JPH08266061A - インバータ回路 - Google Patents
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- JPH08266061A JPH08266061A JP7333679A JP33367995A JPH08266061A JP H08266061 A JPH08266061 A JP H08266061A JP 7333679 A JP7333679 A JP 7333679A JP 33367995 A JP33367995 A JP 33367995A JP H08266061 A JPH08266061 A JP H08266061A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 18
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 5
- 238000007599 discharging Methods 0.000 claims description 4
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 3
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 3
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 2
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/337—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
- H02M3/3372—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration of the parallel type
- H02M3/3374—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration of the parallel type with preregulator, e.g. current injected push-pull
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
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- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
- H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
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- Inverter Devices (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 インバータ回路を構成するＤＣ−ＤＣコンバ
ータとＤＣ−ＡＣコンバータのスイッチング動作を互い
に同期させることにより、より安定的な交流電源を供給
することにある。 【解決手段】 このインバータ回路はＤＣ−ＡＣコンバ
ータ３０からのフィードバック制御電圧と基準電圧を比
較増幅するエラーアンプ（ＥＲＲ１）と、ＤＣ−ＡＣコ
ンバータ３０のスイッチング動作によりＤＣ−ＤＣコン
バータ２０の出力端に発生するリップル電圧成分の周波
数に同期された３角波電圧を発生させる周波数同期部Ｒ
１，Ｒ２，Ｄ２と、前記３角波電圧を前記エラーアンプ
の出力電圧と比較し、比較結果による出力信号をＤＣ−
ＤＣコンバータのスイッチング制御信号に提供する比較
器（ＣＯＭＰ１）を含む。
ータとＤＣ−ＡＣコンバータのスイッチング動作を互い
に同期させることにより、より安定的な交流電源を供給
することにある。 【解決手段】 このインバータ回路はＤＣ−ＡＣコンバ
ータ３０からのフィードバック制御電圧と基準電圧を比
較増幅するエラーアンプ（ＥＲＲ１）と、ＤＣ−ＡＣコ
ンバータ３０のスイッチング動作によりＤＣ−ＤＣコン
バータ２０の出力端に発生するリップル電圧成分の周波
数に同期された３角波電圧を発生させる周波数同期部Ｒ
１，Ｒ２，Ｄ２と、前記３角波電圧を前記エラーアンプ
の出力電圧と比較し、比較結果による出力信号をＤＣ−
ＤＣコンバータのスイッチング制御信号に提供する比較
器（ＣＯＭＰ１）を含む。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はインバータ回路に関
し、より詳しくは直流電源から交換された交流電源の出
力歪曲を最小化し、より安定にされた交流出力電圧を供
給することができるインバータ回路に関するものであ
る。
し、より詳しくは直流電源から交換された交流電源の出
力歪曲を最小化し、より安定にされた交流出力電圧を供
給することができるインバータ回路に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】一般的にインバータ回路は直流を交流に
変換させる装置である。このインバータ回路はnotebook
コンピューター又は携帯用ＴＶのような電子製品に内蔵
されバッテリー等から供給される直流電源を交流電源に
変換して交流負荷に供給する。即ち、大型ＬＣＤ画面を
有するnotebookコンピューターに備えられたcold catho
de Florescent tubeに交流電源を供給するためにインバ
ータ回路が使用される。
変換させる装置である。このインバータ回路はnotebook
コンピューター又は携帯用ＴＶのような電子製品に内蔵
されバッテリー等から供給される直流電源を交流電源に
変換して交流負荷に供給する。即ち、大型ＬＣＤ画面を
有するnotebookコンピューターに備えられたcold catho
de Florescent tubeに交流電源を供給するためにインバ
ータ回路が使用される。
【０００３】このようなインバータ回路は、入力される
直流電源電圧を交流変換するのに適合する直流電源電圧
に変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、このＤＣ−ＤＣコ
ンバータに連結され変換された直流電源電圧を交流電源
電圧に変換させるＤＣ−ＡＣコンバータを含む。
直流電源電圧を交流変換するのに適合する直流電源電圧
に変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、このＤＣ−ＤＣコ
ンバータに連結され変換された直流電源電圧を交流電源
電圧に変換させるＤＣ−ＡＣコンバータを含む。
【０００４】図３は従来のインバータ回路図であり、電
圧入力端子Ｖｉｎを通じて入力される直流電圧を所定レ
ベルの直流電圧に変換して出力するＤＣ−ＤＣコンバー
タ１０と、このＤＣ−ＤＣコンバータ１０で変換された
ＤＣ電圧をＡＣ電圧に変換して負荷ＲＬに供給するＤＣ
−ＡＣコンバータ３０と、ＤＣ−ＡＣコンバータ３０か
ら出力される電圧を検出してＤＣ−ＤＣコンバータ１０
にフィードバックさせるフィードバックループＦ／Ｂと
から構成されている。
圧入力端子Ｖｉｎを通じて入力される直流電圧を所定レ
ベルの直流電圧に変換して出力するＤＣ−ＤＣコンバー
タ１０と、このＤＣ−ＤＣコンバータ１０で変換された
ＤＣ電圧をＡＣ電圧に変換して負荷ＲＬに供給するＤＣ
−ＡＣコンバータ３０と、ＤＣ−ＡＣコンバータ３０か
ら出力される電圧を検出してＤＣ−ＤＣコンバータ１０
にフィードバックさせるフィードバックループＦ／Ｂと
から構成されている。
【０００５】図３のＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、電圧
入力端子Ｖｉｎから入力される直流電圧をスイッチング
制御して出力させるためのトランジスターＱ１と、この
トランジスターＱ１のオン／オフタイムを制御するため
のＰＷＭ信号をトランジスターＱ１に伝達するＰＷＭ
ＩＣ１１と、前記トランジスターＱ１の出力電圧を整流
するダイオードＤ１と、このダイオードＤ１の出力電圧
を平滑するコイルＬ１とから構成されている。
入力端子Ｖｉｎから入力される直流電圧をスイッチング
制御して出力させるためのトランジスターＱ１と、この
トランジスターＱ１のオン／オフタイムを制御するため
のＰＷＭ信号をトランジスターＱ１に伝達するＰＷＭ
ＩＣ１１と、前記トランジスターＱ１の出力電圧を整流
するダイオードＤ１と、このダイオードＤ１の出力電圧
を平滑するコイルＬ１とから構成されている。
【０００６】そして、ＤＣ−ＡＣコンバータ３０はＤＣ
−ＤＣコンバータ１０から入力される１次側の直流電圧
を誘起させ、この時発生した２次側の交流電圧を負荷Ｒ
Ｌへ出力させるトランスＴ１と、前記トランスＴ１の１
次側に備えられトランスＴ１に入力される直流電圧の入
力タイミングを交代に制御するためのトランジスターＱ
２，Ｑ３と、前記二つのトランジスターＱ２，Ｑ３に入
力される電流を各々調節するための抵抗Ｒ１及び共振用
コンデンサーＣ１と、トランスＴ１の２次側に誘起され
た電流のＤＣ成分を除去させるためのコンデンサーＣ２
から構成されている。
−ＤＣコンバータ１０から入力される１次側の直流電圧
を誘起させ、この時発生した２次側の交流電圧を負荷Ｒ
Ｌへ出力させるトランスＴ１と、前記トランスＴ１の１
次側に備えられトランスＴ１に入力される直流電圧の入
力タイミングを交代に制御するためのトランジスターＱ
２，Ｑ３と、前記二つのトランジスターＱ２，Ｑ３に入
力される電流を各々調節するための抵抗Ｒ１及び共振用
コンデンサーＣ１と、トランスＴ１の２次側に誘起され
た電流のＤＣ成分を除去させるためのコンデンサーＣ２
から構成されている。
【０００７】また、フィードバックループＦ／ＢはＤＣ
−ＡＣコンバータ３０の出力端で出力電流を感知するた
めの抵抗ＲＳと、前記出力端の電圧を整流及び平滑して
ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のＰＷＭ ＩＣ１１へフィー
ドバックさせるダイオードＤ２及びコンデンサーＣ３と
から構成されている。
−ＡＣコンバータ３０の出力端で出力電流を感知するた
めの抵抗ＲＳと、前記出力端の電圧を整流及び平滑して
ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のＰＷＭ ＩＣ１１へフィー
ドバックさせるダイオードＤ２及びコンデンサーＣ３と
から構成されている。
【０００８】図３を参照すると、前記ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ１０の電源入力端子Ｖｉｎを通じて直流電圧がトラ
ンジスターＱ１のエミッタ端に印加され、このトランジ
スターＱ１のベース端にはＰＷＭ ＩＣ１１で供給され
る球形パルス信号が印加される。この時、球形パルス信
号のロウレベル区間でトランジスターＱ１がターンオン
され電源入力端子Ｖｉｎを通じて入力される直流電圧は
ダイオードＤ１とコイルＬ１を通じながらＤＣ−ＡＣコ
ンバータ３０に伝達される。
ータ１０の電源入力端子Ｖｉｎを通じて直流電圧がトラ
ンジスターＱ１のエミッタ端に印加され、このトランジ
スターＱ１のベース端にはＰＷＭ ＩＣ１１で供給され
る球形パルス信号が印加される。この時、球形パルス信
号のロウレベル区間でトランジスターＱ１がターンオン
され電源入力端子Ｖｉｎを通じて入力される直流電圧は
ダイオードＤ１とコイルＬ１を通じながらＤＣ−ＡＣコ
ンバータ３０に伝達される。
【０００９】なお、ＰＷＭ ＩＣ１１からトランジスタ
ーＱ１のベース端に印加されトランジスターＱ１の出力
デューティを制御するための球形パルス信号の幅は使用
者が任意に調節することもでき、フィードバックループ
Ｆ／Ｂにより検出された出力電圧の強さにより自動調節
される。
ーＱ１のベース端に印加されトランジスターＱ１の出力
デューティを制御するための球形パルス信号の幅は使用
者が任意に調節することもでき、フィードバックループ
Ｆ／Ｂにより検出された出力電圧の強さにより自動調節
される。
【００１０】一方、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ１０で変
換された直流電圧は、ＤＣ−ＡＣコンバータ３０内の抵
抗Ｒ１を通じてトランジスターＱ２のベース端に供給さ
れるとトランジスターＱ２がターンオンされる。
換された直流電圧は、ＤＣ−ＡＣコンバータ３０内の抵
抗Ｒ１を通じてトランジスターＱ２のベース端に供給さ
れるとトランジスターＱ２がターンオンされる。
【００１１】上記トランジスターＱ２はトランスＴ１の
ベースバイアス巻線の電流供給能力の限界によりターン
オンを保持続けることができなく、ターンオフされると
トランジスターＱ３のベース端がハイレベルとなり、こ
れによりトランジスターＱ３がターンオンされ引き続き
交番にターンオフ動作を繰り返す。
ベースバイアス巻線の電流供給能力の限界によりターン
オンを保持続けることができなく、ターンオフされると
トランジスターＱ３のベース端がハイレベルとなり、こ
れによりトランジスターＱ３がターンオンされ引き続き
交番にターンオフ動作を繰り返す。
【００１２】この時、トランジスターＱ２がターンオン
されトランジスターＱ３がオフされた期間にはトランス
Ｔ１の２次側に正極性の正弦波が誘起され、反対に、ト
ランジスターＱ３がターンオンされトランジスターＱ２
がターンオンされた期間にはトランスＴ１の２次側に負
極性の正弦波が出力される。即ち、前記トランジスター
Ｑ２，Ｑ３が交代にスイッチングされながらトランスＴ
１の２次側には完全な正弦波が誘起される。
されトランジスターＱ３がオフされた期間にはトランス
Ｔ１の２次側に正極性の正弦波が誘起され、反対に、ト
ランジスターＱ３がターンオンされトランジスターＱ２
がターンオンされた期間にはトランスＴ１の２次側に負
極性の正弦波が出力される。即ち、前記トランジスター
Ｑ２，Ｑ３が交代にスイッチングされながらトランスＴ
１の２次側には完全な正弦波が誘起される。
【００１３】この時、前記正弦波はコンデンサーＣ２を
通じて交流負荷ＲＬに供給される。ここで、負荷ＲＬは
notebookコンピューターの内部に備えられたback light
inglampであるcold cathod florescant tube に成り得
る。
通じて交流負荷ＲＬに供給される。ここで、負荷ＲＬは
notebookコンピューターの内部に備えられたback light
inglampであるcold cathod florescant tube に成り得
る。
【００１４】以上のようにＤＣ−ＡＣコンバータ３０か
ら負荷ＲＬへ交流電源が供給されながらＤＣ−ＡＣコン
バータ３０の出力電流が感知抵抗Ｒｓにより電圧の形態
で感知される。この感知抵抗Ｒｓの両端の電圧はダイオ
ードＤ２及びコンデンサーＣ３により整流及び平滑され
た後、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のＰＷＭ ＩＣ１
１にフィードバックされる。
ら負荷ＲＬへ交流電源が供給されながらＤＣ−ＡＣコン
バータ３０の出力電流が感知抵抗Ｒｓにより電圧の形態
で感知される。この感知抵抗Ｒｓの両端の電圧はダイオ
ードＤ２及びコンデンサーＣ３により整流及び平滑され
た後、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のＰＷＭ ＩＣ１
１にフィードバックされる。
【００１５】前記ＰＷＭ ＩＣ１１はフィードバック電
圧により出力デューティ比を調節してトランジスターＱ
１のオン／オフ動作時間を制御する。
圧により出力デューティ比を調節してトランジスターＱ
１のオン／オフ動作時間を制御する。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】しかし、このような従
来のインバータ回路はＤＣ−ＤＣコンバータ１０のスイ
ッチング動作がＰＷＭ ＩＣ１１で供給されるＰＷＭパ
ルス信号により成される反面、ＤＣ−ＡＣコンバータ３
０のスイッチング動作がコンデンサーＣ１とトランスＴ
１の１次側コイルのインダクタンス値により決定された
周波数により成されるため、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０
とＤＣ−ＡＣコンバータ３０のスイッチング動作が互い
に同期されなくなる。従って、back lighting lampのよ
うな負荷に供給される出力波形の歪曲が発生し、その出
力電圧が不安定し易く、これにより前記ランプが均一な
明るさを保持できなくなり、ランプの寿命が短縮される
短所がある。
来のインバータ回路はＤＣ−ＤＣコンバータ１０のスイ
ッチング動作がＰＷＭ ＩＣ１１で供給されるＰＷＭパ
ルス信号により成される反面、ＤＣ−ＡＣコンバータ３
０のスイッチング動作がコンデンサーＣ１とトランスＴ
１の１次側コイルのインダクタンス値により決定された
周波数により成されるため、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０
とＤＣ−ＡＣコンバータ３０のスイッチング動作が互い
に同期されなくなる。従って、back lighting lampのよ
うな負荷に供給される出力波形の歪曲が発生し、その出
力電圧が不安定し易く、これにより前記ランプが均一な
明るさを保持できなくなり、ランプの寿命が短縮される
短所がある。
【００１７】本発明の目的は上記のような問題点を解決
するためのものであって、インバータ回路を構成するＤ
Ｃ−ＤＣコンバータとＤＣ−ＡＣコンバータのスイッチ
ング動作を互いに同期させることにより、より安定的な
交流電源を供給するインバータ回路を提供することであ
る。
するためのものであって、インバータ回路を構成するＤ
Ｃ−ＤＣコンバータとＤＣ−ＡＣコンバータのスイッチ
ング動作を互いに同期させることにより、より安定的な
交流電源を供給するインバータ回路を提供することであ
る。
【００１８】本発明の他の目的は高価なＰＷＭ ＩＣを
使用しないで、簡単な回路構成でＤＣ−ＤＣコンバータ
にＰＷＭパルス信号を提供することにより製造費を節減
することができるインバータ回路を提供することであ
る。
使用しないで、簡単な回路構成でＤＣ−ＤＣコンバータ
にＰＷＭパルス信号を提供することにより製造費を節減
することができるインバータ回路を提供することであ
る。
【００１９】
【課題を解決するための手段】前記のような目的を達成
するために、請求項１記載の第１の発明は、入力される
直流電圧を所定電圧の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコ
ンバータと、前記ＤＣ−ＤＣコンバータからの直流電圧
を交流電圧に変換するＤＣ−ＡＣコンバータと、前記Ｄ
Ｃ−ＡＣコンバータの出力交流電圧を検出して前記ＤＣ
−ＤＣコンバータの制御信号としてフィードバックさせ
るフィードバック手段を備えたインバータ回路におい
て、前記フィードバック手段で検出された電圧値と設定
された基準電圧との電圧差異を検出して所定の増幅比で
増幅する電圧差検出手段と、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ
とＤＣ−ＡＣコンバータとの間に連結され前記ＤＣ−Ａ
Ｃコンバータのスイッチング動作により前記ＤＣ−ＤＣ
コンバータの出力端に発生するリップル電圧成分の周波
数に同期した３角波電圧を発生させる周波数同期手段
と、前記周波数同期手段から出力される３角波電圧を前
記電圧差検出手段から出力される電圧と比較し、比較結
果による出力信号を前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッ
チング制御信号へ提供する電圧比較手段とから構成され
たことを要旨とする。従って、インバータ回路を構成す
るＤＣ−ＤＣコンバータとＤＣ−ＡＣコンバータのスイ
ッチング動作を互いに同期させることにより、より安定
的な交流電源を供給できる。また、高価なＰＷＭ ＩＣ
を使用しないで、簡単な回路構成でＤＣ−ＤＣコンバー
タにＰＷＭパルス信号を提供することにより製造費を節
減できる。
するために、請求項１記載の第１の発明は、入力される
直流電圧を所定電圧の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコ
ンバータと、前記ＤＣ−ＤＣコンバータからの直流電圧
を交流電圧に変換するＤＣ−ＡＣコンバータと、前記Ｄ
Ｃ−ＡＣコンバータの出力交流電圧を検出して前記ＤＣ
−ＤＣコンバータの制御信号としてフィードバックさせ
るフィードバック手段を備えたインバータ回路におい
て、前記フィードバック手段で検出された電圧値と設定
された基準電圧との電圧差異を検出して所定の増幅比で
増幅する電圧差検出手段と、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ
とＤＣ−ＡＣコンバータとの間に連結され前記ＤＣ−Ａ
Ｃコンバータのスイッチング動作により前記ＤＣ−ＤＣ
コンバータの出力端に発生するリップル電圧成分の周波
数に同期した３角波電圧を発生させる周波数同期手段
と、前記周波数同期手段から出力される３角波電圧を前
記電圧差検出手段から出力される電圧と比較し、比較結
果による出力信号を前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッ
チング制御信号へ提供する電圧比較手段とから構成され
たことを要旨とする。従って、インバータ回路を構成す
るＤＣ−ＤＣコンバータとＤＣ−ＡＣコンバータのスイ
ッチング動作を互いに同期させることにより、より安定
的な交流電源を供給できる。また、高価なＰＷＭ ＩＣ
を使用しないで、簡単な回路構成でＤＣ−ＤＣコンバー
タにＰＷＭパルス信号を提供することにより製造費を節
減できる。
【００２０】請求項２記載の第２の発明は、望ましくは
前記周波数同期手段が前記ＤＣ−ＤＣコンバータに入力
される直流電圧により流れる電流に含まれた電荷を充電
及び放電させるためのコンデンサー及び抵抗と、前記コ
ンデンサーから放電されて流れる電流を前記ＤＣ−ＤＣ
コンバータの出力端に提供するためのダイオードとから
構成されることを要旨とする。
前記周波数同期手段が前記ＤＣ−ＤＣコンバータに入力
される直流電圧により流れる電流に含まれた電荷を充電
及び放電させるためのコンデンサー及び抵抗と、前記コ
ンデンサーから放電されて流れる電流を前記ＤＣ−ＤＣ
コンバータの出力端に提供するためのダイオードとから
構成されることを要旨とする。
【００２１】
【発明の実施の形態】以下、本発明によるインバータ回
路の望ましい一実施形態について添付図面の図１及び図
２を参照して詳細に説明する。
路の望ましい一実施形態について添付図面の図１及び図
２を参照して詳細に説明する。
【００２２】図１において、電源入力端子Ｖｉｎを通じ
て入力される直流電圧を所定電圧の直流電圧に変換して
出力するＤＣ−ＤＣコンバータ２０と、前記ＤＣ−ＤＣ
コンバータ２０で変換された直流電圧を交流電圧に変換
して負荷ＲＬに供給するＤＣ−ＡＣコンバータ３０と、
前記ＤＣ−ＡＣコンバータ３０の出力電圧を検出して前
記ＤＣ−ＤＣコンバータ２０にフィードバックさせるフ
ィードバックループＦ／Ｂとから構成される。
て入力される直流電圧を所定電圧の直流電圧に変換して
出力するＤＣ−ＤＣコンバータ２０と、前記ＤＣ−ＤＣ
コンバータ２０で変換された直流電圧を交流電圧に変換
して負荷ＲＬに供給するＤＣ−ＡＣコンバータ３０と、
前記ＤＣ−ＡＣコンバータ３０の出力電圧を検出して前
記ＤＣ−ＤＣコンバータ２０にフィードバックさせるフ
ィードバックループＦ／Ｂとから構成される。
【００２３】ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は電源入力端子
Ｖｉｎを通じて入力される直流電圧をスイッチング制御
して出力するスイッチング手段であるトランジスターＱ
１と、このトランジスターＱ１のコレクター端に連結さ
れトランジスターＱ１の出力電圧を整流及び平滑するダ
イオードＤ１及びコイルＬ１を含む。電圧比較手段であ
る比較器（ＣＯＭＰ１）はトランジスターＱ１のベース
端に所定周期の球形波を供給する。ＤＣ−ＤＣコンバー
タ２０に入力される直流電圧を所定の蓄電容量で充電及
び放電を行うための抵抗Ｒ１、コンデンサーＣ１、抵抗
Ｒ２、それからダイオードＤ２から周波数同期部が構成
されている。ＤＣ−ＡＣコンバータ３０の出力電圧を検
出して設定された基準電圧と比較して、その差異電圧を
所定の増幅比で増幅して比較器（ＣＯＭＰ１）の反転端
子（−）に供給する電圧差検出部はエラー検出アンプ
（ＥＲＲ１）から構成されている。
Ｖｉｎを通じて入力される直流電圧をスイッチング制御
して出力するスイッチング手段であるトランジスターＱ
１と、このトランジスターＱ１のコレクター端に連結さ
れトランジスターＱ１の出力電圧を整流及び平滑するダ
イオードＤ１及びコイルＬ１を含む。電圧比較手段であ
る比較器（ＣＯＭＰ１）はトランジスターＱ１のベース
端に所定周期の球形波を供給する。ＤＣ−ＤＣコンバー
タ２０に入力される直流電圧を所定の蓄電容量で充電及
び放電を行うための抵抗Ｒ１、コンデンサーＣ１、抵抗
Ｒ２、それからダイオードＤ２から周波数同期部が構成
されている。ＤＣ−ＡＣコンバータ３０の出力電圧を検
出して設定された基準電圧と比較して、その差異電圧を
所定の増幅比で増幅して比較器（ＣＯＭＰ１）の反転端
子（−）に供給する電圧差検出部はエラー検出アンプ
（ＥＲＲ１）から構成されている。
【００２４】また、ＤＣ−ＡＣコンバータ３０はＤＣ−
ＤＣコンバータ２０から入力される１次側の直流電圧を
誘起させ、この時発生した２次側の交流電圧を負荷ＲＬ
に出力するトランスＴ１と、トランスＴ１の１次側に備
えられトランスＴ１に印加される入力電圧の入力タイミ
ングを交代にスイッチング制御して出力するためのトラ
ンジスターＱ２，Ｑ３と、トランスＴ１の２次側に誘起
された電圧をフィルタリングして負荷ＲＬに供給するコ
ンデンサーＣ３とから構成されている。
ＤＣコンバータ２０から入力される１次側の直流電圧を
誘起させ、この時発生した２次側の交流電圧を負荷ＲＬ
に出力するトランスＴ１と、トランスＴ１の１次側に備
えられトランスＴ１に印加される入力電圧の入力タイミ
ングを交代にスイッチング制御して出力するためのトラ
ンジスターＱ２，Ｑ３と、トランスＴ１の２次側に誘起
された電圧をフィルタリングして負荷ＲＬに供給するコ
ンデンサーＣ３とから構成されている。
【００２５】上記フィードバックループＦ／Ｂは、前記
トランスＴ１の２次側と負荷ＲＬとの間には出力電流を
出力電圧の形態で感知する感知抵抗Ｒｓと、前記感知抵
抗Ｒｓの両端の電圧差を整流するためのダイオードＤ３
と、ダイオードＤ３を通過した電圧を平滑するためのコ
ンデンサーＣ４とから構成されている。
トランスＴ１の２次側と負荷ＲＬとの間には出力電流を
出力電圧の形態で感知する感知抵抗Ｒｓと、前記感知抵
抗Ｒｓの両端の電圧差を整流するためのダイオードＤ３
と、ダイオードＤ３を通過した電圧を平滑するためのコ
ンデンサーＣ４とから構成されている。
【００２６】このように構成された本発明は電源入力端
子Ｖｉｎを通じて入力される直流電圧がトランジスター
Ｑ１のエミッタ端に印加される時、トランジスターＱ１
はトランジスターＱ１のベース端に印加されるＰＷＭ信
号に相応するようにオン／オフ動作を行う。この時、ト
ランジスターＱ１を通過した直流電圧はダイオードＤ１
及びコイルＬ１によりＤＣ−ＡＣコンバータ３０に伝達
される。
子Ｖｉｎを通じて入力される直流電圧がトランジスター
Ｑ１のエミッタ端に印加される時、トランジスターＱ１
はトランジスターＱ１のベース端に印加されるＰＷＭ信
号に相応するようにオン／オフ動作を行う。この時、ト
ランジスターＱ１を通過した直流電圧はダイオードＤ１
及びコイルＬ１によりＤＣ−ＡＣコンバータ３０に伝達
される。
【００２７】ＤＣ−ＤＣコンバータ２０から出力される
直流電圧はＤＣ−ＡＣコンバータ３０に備えられたトラ
ンジスターＱ２，Ｑ３を交代に導通させるが、このトラ
ンジスターＱ２，Ｑ３の交番動作により接点ａには図２
（Ａ）のようなリップル電圧波形が生じることになる。
直流電圧はＤＣ−ＡＣコンバータ３０に備えられたトラ
ンジスターＱ２，Ｑ３を交代に導通させるが、このトラ
ンジスターＱ２，Ｑ３の交番動作により接点ａには図２
（Ａ）のようなリップル電圧波形が生じることになる。
【００２８】これと同時に電源入力端子Ｖｉｎを通じて
トランジスターＱ１のベース端に印加される同じ直流電
圧により流れる電流に含まれた電荷は、抵抗Ｒ１を通じ
てコンデンサーＣ１に充電されて充電容量になると、抵
抗Ｒ２及びダイオードＤ２を通じて接点ａを通じて放電
される。この充・放電動作はコンデンサーＣ１及び抵抗
Ｒ２の時定数値に相応するように反復的になされる。
トランジスターＱ１のベース端に印加される同じ直流電
圧により流れる電流に含まれた電荷は、抵抗Ｒ１を通じ
てコンデンサーＣ１に充電されて充電容量になると、抵
抗Ｒ２及びダイオードＤ２を通じて接点ａを通じて放電
される。この充・放電動作はコンデンサーＣ１及び抵抗
Ｒ２の時定数値に相応するように反復的になされる。
【００２９】ここで、重要なものはコンデンサーＣ１及
び抵抗Ｒ２の時定数であるが、この時定数をよく選んで
接点ａが有するリップル電圧信号のような周期を有する
３角波形電圧信号を作る。この時、発生した３角波形の
電圧が比較器（ＣＯＭＰ１）の非反転端子（＋）に入力
される。図２（Ｂ）はこの時の接点ｂで発生する３角波
形を示すものである。
び抵抗Ｒ２の時定数であるが、この時定数をよく選んで
接点ａが有するリップル電圧信号のような周期を有する
３角波形電圧信号を作る。この時、発生した３角波形の
電圧が比較器（ＣＯＭＰ１）の非反転端子（＋）に入力
される。図２（Ｂ）はこの時の接点ｂで発生する３角波
形を示すものである。
【００３０】即ち、比較器（ＣＯＭＰ１）はエラーアン
プ（ＥＲＲ１）から供給される図２（Ｂ）のような所定
レベルの直流電圧ｃを比較器（ＣＯＭＰ１）の反転端子
（−）に入力させこれを比較電圧に設定させ、接点ｂで
示す３角波ｂを非反転端子（＋）に入力させ互いに比較
し、その比較値を出力させる。図２（Ｃ）はこの時の比
較された出力値を有する球形パルス波を示すものであ
る。
プ（ＥＲＲ１）から供給される図２（Ｂ）のような所定
レベルの直流電圧ｃを比較器（ＣＯＭＰ１）の反転端子
（−）に入力させこれを比較電圧に設定させ、接点ｂで
示す３角波ｂを非反転端子（＋）に入力させ互いに比較
し、その比較値を出力させる。図２（Ｃ）はこの時の比
較された出力値を有する球形パルス波を示すものであ
る。
【００３１】即ち、比較電圧Ｃのレベルが高い場合は３
角波のより高い領域で球形波が発生し、比較電圧Ｃのレ
ベルが低い場合は３角波の低い領域で振幅が大きい球形
波が作られる。
角波のより高い領域で球形波が発生し、比較電圧Ｃのレ
ベルが低い場合は３角波の低い領域で振幅が大きい球形
波が作られる。
【００３２】この図２（Ｃ）の球形パルス波ｄの幅は結
局エラーアンプ（ＥＲＲ１）から出力される直流電圧の
大きさにより出力デューティ比が調節される。従って、
図２（Ｃ）の球形パルス波ｄはＤＣ−ＡＣコンバータ３
０で検出した電圧と基準電圧との差異電圧によりその振
幅が自動的に調節されるＰＷＭパルス信号である。
局エラーアンプ（ＥＲＲ１）から出力される直流電圧の
大きさにより出力デューティ比が調節される。従って、
図２（Ｃ）の球形パルス波ｄはＤＣ−ＡＣコンバータ３
０で検出した電圧と基準電圧との差異電圧によりその振
幅が自動的に調節されるＰＷＭパルス信号である。
【００３３】前記比較器（ＣＯＭＰ１）から出力される
ＰＷＭ信号は前記トランジスターＱ１のベース端に印加
されトランジスターＱ１をオン／オフさせる。
ＰＷＭ信号は前記トランジスターＱ１のベース端に印加
されトランジスターＱ１をオン／オフさせる。
【００３４】一方、前記ＤＣ−ＡＣコンバータ３０のト
ランジスターＱ２，Ｑ３は、トランジスターＱ１から出
力される電圧信号により交代にスイッチングすることに
なる。
ランジスターＱ２，Ｑ３は、トランジスターＱ１から出
力される電圧信号により交代にスイッチングすることに
なる。
【００３５】即ち、トランジスターＱ２がターンオンさ
れると、トランスＴ１のベース巻線の電流供給能力の限
界によりターンオンを保持し続けられなくなり、一定期
間ターンオフされ、この時トランジスターＱ３のベース
端がハイレベルになり、トランジスターＱ３がターンオ
ンされる。引き続き同じ原理でトランジスターＱ２，Ｑ
３は交番にターンオフ動作を繰り返し続ける。
れると、トランスＴ１のベース巻線の電流供給能力の限
界によりターンオンを保持し続けられなくなり、一定期
間ターンオフされ、この時トランジスターＱ３のベース
端がハイレベルになり、トランジスターＱ３がターンオ
ンされる。引き続き同じ原理でトランジスターＱ２，Ｑ
３は交番にターンオフ動作を繰り返し続ける。
【００３６】この時、前記トランジスターＱ２がターン
オンされトランジスターＱ３がオフされた期間にはトラ
ンスＴ１の２次側に正極性の正弦波が誘起され、トラン
ジスターＱ３がターンオンされトランジスターＱ２がオ
フされた期間にはトランスＴ１の２次側に負極性の正弦
波が誘起され出力される。
オンされトランジスターＱ３がオフされた期間にはトラ
ンスＴ１の２次側に正極性の正弦波が誘起され、トラン
ジスターＱ３がターンオンされトランジスターＱ２がオ
フされた期間にはトランスＴ１の２次側に負極性の正弦
波が誘起され出力される。
【００３７】従って、前記トランジスターＱ２，Ｑ３が
交代に交番にスイッチイングされながらトランスＴ１の
２次側には完全な正弦波が誘起される。この時の正弦波
はコンデンサーＣ２を通じてback lighting lampのよう
な負荷ＲＬに供給される。
交代に交番にスイッチイングされながらトランスＴ１の
２次側には完全な正弦波が誘起される。この時の正弦波
はコンデンサーＣ２を通じてback lighting lampのよう
な負荷ＲＬに供給される。
【００３８】従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０に備え
られたトランジスターＱ１のスイッチング動作が比較器
（ＣＯＭＰ１）から出力されるＰＷＭパルス信号により
なされるが、このＰＷＭパルス信号の幅はＤＣ−ＡＣコ
ンバータ３０に備えられたトランジスターＱ２，Ｑ３の
スイッチング動作の時、発生するリップル電圧信号の周
期に相応する。そのため、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０と
ＤＣ−ＡＣコンバータ３０のスイッチング動作が互いに
同期される。
られたトランジスターＱ１のスイッチング動作が比較器
（ＣＯＭＰ１）から出力されるＰＷＭパルス信号により
なされるが、このＰＷＭパルス信号の幅はＤＣ−ＡＣコ
ンバータ３０に備えられたトランジスターＱ２，Ｑ３の
スイッチング動作の時、発生するリップル電圧信号の周
期に相応する。そのため、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０と
ＤＣ−ＡＣコンバータ３０のスイッチング動作が互いに
同期される。
【００３９】一方、フィードバックループＦ／Ｂで、Ｄ
Ｃ−ＡＣコンバータ３０の出力電流を感知する感知抵抗
Ｒｓの両端の電圧はダイオードＤ３及びコンデンサーＣ
４により整流及び平滑された後、前記ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ１０のエラーアンプ（ＥＲＲ１）の非反転端子
（＋）にフィードバックされる。前記エラーアンプ（Ｅ
ＲＲ１）の反転端子（−）には基準電圧端Ｒｅｆを通じ
て基準電圧がセッティングされる。ここで、基準電圧の
セッティングはシャントレギュレーターのような素子を
利用することもできる。
Ｃ−ＡＣコンバータ３０の出力電流を感知する感知抵抗
Ｒｓの両端の電圧はダイオードＤ３及びコンデンサーＣ
４により整流及び平滑された後、前記ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ１０のエラーアンプ（ＥＲＲ１）の非反転端子
（＋）にフィードバックされる。前記エラーアンプ（Ｅ
ＲＲ１）の反転端子（−）には基準電圧端Ｒｅｆを通じ
て基準電圧がセッティングされる。ここで、基準電圧の
セッティングはシャントレギュレーターのような素子を
利用することもできる。
【００４０】
【発明の効果】以上の通り、本発明によるインバータ回
路によると、ＤＣ−ＤＣコンバータとＤＣ−ＡＣコンバ
ータのスイッチング動作が互いに同期するため、notebo
okコンピューターのback lighting lampのような負荷に
供給される出力波形が歪曲されなく、従来のインバータ
回路より安定された電圧信号を供給することができる。
従って、back lighting lampのような負荷がもっと均一
な明るさを保持でき、安定された負荷により前記lampの
寿命がもっと延長される効果がある。
路によると、ＤＣ−ＤＣコンバータとＤＣ−ＡＣコンバ
ータのスイッチング動作が互いに同期するため、notebo
okコンピューターのback lighting lampのような負荷に
供給される出力波形が歪曲されなく、従来のインバータ
回路より安定された電圧信号を供給することができる。
従って、back lighting lampのような負荷がもっと均一
な明るさを保持でき、安定された負荷により前記lampの
寿命がもっと延長される効果がある。
【００４１】また、高価なＰＷＭ ＩＣを使用しなくて
も簡単な回路構成でＤＣ−ＡＣコンバータの出力電圧の
強さを調節するためのＰＷＭパルス信号を作って供給す
ることができる長所がある。
も簡単な回路構成でＤＣ−ＡＣコンバータの出力電圧の
強さを調節するためのＰＷＭパルス信号を作って供給す
ることができる長所がある。
【図１】本発明によるインバータ回路の実施形態を示し
た回路図である。
た回路図である。
【図２】図１の各部での電圧波形図である。
【図３】従来のインバータ回路図である。
２０ ＤＣ−ＤＣコンバータ ３０ ＤＣ−ＡＣコンバータ ＣＯＭＰ１ 比較器 ＥＲＲ１ エラーアンプ
Claims (2)
- 【請求項１】 入力される直流電圧を所定電圧の直流電
圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、前記ＤＣ−ＤＣ
コンバータからの直流電圧を交流変換するＤＣ−ＡＣコ
ンバータと、前記ＤＣ−ＡＣコンバータの出力交流電圧
を検出して前記ＤＣ−ＤＣコンバータの制御信号として
フィードバックさせるフィードバック手段を構成したイ
ンバータ回路において、 前記フィードバック手段で検出された電圧値と設定され
た基準電圧との電圧差異を検出して所定の増幅比で増幅
する電圧差検出手段と、 前記ＤＣ−ＤＣコンバータとＤＣ−ＡＣコンバータとの
間に連結され前記ＤＣ−ＡＣコンバータのスイッチング
動作により前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端に発生す
るリップル電圧成分の周波数に同期した３角波電圧を発
生させる周波数同期手段と、 前記周波数同期手段から出力される３角波電圧を前記電
圧差検出手段から出力される電圧と比較し、比較結果に
よる出力信号を前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチン
グ制御信号として供給する電圧比較手段とから構成され
たインバータ回路。 - 【請求項２】 前記周波数同期手段が前記ＤＣ−ＤＣコ
ンバータに入力される直流電圧により流れる電流に含ま
れた電荷を充電及び放電させるためのコンデンサー及び
抵抗と、 前記コンデンサーに放電され流れる電流を前記ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの出力端に供給するダイオードとから構成
されたことを特徴とする請求項１記載のインバータ回
路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR2019940034795U KR960025829U (ko) | 1994-12-21 | 1994-12-21 | 인버터 회로 |
| KR1994-34795 | 1994-12-21 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08266061A true JPH08266061A (ja) | 1996-10-11 |
Family
ID=19401989
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7333679A Pending JPH08266061A (ja) | 1994-12-21 | 1995-12-21 | インバータ回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5600547A (ja) |
| JP (1) | JPH08266061A (ja) |
| KR (1) | KR960025829U (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010524424A (ja) * | 2007-04-07 | 2010-07-15 | インダクトサーム・コーポレイション | 電気誘導加熱、溶融、および攪拌のためのパルス・レギュレータ付き電流型インバータ |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5852557A (en) * | 1995-12-22 | 1998-12-22 | Pacific Power Source A Division Of Thermo-Voltek | Switching converter utilizing dual switch outputs |
| US6236868B1 (en) * | 1998-05-29 | 2001-05-22 | Sony Corporation | Apparatus for sensing the presence of a mobile telephone in its holder |
| US6469915B2 (en) * | 2000-09-15 | 2002-10-22 | Delta Electronics Inc. | Resonant reset dual switch forward DC-to-DC converter |
| KR100749788B1 (ko) * | 2001-03-12 | 2007-08-17 | 삼성전자주식회사 | 냉음극선관 램프 내부의 전자 흐름 제어 방법, 이를이용한 냉음극선관 방식 조명장치의 구동 방법, 이를구현하기 위한 냉음극선관 방식 조명장치 및 이를 적용한액정표시장치 |
| CN1329797C (zh) * | 2004-06-30 | 2007-08-01 | 技嘉科技股份有限公司 | 一种自动调整电路工作电源的交换式供电系统及其方法 |
| CN1329794C (zh) * | 2004-06-30 | 2007-08-01 | 技嘉科技股份有限公司 | 自动调整电路工作频率的交换式供电系统及其方法 |
| US7133298B2 (en) * | 2004-10-25 | 2006-11-07 | Texas Instruments Incorporated | High frequency voltage regulating transformer based converter |
| WO2009039887A1 (en) * | 2007-09-27 | 2009-04-02 | Conergy Ag | Dc control unit for controlling an input voltage in a photovoltaic system |
| CA2714820A1 (en) * | 2009-09-09 | 2011-03-09 | Universite Du Quebec A Trois-Rivieres | Power converter system and method |
| JP6477220B2 (ja) | 2015-05-12 | 2019-03-06 | Tdk株式会社 | 共振コンバータおよびスイッチング電源装置 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| BE791943A (fr) * | 1972-02-18 | 1973-03-16 | Telecomunicazioni Soc It | Regulateur de tension et/ou de courant |
| US4316136A (en) * | 1979-05-18 | 1982-02-16 | Licentia Patent-Verwaltungs-G.M.B.H. | Switching regulator control |
| US4472672A (en) * | 1982-12-13 | 1984-09-18 | Motorola Inc. | High power factor switching-type battery charger |
| US4580090A (en) * | 1983-09-16 | 1986-04-01 | Motorola, Inc. | Maximum power tracker |
| US4811184A (en) * | 1988-05-10 | 1989-03-07 | General Electric Company | Switch-mode power supply with dynamic adjustment of current sense magnitude |
| US5408404A (en) * | 1993-03-25 | 1995-04-18 | Rockwell International Corp. | High frequency interleaved DC-to-AC power converter apparatus |
-
1994
- 1994-12-21 KR KR2019940034795U patent/KR960025829U/ko not_active Application Discontinuation
-
1995
- 1995-12-20 US US08/575,192 patent/US5600547A/en not_active Expired - Lifetime
- 1995-12-21 JP JP7333679A patent/JPH08266061A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010524424A (ja) * | 2007-04-07 | 2010-07-15 | インダクトサーム・コーポレイション | 電気誘導加熱、溶融、および攪拌のためのパルス・レギュレータ付き電流型インバータ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR960025829U (ko) | 1996-07-22 |
| US5600547A (en) | 1997-02-04 |
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