６１４から伝送されたＰＷＭ信号であり、かつＰＷＭ信号Ｆ_１及びＦ_２と同じ周波数及びパルス幅を有する直流信号を受信し、そして、正弦波生成装置及び論理制御回路６０５によって発生した正弦波８０２と同位相の擬似正弦波信号を発生する。直流−交流変換回路６０４は２つのダイオード６１５及び６１６と２つのコンデンサ６１７及び６１８を含む。この回路は変圧器Ｔ１のコイル６１３及び６１４から伝送されたＰＷＭ信号を受信して安定な正の直流電圧６２１及び安定な負の直流電圧６２２を発生する。図９は直流−交流変換回路の動作をさらに説明する波形図である。ダイオード６１５は正電圧だけを伝送することができる。ダイオード６１６は負電圧だけを伝送することができる。ダイオード６１５から伝送された正電圧及びダイオード６１６から伝送された負電圧はコンデンサ６１７及び６１８をそれぞれ充電して安定な正の直流電圧６２１及び安定な負の直流電圧６２２を出力する。２つの信号出力はリップルをある程度有する。
【００４７】
再び図９において、パルス幅変調及び位相信号生成装置回路６０６によって発生した位相制御方形波信号Ｆ_３及びＰＷＭ信号Ｆ_４を使用して直流−交流変換回路６０４の半導体スイッチＳＷ_１及びスイッチＳＷ_２の切換状態を制御する。図８の正弦波８０２の正の部分に関連する方形波信号Ｆ_３（Ｖ_ＳＷ１）及びＰＷＭ信号Ｆ_４を使用して半導体スイッチＳＷ_１の切換状態を制御する。図８の正弦波８０２の負の部分に関連する方形波信号Ｆ_３（Ｖ_ＳＷ２）及びＰＷＭ信号Ｆ_４を使用して半導体スイッチＳＷ_２の切換状態を制御する。方形波信号Ｆ_３（Ｖ_ＳＷ１）、Ｆ_３（Ｖ_ＳＷ２）及びＰＷＭ信号Ｆ_４により半導体スイッチＳＷ_１及びＳＷ_２の切換状態が正確に制御される。例えば、方形波信号Ｆ_３（Ｖ_ＳＷ１）が高い電圧レベルにある場合、半導体スイッチＳＷ_１の切換状態がＰＷＭ信号Ｆ_４によって制御される。それ故、ここでＰＷＭ信号Ｆ_４のパルスが現れたら、半導体スイッチＳＷ_１がターンオンし、そして正の直流電圧６２１が出力されてコンデンサ６２３を充電する。同様に、方形波信号Ｆ_３（Ｖ_ＳＷ２）が高い電圧レベルにある場合、半導体スイッチＳＷ_２の切換状態がＰＷＭ信号Ｆ_４によって制御される。それ故、ＰＷＭ信号Ｆ_４のパルスが現れたならば、半導体スイッチＳＷ_２がターンオンし、かつ負の直流電圧６２２が出力されてコンデンサ６２３を充電する。他方、擬似正弦波信号６１９のチューニングプロセスはフィードバック信号８０１のパルス幅変調及び位相信号生成装置回路６０６の正弦波８０２との比較に基づいて継続的に行われる。比較（又は、基準）信号は正弦波８０２であるため、チューニングプロセスにより信号出力は擬似正弦波６１９となるが、ある程度のノイズ及びひずみをともなう。擬似正弦波６１９の波形はコンデンサ６２３に正の直流電圧６２１及び負の直流電圧６２２を交互に充電することにより形成される。
【００４８】
安定な正の直流電圧６２１及び安定な負の直流電圧６２２はそれぞれ、コンデンサ６２３を半導体スイッチＳＷ_１及びＳＷ_２を通して充電し、出力電圧を発生する。出力された電圧には正弦波と比較した場合若干のノイズ及びひずみがある。これにより、出力電圧は擬似正弦波と呼ばれる。増幅器システムの出力として擬似正弦波６１９を取ることは適当ではないが、増幅回路６０８の供給電圧源として擬似正弦波６１９を使用すると、増幅器システムの出力効率が向上する。
【００４９】
増幅回路６０８はＡ級、Ｂ級、ＡＢ級又はその他の形式の増幅回路として設計される。直流−交流変換回路６０４によって発生した擬似正弦波６１９は供給電圧源として増幅回路６０８へ送信される。即ち、増幅回路６０８に供給された供給電圧源、つまり擬似正弦波６１９の波形は正弦波８０２の波形と同位相を有する。次に、正弦波生成装置及び論理制御回路６０５によって供給された正弦波８０２が正弦波８０２と同位相の大正弦波信号６２０に増幅される。大正弦波信号６２０及び直流−交流変換回路６０４によって形成された擬似正弦波信号６１９はいずれも正弦波８０２と同位相のため、大正弦波信号６２０も直流−交流変換回路６０４によって形成された擬似正弦波６１９と同位相を有する。擬似正弦波のチューニングプロセスはフィードバック信号８０１のパルス幅変調及び位相信号生成装置回路６０６の正弦波８０２との比較に基づいて継続的に行われる。比較（又は、基準）信号は正弦波８０２であるため、チューニングプロセスにより直流−交流変換回路６０４の出力信号は擬似正弦波６１９となるが、ある程度のノイズ及びひずみをともなう。他方、大正弦波信号６２０は正弦波８０２を増幅することにより発生する。従って、直流−交流変換回路６０４によって生じた擬似正弦波６１９及び大正弦波信号６２０は同様の波形及び振幅を有する。それらの間の電位差は相当小さい。言い換えれば、直流−交流変換回路６０４によって生じた擬似正弦波６１９の波形は正弦波信号６２０の波形とともに変化する。大正弦波信号６２０のピーク値が出力される時、直流−交流変換回路６０４によって生じた擬似正弦波６１９の電圧値は最大になる。他方、本発明によれば、増幅回路６０８に供給される供給電圧源は、従来の増幅器システムに従い、それぞれ正の直流電圧源及び負の直流電圧源によって電力が供給される２端の両方に印可される。本発明の増幅器システムにおいて単独の動的電圧源６１９を適用することで、スイッチデバイスの電力損失が低減する。増幅回路６０８におけるスイッチデバイスの所要定格電圧は著しく低下する。従って、本発明の設計は回路の信頼性を向上するばかりでなく、適当な半導体スイッチを見出すことをより容易にする。本発明のコストは低減され、かつ必要なヒートシンクの寸法は大幅に減少される。
【００５０】
図１０は本発明によるＢ級増幅回路の詳細回路図である。Ａ級、ＡＢ級又はその他の形式の増幅回路等の他の増幅回路も以下の分析で説明するのと同じ方法によって分析することができる。最初に、直流−交流変換回路６０４によって発生した擬似正弦波６１９によって増幅回路６０８に電力が供給される。正弦波８０２が増幅回路６０８に供給されて増幅された正弦波信号６２０を発生する。
【００５１】
図１１は図１０のＢ級増幅回路の動作をさらに説明する波形図である。直流−交流変換回路６０４によって発生した擬似正弦波６１９が動作電圧Ｖ_１として増幅回路６０８のノード１１０に供給される。同時に、擬似正弦波６１９が動作電圧Ｖ_２として増幅回路６０８のノード１２０に供給される。トランスジスタＱ_１が正弦波８０２の正の部分の増幅を担い、そしてトランスジスタＱ_２が正弦波８０２の負の部分の増幅を担う。トランスジスタＱ_１及びＱ_２は線形領域で動作する。動作電圧Ｖ_１及び動作電圧Ｖ_２の波形、即ち、擬似正弦波６１９は増幅された正弦波信号６２０の波形にならって波動する。
【００５２】
上記説明によれば、トランスジスタＱ_１及びＱ_２の電力損失及び所要定格電圧は次のように示される。トランスジスタＱ_１がターンオンした場合トランスジスタＱ_１のコレクタ電極とエミッタ電極間の電位差（Ｖ_ｃｅ）は次の式で表される。
【００５３】
【数１０】

【００５４】
電圧Ｖ_１は増幅回路６０８のノード１１０に供給された動作電圧であり、電圧Ｖ_ｏｕｔは増幅正弦波信号６２０の電圧である。上記方程式によれば、この回路が綿密に設計される場合、ΔＶはほとんどゼロに減少できる。特に、理想的な状況ではΔＶの電圧値はゼロである。即ち、トランスジスタＱ_１の電力損失はほとんどゼロである。同時に、トランスジスタＱ_２のコレクタ電極とエミッタ電極間の電位差は次の式で表される。
【００５５】
【数１１】

【００５６】
電圧Ｖ_２は増幅回路６０８のノード１２０に供給された動作電圧であり、電圧Ｖ_ｏｕｔは増幅された正弦波信号６２０の電圧である。上記方程式によれば、この回路が綿密に設計される場合、ΔＶはほとんどゼロに減少できる。理想的な状況では、ΔＶの電圧値はゼロである。即ち、トランスジスタＱ_２の電力損失はほとんどゼロである。従って、本発明の回路設計は、大定格電圧を有するトランスジスタを必要とする従来の回路設計とは同様ではない。
【００５７】
トランスジスタＱ_２がターンオンした場合、トランスジスタＱ_２のコレクタ電極とエミッタ電極間の電位差（Ｖ_ｃｅ）は次の式で表される。
【００５８】
【数１２】

【００５９】
電圧Ｖ_２は増幅回路６０８のノード１２０に供給された動作電圧であり、電圧Ｖ_ｏｕｔは増幅された正弦波信号６２０の電圧である。上記方程式によれば、この回路が綿密に設計される場合、ΔＶはほとんどゼロに減少できる。理想的な状況では、ΔＶの電圧値はゼロである。即ち、トランスジスタＱ_２の電力損失はほとんどゼロである。同時に、トランスジスタＱ_１のコレクタ電極とエミッタ電極間の電位差は次の式で表される。
【００６０】
【数１３】

【００６１】
マークＶ_１（電圧Ｖ_１）は増幅回路６０８のノード１１０に供給された動作電圧であり、電圧Ｖ_ｏｕｔは増幅された正弦波信号６２０の電圧である。上記方程式によれば、この回路が綿密に設計されるならば、ΔＶはほとんどゼロに減少できる。理想的な状況では、ΔＶの電圧値はゼロである。即ち、トランスジスタＱ_１の電力損失はほとんどゼロである。従って、上記説明から、本発明による増幅器システムの出力効率は最大値に到達可能である。
【００６２】
正弦波生成装置及び論理制御回路６０５によって発生した正弦波８０２は、本発明の増幅器システム外部の信号生成装置によって生成されてもよく、また、増幅器システムの発振器又はＣＰＵによっても発生させてもよい。本発明の好ましい実施形態によれば、正弦波８０２はＣＰＵによって生成される。どのような形式の信号もこの増幅器システムによって増幅が可能であることに留意されたい。増幅器システムの動作原理は上記説明と同じである。ただし、正弦波８０２の波形が変化する場合、信号６１９の波形、電圧Ｖ_１及びＶ_２、フィードバック信号８０１及び増幅された信号６２０は信号８０２の波形に従って変化する。
【００６３】
当業者にとって理解されるように、本発明の前記好ましい実施形態は本発明を制限するものではなく本発明を説明するものである。それらは各種変形実施例、及びその範囲にこのような変形実施例及び同様の構造全てを包含するように最も広範な解釈が認められるべき添付特許請求の範囲の意図及び範囲内に含まれる同様の装置を網羅するように意図されている。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の正弦波増幅器システムの概略図である。
【図２】従来のＢ級増幅回路の拡大概略図である。
【図３】従来の正弦波増幅器システムの動作をさらに説明する波形図である。
【図４】従来のアナログ−デジタル増幅器システムによる増幅器システムの拡大概略図である。
【図５】本発明による高効率電力増幅器システムの概略図である。
【図６】本発明による高効率増幅器システムの詳細図である。
【図７】本発明によるフルブリッジスイッチング回路の概略図である。
【図８】基準信号とフィードバック信号間の比較から生じるＰＷＭ波及び方形波の波形図である。
【図９】直流−交流変換回路の動作をさらに説明する波形図である。
【図１０】本発明によるＢ級増幅回路の拡大概略図である。
【図１１】図１０のＢ級増幅回路の動作をさらに説明する波形図である。

Claims

同期正弦波基準信号及び入力信号を発生する信号生成装置と、
直流基準電位を受信し、直流基準電位に従って第１パルス幅変調（ＰＷＭ）信号を発生し、かつ正弦波基準信号に従って第２ＰＷＭ信号及び論理制御信号を発生するＰＷＭ信号生成装置と、
入力電力を受電して第１ＰＷＭ信号に従って入力電力を一対の安定直流電力に変調し、かつ第２ＰＷＭ信号及び発生した論理制御信号に従って一対の安定直流電力を正弦波基準信号と同位相の擬似正弦波電力に変調する電力回路と、
擬似正弦波電力を受電して第１フィードバック信号を発生するフィードバック回路であって、正弦波基準信号との比較のため第１フィードバック信号が前記ＰＷＭ信号生成装置へ送信され第２ＰＷＭ信号を発生し、第２ＰＷＭ信号が前記電力回路へ送信されて擬似正弦波電力をチューニングし、前記フィードバック回路が一対の安定直流電力を受電して第２フィードバック信号を発生し、かつ第１ＰＷＭ信号を発生して前記電力回路へ送信するため、第２フィードバック信号が直流基準電位との比較用の前記ＰＷＭ信号生成装置へ送信され一対の安定直流電力をチューニングするフィードバック回路と、
供給電力として擬似正弦波電力を受電しかつ入力信号を増幅する増幅回路と、を含むことを特徴とする高効率増幅器システム。
前記増幅回路がＡ級、Ｂ級又はＡＢ級増幅回路であることを特徴とする請求項１に記載の高効率増幅器システム。
前記擬似正弦波電力及び正弦波基準信号が同位相であることを特徴とする請求項１に記載の高効率増幅器システム。
前記電力回路が第１及び第２ＰＷＭ信号及び論理制御信号を受信して入力電力を擬似正弦波電力へ変換する高効率増幅器システムであって、
入力電力を受電して入力電力を直流電力へ変換する整流回路と、
直流電力を受電しかつ第１ＰＷＭ信号に従って直流電力を第３ＰＷＭ信号へ変換する第１スイッチング回路と、
第３ＰＷＭ信号を所要振幅に調整する変圧器と、
調整された第３ＰＷＭ信号を受信して調整された第３ＰＷＭ信号を一対の安定直流電力へ変換し、かつ第２ＰＷＭ信号及び論理制御信号に従って一対の安定直流電力を正弦波基準信号と同位相の擬似正弦波電力に変換する直流−交流変換回路と、を含むことを特徴とする請求項１に記載の高効率増幅器システム。
入力電力に不足が生じた場合直流電力を供給する予備直流電力と、
予備直流電力を受電して第１ＰＷＭ信号に従って前記予備直流電力を第４ＰＷＭ信号へ変換する第２スイッチング回路と、をさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の高効率増幅器システム。
前記第２スイッチング回路は入力電力に不足が生じた場合動作を開始することを特徴とする請求項５に記載の高効率増幅器システム。
入力電力に不足が生じた場合前記予備直流電力を始動させ、かつ前記第２スイッチング回路が第１ＰＷＭ信号に従って前記予備直流電力を第４ＰＷＭ信号へ変換し、そこで第４ＰＷＭ信号を所要振幅に調整するため第４ＰＷＭ信号が前記変圧器へ送信され、一対の安定直流電力へ変換するため、調整された第４ＰＷＭ信号が直流−交流変換回路へ送信され、一対の安定直流電力が第２ＰＷＭ信号及び論理制御信号に従って正弦波基準信号と同位相の擬似正弦波電力に変調されることを特徴とする請求項５に記載の高効率増幅器システム。
前記直流−交流変換回路が、
調整された第３又は第４ＰＷＭ信号の正の部分を伝導して安定な直流正電力を発生する第１ダイオードと、
調整された第３又は第４ＰＷＭ信号の負の部分を伝導して安定な直流負電力を発生する第２ダイオードと、
前記第１ダイオードと結合し、第２ＰＷＭ信号及び論理制御信号に従って正の半波電圧信号を送信する第１切換装置と、
前記第２ダイオードと結合し、第２ＰＷＭ信号及び論理制御信号に従って負の半波電圧信号を送信する第２切換装置であって、正の半波電圧信号と負の半波電圧信号間の位相差が１８０度であり、このようにして擬似正弦波が前記第１切換装置及び前記第２切換装置の共通ノードに発生する第２切換装置と、を含むことを特徴とする請求項４に記載の高効率増幅器システム。
前記第１ダイオードがコンデンサとさらに結合することを特徴とする請求項８に記載の高効率増幅器システム。
前記第２ダイオードがコンデンサとさらに結合することを特徴とする請求項８に記載の高効率増幅器システム。
前記第１及び前記第２切換装置の共通ノードがコンデンサとさらに結合することを特徴とする請求項８に記載の高効率増幅器システム。
前記第１及び第２スイッチング回路がフライバック形式、フォアード形式、プッシュプル形式、ハーフブリッジ形式又はフルブリッジ形式として設計されることを特徴とする請求項４に記載の高効率増幅器システム。
擬似正弦波電力を発生可能な電力システムであって、
同期正弦波基準信号及び入力信号を発生する信号生成装置と、
直流基準電位を受信して直流基準電位に従って第１ＰＷＭ信号を発生し、かつ正弦波基準信号に従って第２ＰＷＭ信号及び論理制御信号を発生するパルス幅変調（ＰＷＭ）信号生成装置と、
第１及び第２ＰＷＭ信号及び論理制御信号を受信し、入力電力を擬似正弦波電力へ変換する電力回路であって、前記電力回路が、
入力電力を受電して入力電力を直流電力へ変換する整流回路と、
直流電力を受電し、第１ＰＷＭ信号に従って直流電力を第３ＰＷＭ信号へ変換する第１スイッチング回路と
第３ＰＷＭ信号を所要振幅に調整する変圧器と、
調整された第３ＰＷＭ信号を受信し、調整された第３ＰＷＭ信号を一対の安定直流電力へ変換し、第２ＰＷＭ信号及び論理制御信号に従って一対の安定直流電力を正弦波基準信号と同位相の擬似正弦波電力に変調する直流−交流変換回路と、
擬似正弦波電力を受電し、第１フィードバック信号を発生するフィードバック回路であって、正弦波基準信号との比較のため第１フィードバック信号が前記ＰＷＭ信号生成装置へ送信されて第２ＰＷＭ信号を発生し、第２ＰＷＭ信号が前記電力回路へ送信されて擬似正弦波電力をチューニングし、前記フィードバック回路が一対の安定直流電力を受電し第２フィードバック信号を発生し、かつ直流基準電位との比較及び第１ＰＷＭ信号の発生のため第２フィードバック信号が前記ＰＷＭ信号生成装置へ送信され前記電力回路へ送信して一対の安定直流電力をチューニングするフィードバック回路と、を含むことを特徴とする電力システム。
入力電力に不足が生じた場合直流電力を供給する予備直流電力と、
予備直流電力を受電し、第１ＰＷＭ信号に従って前記予備直流電力を第４ＰＷＭ信号へ変換する第２スイッチング回路と、をさらに含むことを特徴とする請求項１３に記載の電力システム。
前記第２スイッチング回路は入力電力に不足が生じた場合動作を開始するすることを特徴とする請求項１４に記載の電力システム。
入力電圧に不足が生じた場合前記予備直流電力を始動させ、前記第２スイッチング回路が第１ＰＷＭ信号に従って前記予備直流電力を第４ＰＷＭ信号へ変換し、第４ＰＷＭ信号を所要振幅に調整するため第４ＰＷＭ信号が前記変圧器へ送信され、調整された第４ＰＷＭ信号を一対の安定直流電力へ変換するため調整された第４ＰＷＭ信号が前記直流−交流変換回路へ送信され、かつ一対の安定直流電力が第２ＰＷＭ信号及び論理制御信号に従って正弦波基準信号と同位相の擬似正弦波電力に変調されることを特徴とする請求項１４に記載の電力システム。
前記擬似正弦波電力及び正弦波基準信号が同位相であることを特徴とする請求項１３に記載の電力システム。
前記直流−交流変換回路が
調整された第３又は第４ＰＷＭ信号の正の部分を伝導して安定な直流正電力を発生する第１ダイオードと、
調整された第３又は第４ＰＷＭ信号の負の部分を伝導して安定な直流負電力を発生する第２ダイオードと、
前記第１ダイオードと結合し第２ＰＷＭ信号及び論理制御信号に従って正の半波信号を送信する第１切換装置と、
前記第２ダイオードと結合し第２ＰＷＭ信号及び論理制御信号に従って負の半波信号を送信する第２切換装置であって、正の半波信号と負の半波信号間の位相差が１８０度であり、かつそれ故擬似正弦波が第１切換装置及び第２切換装置の共通ノードに発生する第２切換装置と、を含むことを特徴とする請求項１３に記載の電力システム。
前記第１ダイオードがコンデンサとさらに結合することを特徴とする請求項１８に記載の電力システム。
前記第２ダイオードがコンデンサとさらに結合することを特徴とする請求項１８に記載の電力システム。
前記第１及び前記第２切換装置の共通ノードがコンデンサとさらに結合することを特徴とする請求項１８に記載の電力システム。
前記第１及び第２スイッチング回路がフライバック形式、フォアード形式、プッシュプル形式、ハーフブリッジ形式又はフルブリッジ形式として設計されることを特徴とする請求項１３に記載の電力システム。
高効率増幅出力の発生方法であって、
信号生成装置を使用して同期正弦波基準信号及び入力信号を発生するステップと、
正弦波基準信号に従って第１パルス幅変調（ＰＷＭ）信号及び論理制御信号を発生するステップと、
直流基準電位に従って第２ＰＷＭ信号を発生するステップと、
前記第２ＰＷＭ信号に従って入力電力を一対の安定直流電力に変換するステップと、
第１ＰＷＭ信号及び論理制御信号に従って一対の安定直流電力を正弦波基準信号と同位相の擬似正弦波電力に変調するステップと、
前記擬似正弦波電力を供給して増幅回路に電力を供給し入力信号を増幅するステップと、
前記一対の安定直流電力及び前記擬似正弦波電力をチューニングするためフィードバック回路を使用するステップと、を含むことを特徴とする方法。
前記一対の安定直流電力及び前記擬似正弦波電力をチューニングするためフィードバック回路を使用するステップが、
前記一対の安定直流電力及び前記擬似正弦波電力を伝送し前記直流基準電位及び前記正弦波基準信号とそれぞれ比較して第１及び第２ＰＷＭ信号を発生するステップと、
前記第１及び第２ＰＷＭ信号を使用して前記擬似正弦波電力及び前記一対の安定直流電力をチューニングすることを特徴とする請求項２３に記載の方法。
前記増幅回路がＡ級、Ｂ級又はＡＢ級増幅回路であることを特徴とする請求項２３に記載の方法。
前記擬似正弦波電力が正弦波基準信号と同位相であることを特徴とする請求項２３に記載の方法。
前記第２ＰＷＭ信号に従って入力電力を一対の安定直流電力に変換するステップが、
入力電力を受電して入力電力を直流電力へ整流するステップと、
第２ＰＷＭ信号に従って前記直流電力を第３ＰＷＭ信号へ変換するステップと、
前記第３ＰＷＭ信号を一対の安定直流電力へ変換するステップと、をさらに含むことを特徴とする請求項２３に記載の方法。
第１ＰＷＭ信号及び論理制御信号に従って一対の安定直流電力を正弦波基準信号と同位相の擬似正弦波電力に変調するステップが、
前記安定な直流正電力を伝導して正電圧を発生するステップと、
前記安定な直流負電力を伝導して負電圧を発生するステップと、
第１ＰＷＭ信号及び論理制御信号に従って前記正電圧及び前記負電圧を前記増幅回路に交互に出力するステップと、をさらに含むことを特徴とする請求項２３に記載の方法。
第２ＰＷＭ信号に従って前記直流電力を第３ＰＷＭ信号へ変換するステップがフライバック形式設計、フォアード形式設計、プッシュプル形式設計、ハーフブリッジ形式設計又はフルブリッジ形式設計によって実現されることを特徴とする請求項２７に記載の方法。