KR20060120002A - 전력 변환 시스템 - Google Patents

Abstract

기준 입력 (v_i) 에 기초하여 펄스 변조 신호를 생성하는 펄스 변조기, 펄스 변조 신호를 증폭시키기 위해 배열되는 스위칭 전력단, 및 전력 공급기 전압 변동을 보상하기 위해 배열되는 제어 시스템을 포함하는 적어도 하나의 펄스 변조 증폭기 (1), 및 각각의 증폭기로 구동 전압 (V_s) 을 제공하는 전압 공급기 (2) 를 포함하고, 전압 공급기 (2) 에는 입력 기준 (v_i) 이 제공되며, 입력 기준 (v_i) 의 증폭된 절대값을 트래킹하는 제 1 구동 전압 요소 (V_s) 를 제공하기 위해 배열되는 전력 변환 시스템. 본 발명에 따른 펄스 영역 변조는 PAM 신호의 평균 진폭이 낮아지므로, 개선된 효율을 야기할 것이고 이와 동시에 낮은 레벨의 EMI 를 보장할 것이다.

전력 변환 시스템, PMA, PAM, EMI

Description

전력 변환 시스템 {POWER CONVERSION SYSTEM}

기술 분야

본 발명은 DC-AC, DC-DC 또는 AC-AC 변환 시스템 또는 전술한 시스템들의 임의의 조합과 같은 전력 변환 시스템의 스위칭에 관한 것이다. 보다 구체적으로, 본 발명은 펄스 진폭 변조를 얻는 복합 진폭의 신호 변조 및 펄스 전력 생성기에 관한 것이다.

본 발명은 개선된 전력 변환, 특히 고효율 오디오 증폭과 같은 고정밀 DC-AC 전력 변환 시스템에 유익하게 사용될 수도 있다.

기술적 배경

DC-DC 변환기는 임의의 오디오 전력 변환 시스템에서 중심요소이다. 많은 오디오 전력 변환 시스템은, 최대로 왜곡되지 않은 출력 전력을 재현하기 위해, 통상적으로 비교적 높은 전압의 고정된 DC 로 작동하는 펄스 변조 증폭기 (PMA) 에 기초한다.

이러한 스위칭 출력 전력단의 일반적인 문제는, 전력단 출력 PWM 신호의 일반적으로 높은 진폭에 의해 야기되는, 전자기 적합성 (EMC) 이다. 이는 일반적으로 모든 인터페이스 단자에서의 필터링 및 쉴딩을 요하는, 스위칭 전력단 및 집 적 회로로부터 높은 레벨의 EMI 를 의미한다. 이는 시스템 비용을 증가시키고, 이런 시스템의 개발 및 허가를 곤란하게 한다.

또한 높은 공급 전압으로 작동하는 일반적인 펄스 변조 증폭기 (PMA) 가 턴온 (turn-on) 될 때 팝 노이즈 (pop-noise) 를 발생시키기도 할 것이다. 팝 노이즈 레벨은, 대부분의 시판되는 PMA 에서 고 레벨의 팝 노이즈를 수반하는, 공급 전압의 진폭에 비례한다.

또한, 종래의 PMA 에서, 변조 깊이 듀티 사이클은, 감쇠된 레벨의 입력 신호에서 낮으며, 이는 전력단 출력 펄스 신호의 진폭과 비교하면, 복조된 신호 (즉, 로우 패스 필터 증폭기 출력) 의 진폭이 낮음을 의미한다. 듀티 사이클이 낮아질 때 전력단의 효율은 일반적으로 감소한다. 이 영향은 복조된 출력 신호의 진폭과 전력단 출력 PWM 신호의 진폭간 비가 감소한 결과이다.

낮은 진폭의 PWM 신호와 연계된 높은 듀티 사이클은 동일한 복조 신호를 유지시킬 수 있으나, 효율을 증가시키고, EMI 관련 문제점을 줄이며, 낮은 변조 인덱스에서 동적 범위를 개선시킬 것이다.

DC 레벨을 변화시킬 수 있는 시스템은, "디지탈 전력 변환기에서의 감쇠 제어" 라 명명된, 본 출원인의 국제 특허 출원 WO03/055059 에 보여진다.

감쇠 제어를 포함하는 다른 디지털 증폭기는 US 5,898,340 에 설명되어 있다. 그러나, 이 시스템은 넓은 범위의 가변 출력 전압을 갖는, 복잡한 전력단 전압 공급기를 포함한다. 증폭기에 지원되는 어떠한 제어 시스템도 없는 시스템은, 시스템을 매우 복잡하게 하고 값을 올리는 선형 전력 공급기를 요할 것이다. 또한 언급된 시스템은 아날로그 출력으로부터의 피드백 경로에서 A/D 변환 수단도 포함한다. 이는 시스템의 복잡도를 증가시키고, 또한 시스템의 성능도 제한할 것이다.

발명의 목적

따라서, 본 발명의 일차적인 목적은 전술한 문제를 감소시키는 개선된 변조 기술을 제공하는 것이다.

제 2 목적은 큰 스케일의 전압 변동 레벨에서 전력 공급기를 구동하기 위해, 개선된 전력 공급 제거비를 갖는 PMA 를 제공하는 것이다.

본 발명의 제 3 목적은 개선된 선형성 (총 고조파 왜곡 + 노이즈, THD+n) 을 갖는 PMA 를 제공하는 것이다.

본 발명의 제 4 목적은 시스템이 최대 주파수로 작동하는 전력단 출력 신호의 감쇠된 레벨에서 증가된 효율을 갖는 PMA 를 제공하는 것이다.

본 발명의 제 5 목적은 작은 팝 노이즈 왜곡을 갖는 PMA 를 제공하는 것이다.

발명의 개요

이 목적들 및 다른 목적들은 도입부에서 언급된 바와 같은 전력 공급기 및 단일 또는 복수의 PMA 를 포함하는 시스템에 의해 달성되고, 여기서 전압 공급기에 는 상기 입력 기준 (v_i) 이 제공되며, 입력 기준의 증폭된 절대값을 트래킹하는 제 1 구동 전압 요소를 제공하기 위해 배열된다.

"트래킹" 이라는 용어는, 기본적으로는, 추가적인 헤드룸을 가질 수도 있는, (정류된) 입력 기준의 변동을 따르는 임의의 구동 신호 변화를 포함하는 것으로 의도된다. 전압 공급기의 설계에 따라서, 트래킹은 더 또는 덜 정확할 수 있으나, 본 발명은 이러한 불완전한 "트래킹" 을 커버하는 것을 의도하고, 이는 이하의 상세한 설명으로부터 명확해질 것이다.

구동 전압이 스위칭단의 이득에 직접적으로 영향을 주기 때문에, 이는 PMA 의 최대 전압 출력과 구동 전압 사이의 전압차 V_diff 를 최소화하는 작용을 한다.

본 발명에 따르면, PMA 스위칭 전력단의 출력 신호는, 전압 공급기로부터의 가변 구동 전압에 의한 진폭, 및 PMA 에서 펄스 변조에 의한 펄스 듀레이션 모두에서 변조된다. 이는 펄스 영역 및 그에 의한 펄스 에너지가 제어되는 것을 의미하고, 이러한 변조는 펄스 영역 변조 (PAM) 로 지칭될 수 있다.

스위칭 전력단에서 종래 기술에 비해 큰 듀티 사이클 변화는 전압 공급기 또는 PMA 에서 임의의 비선형성을 보상하는데 사용될 수 있다.

본 발명에 따른 PAM 변조는 PAM 의 평균 진폭이 저하될 때, 개선된 효율을 야기시킴과 동시에 낮은 레벨의 EMI 를 보장할 것이다.

MOSFET 기생 커패시턴스 C_DS, C_GD 및 C_GS 에 관련된 증폭기에서의 스위칭 손실은 구동 전압의 저하에 의해 감소될 것이다. PMA 스위칭단에서 스위칭 전력 손 실은 구동 전압의 제곱에 비례한다. 이는 5 배 낮은 구동 전압이 대략 25 배 낮은 스위칭 손실을 야기시킬 것임을 의미한다.

또한 EMI 에 관련된 문제는 리플 전류의 저하, 슛-스루 전류 (shoot-through current) 저하 및 스위칭단에서 MOSFET 고유 다이오드의 역방향 복구 전류에 의해 상당히 감소될 것이다.

펄스 변조 신호에서 펄스 파형의 상승 및 하강 에지의 비정확성에 기인한 노이즈/왜곡을 감쇠시킴으로써, 증폭기의 선형성은 개선될 것이다. 이는 PWM 신호의 듀티 사이클이 증가될 때, 펄스 너비 변조의 상승 및 하강 에지의 비정확성에 의한 비교적 낮은 펄스 영역 기여 때문이다.

휴지기에서 증폭기가 작동할 때 전력 공급기 구동 전압은 낮고, 이는 팝 노이즈 레벨과 전력 공급기 구동 전압 사이의 비례성에 기인하여 팝 노이즈는 상당히 감소될 것임을 의미한다.

본 발명에 따른 전압 공급기는 증폭기 출력 신호에 비할만한 신호를 트래킹한다. 큰 스케일의 왜곡을 만들지 않기 위해, 증폭기는 매우 큰 전력 공급기 제거비 (PSRR) 를 가져야 한다. 높은 PSRR 은 PMA 에 제어 시스템을 적용함으로써 얻어진다. 제어 시스템은 원칙적으로 임의의 종류의 제어 시스템일 수 있다.

아날로그 변조기를 포함하는 PMA 의 경우에, 언급된 제어 시스템은 바람직하게는 여기에 참조로 포함되는 국제 공개 공보 제 WO98/19391 호인 특허 출원 "향상된 캐스케이드 제어 방법을 갖는 펄스 변조 전력 증폭기" 에 설명된 제어 진동 변 조기 제어 시스템과 같은 자기 진동 제어 시스템일 수 있다. 이 경우에, PMA 에서 캐리어의 모든 고조파는 구동 전압에 비례하고, 따라서 그것들은 PAM 신호의 평균 진폭에 비례하여 저하될 것이다.

디지털 PCM-PWM 변조를 포함하는 PMA 의 경우에, 제어 시스템은 바람직하게는 여기에 참조로 포함되는 국제 공개 공보 제 WO98/44626 호인 특허 출원에 설명되는 PEDEC 시스템이다.

펄스 변조는 바람직하게는, 출력이 PAM 변조의 특별한 경우인, 펄스 진폭 너비 변조 (PAWM) 신호인, 펄스 너비 변조이다. 당업자는 펄스 밀도 변조 (PDM), 펄스 위치 변조 (PPM), 또는 당업자에게 알려진 임의의 다른 펄스 변조 스킴과 같은, 임의의 종류의 펄스 변조가 사용될 수 있음을 알 것이다.

일 실시형태에 따르면, 제 1 구동 전압 요소는 k*│v_i│ +

와 같고, 여기서 k 는 상수이며

는 고정된 헤드룸이다. 이는 의도된 트래킹의 유리한 예를 제공한다. 어떤 경우에, 그것은 전력 공급기가 음의

로 구동 전압을 인가해야 할 때 헤드룸

가 증가하는 것과 같은 방법으로 정렬되는 구동 전압을 갖는 데에 유리할 수도 있다. 몇 가지 입력 기준을 나타내는 몇 가지 PMA 가 시스템에 구현될 때, 위의 등식에서 최대치가 사용될 수 있다.

다른 실시형태에 따르면, 구동 전압은 PMA 출력 신호의 피크 검출에 의해 제어되고, 언급된 피크 검출은 바람직하게는 볼륨 제어 정보에 의해 생성된다. 이는 출력 신호의 전류 피크 레벨을 트래킹하는, 구분적으로 일정한 (piece-wise constant) 구동 전압을 야기한다.

PMA 는 안정될 수 있고, 전술한 단일 구동 전압에 의해 구동될 수 있다. 다른 방법으로, 전압 공급기는 제 1 요소의 역과 같은 제 2 구동 전압 요소를 제공하는데 적용될 수 있다. 이러한 이중 구동 전압은 단일 종료 PMA 를 구동하는데 사용될 수 있다. 이 방법으로 전압 공급기를 작동하는 것은 시스템 EMI 문제, 모든 시스템 복잡성의 저하 및 높은 시스템 효율을 보장할 것이다.

PAWM 신호는 펄스 변조기로부터 생성되는 2 레벨 PWM 신호를 포함할 수 있고, 이와 동시에 PMA 전력단 리플 전류 및 변조 인덱스/신호 입력 레벨에 비례하는 출력 잔량 HF 전압을 가질 수 있다. 낮은 변조 인덱스에서 리플 전류의 저하에 의해, 만약 하나가 지원된다면 이는 PMA 부하, 또는 적용된다면 출력 필터에서의 낮은 휴지기 손실을 만들 것이다. 이는 출력단 스위칭 전압에 의해 생성되는 HF 리플 전류가 트랜스듀서에서 손실을 만드는, 스위칭단 출력으로부터 직접적으로 트랜스듀서를 구동할 때 현저히 유리하다.

전압 공급기는 쇠약 전류 (sinking current) 의 평균을 포함할 수 있고, 전력 공급기 구동 전압에서 충분한 음의

를 가능하게 한다.

변환 시스템은 클래스 D 시스템으로 유리하게 구현된다.

도면의 간단한 설명

본 발명의 언급된 실시형태는 첨부되는 도면을 참조하여 다음에 더 설명될 것이다.

도 1 은 본 발명의 제 1 실시형태의 블록도를 나타낸다.

도 2 는 도 1 의 PMA 의 실시형태를 도시한다.

도 3 은 도 1 의 전압 공급기의 실시형태를 도시한다.

도 4 는 도 1 의 전압 공급기의 실시형태를 더 도시한다.

도 5a 내지 도 5d 는 도 1 에서 전압 공급기에 의해 생성되는 입력 구동 전압의 다른 예를 나타낸다.

도 6 은 본 발명의 제 2 실시형태의 블록도를 나타낸다.

도 7a 내지 도 7c 는 하나의 PMA 를 갖는 도 1 에 도시된 시스템 블록도의 시뮬레이션을 나타낸다.

도 8a 내지 도 8c 는 두 개의 PMA 를 갖는 도 1 에 도시된 시스템의 시뮬레이션을 도시한다.

도 9 는 DC 공급기로부터 작동하는 통상적인 종래 기술 PWM 시스템의 시뮬레이션 그래프를 도시한다.

도 10 은 PCM-PWM 수단을 포함하는 PMA 로 언급되는 실시형태를 도시한다.

도 11 은 전력 공급기 구동 전압의 피크 검출 변조로 언급되는 실시형태를 도시한다.

바람직한 실시형태에 대한 상세한 설명

본 발명의 제 1 실시형태는 도 1 에 도시되고, 다중 PMA (1, 1'), 및 전압 공급기 (2) 를 포함한다. 기준 입력 신호 v_i 는 PMA 의 입력 및 가변 전압 공급기에 연결되고, 이는 메인 (3) 또는 임의의 다른 전력 소스 유형에 연결된다.

도 1 의 PMA 의 일 실시형태는 제어 블록 (4), 비교기 (5), 피드백 블록 (6) 및 전력 변환단 (7) 를 포함하는, 도 2 에 도시된다. 제어 블록 (4) 은 자기 진동 (self-oscillation) 을 보장하는 피드백 블록 (6) 과 연관되는 전달함수를 갖는다. 도 2 의 PMA 는 여기에 참조로 포함되는 국제 특허 출원 제 WO98/19391 호에 설명되는 제어 진동 변조기 (COM) 와 같은 자기 진동 변조기에 기초하지만, 이에 한정되는 것은 아니다. 다른 자기 진동 원리는 적분기, 히스테리시스 또는 논-히스테리시스 제어 또는 당업자에게 명백한 임의의 다른 자기 진동 변조기 원리에 기초하여 사용될 수 있다.

사실, 펄스 변조는 펄스 너비 변조에 제한되지 않지만, 펄스 밀도 변조 (PDM), 펄스 위치 변조 (PPM), 또는 당업자에게 알려진 임의의 다른 펄스 변조 스킴과 같은, 임의의 종류의 펄스 변조가 사용될 수 있다.

COM 변조가 PMA 에 포함될 때, 다음이 적용된다.

,

여기서 V_o 는 스위칭단 (7) 의 출력 전압, V_i 는 PMA 로의 입력 기준 신호, V_s 는 전력 공급기로부터의 구동 전압, V_mod 는 비교기로의 입력 신호이고 A 는 전력 단 이득이다.

전압 V_mod 는 COM 변조기의 제어되는 불안정성에 기인하여 전력단과의 진폭에서 비례적으로 변할 것이고, 따라서 전력단 이득은 유지될 것이다 (A 는 일정할 것이다). 고정된 전력단 이득은 무한대의 PSRR 을 수반할 것이고, 따라서 COM 변조기를 포함하는 PMA 는 이론적으로 무한대의 PSRR 을 얻을 수 있다. 따라서 PMA 의 출력에서 왜곡은 생성되지 않을 것이다.

도 1 에서 설명되는 바에 따라, 전력 공급기는 복수의 PMA (1, 1') 를 구동할 수 있다.

도 2 에서, PMA 스위칭 전력단으로부터의 출력은, 트랜스듀서 (확성기) 와 같은 부하 (9) 에 연결되는, 복조 필터 (8) 에 연결된다. 다른 방법으로는 (미도시), 여기에 참조로 포함되고, WO02/093973 에 설명되는 "펄스 변조 트랜스듀서" 에 따라, 스위칭단 출력은 트랜스듀서와 직접적으로 연결되거나 완전히 통합된다.

전력 공급기는 입력 전압 v_i 에 기초하여, 도 1 에 도시된 각 PMA 에서 스위칭단 (7) 에 필요한 구동 전압 V_s 를 공급할 것이다. 전압 공급기는 가변 전압 V_s 를 다음의 범위 내에서 인가하는 기능이 있을 것이다.

,

여기서 V_{o , max} 는 A·V_i 와 같은 PMA 스위칭 전력단에 대한 소망의 최대 출력 전압이고,

는 선택적인 헤드룸이다.

값은 시간 변화일 수 있고, PMA 가 부스트 토폴로지 (후술함) 인 경우에는 음일 수도 있다.

전력 공급기는 전압 헤드룸을 도 1 에 도시된 임의의 PMA 의 최대 피크 출력 전압 V_{o , max} 으로 인가할 것이다.

PMA 가 균형이 되고, 단일 가변 구동 전압에 의해 구동될 때, 이 전압은 다음의 식에 의해 결정된다.

(1),

여기서 V_ix 는 도 1 에 도시된 바와 같은 상이한 PMA 입력 기준이고 A 는 전력단 이득이다.

전압 공급기 구현의 제 1 예는 도 2 에, 예를 들어 격리된 스피커와 같은 격리된 시스템, 또는 배터리 전력 시스템에서의 구현에 대해 비 갈바닉의 격리된 버크 변환기 (non-galvanic isolated Buck converter) 로 도시된다.

회로는 펄스 변조 입력 전압에 연결된 게이트 (11), 코일 (14) 을 통해 출력 단자의 제 1 측 (13) 에 연결된 소스 (12), 및 정류된 메인 (5) 의 일 측 (16) 에 연결된 드레인 (15) 을 갖는 MOSFET (10) 을 포함한다. 정류된 메인의 타측 (17) 은 출력 단자의 제 2 측 (18) 에 연결된다. 이 제 2 출력 측 (18) 으로 MOSFET 드레인 (15) 에 연결된 커패시터 (19) 와 MOSFET 소스 (12) 에 연결된 다이오드 (20) 가 더 연결된다. 마지막으로, 출력 커패시터 (21) 는 출력 단자의 제 1 및 제 2 측 (13, 18) 을 중개 (bridge) 한다.

전력 공급기의 출력 커패시터는 바람직하게는 충분히 작아서, 증폭기 스위칭 단의 등가 부하 저항 R_a 가 전원 공급 출력 커패시턴스 C_o 를 빨리 방전시킬 수 있을 것이며, R_aC_o 시정수는, 충분히 낮은 음의

가, 식 1 에 설명된 바와 같은 전압을 전달하는 것을 허용한다. 어떤 경우에, 펄스 생성기가 음의

로 전압을 전달할 때 헤드룸

은 일정할 것이다. 이는 도 5a 에 도시되는 바와 같이, 등식 1 에 따른 구동 전압을 야기할 것이다.

그러나, 큰 커패시턴스 (21) 가 도 3 에서 전력 공급기의 출력에 위치되어 있을 때, 전력 공급기는 커패시턴스로부터의 전류를 감쇠시킬 수 없을 것이다. 따라서, 출력 전압 V_d 에서 필요한 음의

를 전달하는 것은 불가능할 것이다. 즉, 변환기가 전력 공급기 전압 V_s 이 음의

를 갖는, 정현파 신호의 주기 중 2 개의 쿼터 상의 PMA 출력 신호를 트래킹하지 못할 수 있는 경우가 가능하다. 이는 도 5b 에 따른 구동 전압을 야기할 것이다.

큰 출력 커패시턴스에 더 적합한, 전압 공급기의 제 2 예는 도 4 에 보여진다. 토폴로지는 플라이 백 유도되고, 갈바닉 격리 (galvanic isolation) 를 포함할 수 있을 것이다.

이 회로는 정류된 메인 (5) 의 두 측 사이의 변압기 (27) 의 일차 코일과 연결된, MOSFET (25) 를 포함한다. 변조된 입력 전압은 일차측 MOSFET (25) 의 게이트 (28) 에 연결되어 있다. 변압기 (26) 의 제 1 이차 코일 (29) 은 일 단 (29a) 을 통해 이차측 MOSFET (31) 의 게이트 (30) 에 연결되어 있다. 다른 이차 코일 (38) 은 일 단 (38b) 을 통해 출력 단자의 제 1 측 (32) 에 연결되어 있다. 출력 단자의 제 2 측 (33) 은 MOSFET 의 드레인 (34) 에 연결되어 있고, MOSFET 의 소스 (35) 는 이차측 코일 (29, 38) 의 다른 단 (29b, 38a) 에 연결되어 있다. 또한, 출력 커패시터 (36) 는 출력 단자의 제 1 및 제 2 측 (32, 33) 을 중개한다.

또한, 제어 입력 (37) 은 MOSFET 게이트 (30) 에 연결되어 있다. MOSFET (31) 은, MOSFET (25) 이 턴온 (turn-on) 될 때 유도되는 펄스에 의해 MOSFET (25) 이 턴온 될 때 활성 다이오드로서의 역할을 한다. 또한, MOSFET (31) 은 MOSFET (25) 이 차단될 때 변압기 전압 역 (voltage-reversing) 주기 동안에 출력 단자 (33) 로부터 전류를 감쇠시키는 기능을 한다.

도 4 에서 전압 공급기는 전류를 감쇠시키는 기능을 할 것이고, 따라서 낮은 음의

를 만들 수 있을 것이다. 또한 도 4 의 회로는 보통의 이차 전방향 다이오드 (도 2 의 20) 의 다이오드 전압 강하가 추가적인 활성 MOSFET (31) 에 의해 제거되는 이점을 갖고 있다. 이는 전력 공급기의 고 전류 출력 진폭에서 효율성을 만들어낼 것이다.

당업자는 "버킹" (변환기 입력 전압에 대한 변환기 출력 전압을 감소시킴) 기능이 있는 임의의 토폴로지가 사용될 수 있음을 이해한다. 전면, 푸시풀, CUK, 세픽 또는 버크 패밀리의 임의의 다른 컨버터 타입과 같은 다른 토폴로지가 "버킹" 으로 사용될 수 있다.

일부 배터리 구동 시스템과 같은 낮은 공급 전압 PMA 시스템의 경우에 전력 공급기는 부스트 토폴로지 (미도시) 로서 구현될 수 있다. 그 때문에 PAM 시스템의 출력 전압은 전압 공급기의 공급 전압의 출력 전압을 초과할 수 있다. 부스트, 푸시풀 또는 당업자에게 알려진 "부스팅" 기능을 하는 임의의 다른 변환 타입과 같은 토폴로지가 전압 공급기로서 사용될 수 있다.

PMA 가 단일 종료되고 이중 구동 전압에 의해 구동될 때, 이 전압은 다음과 같이 결정될 수 있다.

양의 공급 전압 V_d :

음의 공급 전압 V_s :

도 5a 및 도 5b 의 단일 구동 전압에 대응하는, 이중 구동 전압의 예는 도 5c 및 도 5d 에 도시된다. 출력 전압 V_o 를 스위칭시키는 것은 도에서 단지 도식적으로만 표시된다.

도 6 은 전력 공급기 (4) 로부터의 구동 전압 신호 Vs 경로가, 약한 전압 진폭의 신호인, PMA 입력 전압 v_i1 및 v_i2 를 옮기는 데 사용되는, 도 1 의 전력 변환 기의 변형을 도시한다. 설명된 예에서, 입력 신호 v_i1 및 v_i2 는 합산 벅 (adding bock; 39) 에서 전력 공급기 구동 신호에 간단히 부가되고, 추후에 PMA 에서 뽑아내어 진다.

또한 입력 신호 v_i1, v_i2 는 대체로 당업자에게 알려진 임의의 공지된 변조 스킴에 의해 대기를 통해서 전송도 된다. 바람직하게는, 입력 신호는 디지털이고, 이는 구현에 따르는 PMA 또는 PMT 에서 디지털 전송기 및 수신기를 요구할 것이다. 컴퓨터 네트워크 또는 ADSL/xDSL 통신 시스템으로부터의 방법은 바람직하게는 모든 채널들 사이의 이 하나의 배선 연결을 실현하는데 활용될 수 있다.

본 발명의 이 실시형태는 바람직하게는 자동차 용 또는 다중 채널 시스템에서 사용될 수 있다.

도 7a 내지 도 7c 는 COM 기술을 사용하고 이중 공급기로부터의 일 스위칭 레그 작동을 포함하는 단일 종료 PMA 를 갖는, 하나의 PMA (1) 를 갖는 도 1 에서의 시스템의 시뮬레이션을 보여준다.

도 7a 는 비교기 입력 신호 (V_mod) 를 도시하고, 도 7b 는 스위칭단으로부터의 차동 전력 출력 (V_p) 을 도시한다. 도 7c 는 도 5d 에 따른 신호 형태를 갖는, 구동 전압의 두 부분 (V_s 및 V_d) 을 도시한다. 또한 7c 는 PMA 출력 필터 (V_o) 의 출력 전압을 보여준다.

도 7a 로부터 비교기 입력 신호 V_mod 가 구동 전압 진폭에 의해 변한다는 것 이 확인될 수 있고, 이는 COM 변조기에 대해 통상적이다. 이는 PMA 에서 일정한 전력단 이득을 수반하고 비 V_o/V_mod 가 일정할 때 매우 높은 전력 공급 제거비를 생성할 것이다.

또한, 도 7b 는 본 발명에 따른 펄스 진폭 너비 변조 PAWN 의 특징을 설명한다. PAWN 에서 듀티 사이클은 거의 일정하다. 이는 거의 이상적인 진폭 변조의 지배에 의한 것이다. 동일한 전력 공급기로부터 복수의 PMA 가 작동할 때 당업자는 듀티 사이클 변동이 출력 신호의 한 주기를 통해 보여지는 어떤 또는 모든 PMA 에서 일어날 수 있다는 것을 확인할 것이다.

도 7c 에서 PMA 출력 신호 V_o 는 진폭 변조된 신호 및 펄스 너비 변조된 신호에 의해 제공되는 낮은 주파수 신호를 포함한다. 또한, 이 전압 신호는 PMA 펄스 너비 변조로부터 제공되는 높은 주파수 신호 잔량을 포함한다. 높은 주파수 신호 요소 진폭은, 일정한 이중 구동 전압과 함께, 종래 전력 변환기 기술을 설명하는, 도 9 로부터 확인될 수 있는, 종래의 두 개의 레벨 (PWM) 에 비교하여 낮다 (그리고 변조 인덱스에 비례한다).

도 8 에서 두 개의 PMA 를 갖는 다중 채널 시스템으로서 도 2 의 시스템의 시뮬레이션이 도시된다. PMA (1 및 1') 에서의 스위칭 전력단 (7) 으로부터의 출력 신호 (V_p1, V_p2) 는 도 8a 및 도 8b 에 도시된다. 로우 패스 필터 출력 (V_o1 및 V_o2), 및 구동 전압의 두 부분 (V_s 및 V_d) 이 도 8c 에 도시된다.

본 발명의 다른 바람직한 실시형태는 PMA 가 디지털 PCM-PWM 변조기 (40) 에 기초해 있고 제어 시스템 (41) 이 PMA 에 지원되는 PAM 시스템을 설명하는, 도 10 에 도시된다. 제어 시스템 (41) 은 바람직하게는 여기에 참조로 포함되는 국제 공개 공보 제 WO98/44626 호인 특허출원에 설명되는 PEDEC 제어 시스템일 수 있다. 이러한 시스템은 높은 PSRR 을 얻을 수 있다. 다른 높은 PSRR 피드백 시스템은 디지털 변조 기반 PMA 에 지원될 수도 있다.

다른 바람직한 실시형태는 전력 공급기 출력 전압이 PMA 피크 출력 전압에 의해 한정된 시간 범위 내에서 일정한 전압 레벨로 제어되는, PAM 변조 기술이다. 따라서 전력 공급기 출력 전압 (V_d) 의 피크 검출 변조를 얻는다. 이러한 전압 공급기 제어의 결과는 도 11 에 설명된다. V_d 는 다시 전력 공급기 (2) 로부터의 구동 전압이고, V_o 는 복조 필터 (9) 로부터의 출력 전압이다. 유리하게, 이 피크 신호 검출은 임의의 시간에서 최대 출력 전압 및 이에 따라 최대로 요구되는 전력 공급기 레벨을 결정하는, 볼륨 제어 정보로부터 유도될 수 있다. 따라서, 시스템은 이 정보를 전압 공급기 (2) 에 제공하는 수단을 포함한다.

그러나 다른 바람직한 실시형태는 전력 공급기 출력 전압이 PMA 피크 출력 전압 (미도시) 에 의해 제어되는, PAM 변조 기술이다. 전력 공급기 전압은 피크 검출이 전력 공급기 전압을 증가시킬 때까지 감소할 것이다.

본 발명은 AC-AC, DC-DC, DC-AC, AC-DC 또는 위에서 언급한 것들의 임의의 조합, 바람직하게는 전력단 요소가 "on" 또는 "off" 상태로 동작하는 DC-AC 고정밀 오디오 전력 변환 시스템과 같은 임의의 주어진 전력 변환기로 유익하게 구현될 수 있다.

Claims (15)

1. 기준 입력 (v_i) 에 기초하여 펄스 변조 신호 (v_pulse) 를 생성하는 펄스 변조기 (4, 5, 6; 40), 펄스 변조 신호를 증폭시키도록 배열되는 스위칭 전력단 (7), 및 전력 공급기 전압 변동을 보상하도록 배열되는 제어 시스템 (6; 40) 을 포함하는 적어도 하나의 펄스 변조 증폭기 (PMA; 1), 및

   각각의 증폭기에 구동 전압 (V_s, V_d) 을 제공하는 전압 공급기 (2) 를 포함하고,

   상기 전압 공급기 (2) 에는 상기 입력 기준 (v_i) 이 제공되고, 상기 입력 기준 (v_i) 의 증폭된 절대값을 트래킹하는 제 1 구동 전압 요소 (V_d) 를 제공하도록 배열되는, 전력 변환 시스템.
2. 제 1 항에 있어서,

   상기 펄스 변조기 (4, 5, 6; 40) 는 펄스 너비 변조기인, 전력 변환 시스템.
3. 제 2 항에 있어서,

   상기 펄스 변조기는 제어 진동 변조기 (COM; 4, 5, 6) 인, 전력 변환 시스템.
4. 제 2 항에 있어서,

   상기 펄스 변조기는 디지털 PCM-PWM 변조기 (40) 이고, 상기 제어 시스템은 높은 PSRR 을 얻도록 배열된 펄스 에지 딜레이 에러 수정 (PEDEC) 제어 시스템 (41) 인, 전력 변환 시스템.
5. 제 1 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,

   상기 제 1 구동 전압 요소 (V_d) 는 k*│v_i│ +

   

   와 같고, 여기서 k 는 일정하며

   

   는 고정된 헤드룸인, 전력 변환 시스템.
6. 제 5 항에 있어서,

   상기 전압 공급기 (2) 는, 상기 전력 공급기가 음의

   

   를 갖는 구동 전압 (V_d) 을 전달해야 할 때, 상기 헤드룸

   

   이 증가하는 방식으로 배열되는, 전력 변환 시스템.
7. 제 1 항에 있어서,

   상기 제 1 구동 전압 요소 (V_d) 는 상기 PMA 의 출력 신호 (V_o) 의 피크 검출에 의해 제어되고, 상기 피크 검출은 바람직하게는 상기 전압 공급기 (2) 에 제공되는 볼륨 제어 정보에 의해 생성되는, 전력 변환 시스템.
8. 제 1 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서,

   상기 구동 전압 (V_d) 은 상기 입력 기준 (v_i) 에 의해 제어되는 음악 신호의 최대 및 최소

   

   값을 갖는, 전력 변환 시스템.
9. 제 1 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항에 있어서,

   상기 전압 공급기 (2) 는, 또한, 제 1 요소 (V_d) 의 역과 동등한 제 2 구동 전압 요소 (V_s) 를 전달하도록 배열되는, 전력 변환 시스템.
10. 제 9 항에 있어서,

    상기 제 1 및 제 2 구동 전압 요소 (V_s, V_d) 는 상기 입력 기준 (v_i) 에 의해 제어되는 음악 신호의 최대 및 최소

    

    값을 갖는, 전력 변환 시스템.
11. 제 1 항 내지 제 10 항 중 어느 한 항에 있어서,

    상기 전압 공급기는 전류 감쇠 수단 (26, 31) 을 포함하는, 전력 변환 시스템.
12. 제 1 항 내지 제 11 항 중 어느 한 항에 있어서,

    상기 입력 기준 (v_i) 은 상기 증폭기들 (1) 에 연결되는 구동 전압 (V_s, V_d) 에 중첩되는, 전력 변환 시스템.
13. 제 1 항 내지 제 12 항 중 어느 한 항에 있어서,

    상기 스위칭단 (7) 에 연결되는 로우 패스 필터 (8) 를 더 포함하는, 전력 변환 시스템.
14. 제 1 항 내지 제 12 항 중 어느 한 항에 있어서,

    전기 동적 트랜스듀서 (electro-dynamic transducer) 에 직접적으로 연결되는, 전력 변환 시스템.
15. 제 1 항 내지 제 14 항 중 어느 한 항에 있어서,

    각각의 펄스 변조 증폭기 (1) 는 클래스 D 전력 증폭기로서 구현되는, 전력 변환 시스템.

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