CN101075740A - 负载电流平衡的多相脉宽调制装置及其脉冲延迟单元 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种负载电流平衡的多相脉宽调制装置及其脉冲延迟单元，包括：一错误放大单元，提供一错误电压；一锯齿斜波振荡单元，提供一锯齿斜波振荡电压；一多相脉宽调制单元，接收该错误电压及该锯齿斜波振荡电压，以输出一多相脉宽调制信号；一比较电压单元，提供一控制电压差值；一脉冲延迟单元，接收该控制电压差值用以调整该多相脉宽调制信号的负载周期，以输出调整后的一输出控制电压；一切换驱动单元，接收该输出控制电压，且根据该输出控制电压以产生一切换控制驱动电压进行输出；及一切换单元，接收该切换控制驱动电压，输出一负载平衡电压以及由该切换电路所取得的一负载电压。本发明利用调整输出负载周期实现了电流平衡。

Description

负载电流平衡的多相脉宽调制装置及其脉冲延迟单元

技术领域

本发明涉及一种多相脉宽调制装置，特别是涉及一种用以平衡负载电流的多相脉宽调制装置。

背景技术

多相DC-DC降压转换器广泛使用于电源电路内，多相DC-DC降压转换器内部具有许多切换器，每一个切换器是由具有相位移的一个别相脉冲宽度调制信号所控制，用以产生单一输出信号，例如，转换器输出电压。当多相DC-DC降压转换器供应相同负载时，通常在这些管道(channel)中会有电压不协调的情形发生，假如两个或多个管道的输出电压稍微不同，电流就会从具有较高电压的管道溢出，有些转换器具有下降电流使之和电源输出电流一样的能力。

在不考虑负载电流的情形下，那些转换器中的电流可能会从一个管道流向另一个管道，而造成电源的过度浪费；另外，那些转换器供应的负载将会受到各个管道所容许满载总和的限制。每一个转换器管道将会提供电流比例用以平均相位电压和转换器电阻，平均相位电压近似于V_ph＝(V_in-V_up)×D-V_low(1-D)，其中V_in是输入电压，V_up是跨过较高转换的电压落差，V_low是跨过较低转换的电压以及D为负载周期。

多相DC-DC降压转换器依赖每一个相位或管道之间的参数及组件的符合，使之具有分配相同的负载电流能力，多相DC-DC降压转换器对于管道之间在任何负载周期所造成电流的分配不协调特别的灵敏，要使多任务相位的负载周期实现协调是非常困难的，因为每一个管道中内在组件的不协调会引起时序错误，因此会造成负载电流的不平衡。

发明内容

本发明所要解决的技术问题在于，提出了一种负载电流平衡的多相脉宽调制装置及其脉冲延迟单元，以解决负载电流不平衡的情形。同时，利用脉冲延迟单元来改变各相位的多相脉宽调制输出负载周期(duty cycle)，其中脉冲延迟单元的输入控制电压为监测各相位的电流输出状况并以之与平均电流输出比较后所得的差值，利用脉冲延迟单元的输出电压来调整各相位多相脉宽调制输出负载周期以达到电流平衡的目的。

为实现上述目的，本发明提出了一种负载电流平衡的多相脉宽调制装置，包括：一错误放大单元，提供一错误电压；一锯齿斜波振荡单元，提供一锯齿斜波振荡电压；一多相脉宽调制单元，接收该错误电压及该锯齿斜波振荡电压，以输出一多相脉宽调制信号；一比较电压单元，提供一控制电压差值；一脉冲延迟单元，接收该控制电压差值用以调整该多相脉宽调制信号的负载周期，以输出调整后的一输出控制电压；一切换驱动单元，接收该输出控制电压，且根据该输出控制电压以产生一切换控制驱动电压进行输出；及一切换单元，接收该切换控制驱动电压，输出一负载平衡电压以及由该切换电路所取得的一负载电压。

所述的装置还包括：一补偿单元，用以接收该负载平衡电压，及输出一电压误差信号至该错误放大单元；一负载电压单元，接收该负载电压，经由该负载电压单元以产生一负载测量电压输出至该比较电压单元，其中该负载电压单元内含有至少一运算放大电路，用以将流经该切换单元的该负载电流，通过该负载电压单元以产生该负载测量电压；一加总单元，接收该负载测量电压，经由该加总单元用以输出一加总电压，其中该加总单元将该些负载测量电压进行总和；及一换算单元，接收该加总电压，经由该换算单元所产生的一平均电压输出至该比较电压单元，其中该换算单元将加总后的该些负载测量电压进行平均，以产生该平均电压。

所述的多相脉宽调制单元内含有至少一多相脉宽调制器，用以产生该多相脉宽调制信号。

所述的错误放大单元具有一第一输入及一第二输入，该第一输入电性连接于该电压误差信号，该第二输入电性连接于一参考电压。

所述的比较电压单元将该平均电压与该负载测量电压进行比较，且将比较后的该控制电压差值进行输出。

所述的切换驱动单元内含有至少一驱动电路，用以输出该切换控制驱动电压以控制该切换单元。

所述的切换单元内含至少一切换电路，用以输出该负载平衡电压。

本发明还公开了一种脉冲延迟单元，应用在一负载电流平衡的多相脉宽调制装置上，连接于一比较电压单元及一多相脉宽调制单元之间，该脉冲延迟单元包括：一电压控制电流源，接收该比较电压单元所输出的一控制电压差值；一半桥式整流电路，该半桥式整流电路具有一正向FET及一负向FET，接收该多相脉宽调制单元所输出的一多相脉宽调制信号，该负向FET电性连结于该电压控制电流源；一定电流源，电性连结于该正向FET，以提供一稳定的电流；及一电容组件，电性连结于该半桥式整流电路，以提供作为充放电之用。

所述的脉冲延迟单元，还包括：一比较器，电性连结于该电容组件，将该电容组件充放电所获得的电压与一参考电压作比较，用以获得一比较电压；及一反相器，电性连结于该比较器，将该比较电压进行反相。

本发明还公开了一种脉冲延迟单元，应用在一负载电流平衡的多相脉宽调制装置上，连接于一比较电压单元及一多相脉宽调制单元之间，该脉冲延迟单元包括：一定电流源，提供一稳定的电流；一半桥式整流电路，该半桥式整流电路具有一正向FET及一负向FET，接收该多相脉宽调制单元所输出的一多相脉宽调制信号，该负向FET电性连结于该定电流源；及一电容组件，电性连结于该半桥式整流电路，以提供作为充放电之用。

所述的脉冲延迟单元，还包括：一比较器，电性连结于该电容组件，将该电容组件充放电所获得的电压与该比较电压单元所输出的一控制电压差值作比较，用以获得一比较电压；及一反相器，电性连结于该比较器，将该比较电压进行反相。

本发明在多相脉宽调制器输出端利用脉冲延迟单元来改变各相位的多相脉宽调制输出负载周期，脉冲延迟单元的输入控制电压为监测各相位的电流输出状况并以之与平均电流输出比较后所得的差值，通过脉冲延迟单元的输出电压来调整各相位多相脉宽调制输出负载周期以实现电流平衡。

附图说明

图1为本发明的负载电流平衡的多相脉宽调制装置示意图；

图2为本发明第一实施例的负载电流平衡的多相脉宽调制装置的详细电路图；

图3为本发明的负载电压单元的运算放大器及切换电路详细电路图；

图4A为本发明第一实施例的脉冲延迟单元的详细电路示意图；

图4B为本发明第一实施例的脉冲延迟单元的电压-时间波形示意图；

图5A为本发明第二实施例的脉冲延迟单元的详细电路示意图；及

图5B为本发明第二实施例的脉冲延迟单元的电压-时间波形示意图。

其中，附图标记：

错误放大单元            10    多相脉宽调制单元  12

锯齿斜波振荡单元        14    多相脉宽调制器    120，122，124

脉冲延迟单元            16    脉冲延迟器        160，162，164

比较电压单元            18    换算单元          20

运算放大器              180，182，184，240，242，244

加总单元                22    负载电压单元      24

切换驱动单元            26    切换单元          28

补偿单元                30    输出端点          32

参考电压                36    电压控制电流源    40

半桥式整流电路          42    负向FET           422

正向FET                 420   定电流源          44

电容组件                46    比较运算放大器    48

反相器                  50    平衡点            52

多相脉宽调制装置        1     相位输出点        280，282，284

驱动电路                26a，26b，26c

切换电路                28a，28b，28c

输出电压                120a，122a，124a

输出错误电压            10a

具体实施方式

请参考图1，为本发明的负载电流平衡的多相脉宽调制装置示意图，该负载电流平衡的多相脉宽调制装置1包括一多相脉宽调制单元12，内含有至少一多相脉宽调制器，该多相脉宽调制单元12的输入来源包括一错误放大单元(error amplifier)10及一锯齿斜波振荡单元14，以及输出至少一多相脉宽调制信号。一比较电压单元18，该比较电压单元18的输入来源包括一换算单元20及一加总单元22，及输出比较后的一控制电压差值。一脉冲延迟单元16，接收该控制电压差值用以调整上述多相脉宽调制信号的负载周期，及输出调整后的至少一输出控制电压。一切换驱动单元26，接收上述输出控制电压且将该些输出控制电压进行输出。

一切换单元28，内含至少一切换电路，接收上述输出控制电压，输出一负载平衡电压以及由上述切换电路各自取得每一切换电路的一负载电压。一负载电压单元24，内含有至少一运算放大电路，用以将流经上述切换电路的负载电流，通过该负载电压单元24以产生至少一负载测量电压。一补偿单元30，用以接收该负载平衡电压，及输出一电压误差信号至该错误放大单元10。

请同时参考图1及图2，图2为本发明第一实施例的负载电流平衡的多相脉宽调制装置的详细电路图，该多相脉宽调制装置1包括切换驱动单元26，切换驱动单元26具有三个驱动电路26a，26b，26c，在此实施例中该切换驱动单元26以三个驱动电路作一实施例，然而，切换驱动电路的数量并不限于此，乃是根据所要驱动负载的需求而有所增加或减少。该切换驱动单元26的驱动电路26a，26b，26c分别驱动该切换单元28的三个切换电路28a，28b，28c，上述每一切换电路28a，28b，28c的一端电性连结于输入电压V_IN，而另一端电性连结于地。上述切换电路分别具有相位输出点280，282，284，将其组合一起并在输出端点32上取得输出电压V_OUT，该输出电压V_OUT提供至该补偿单元30以产生一回馈信号F_B至该错误放大单元10的负端输入，而该错误放大单元10的正端输入是连接一参考电压36。

上述驱动电路26a，26b，26c是由该脉冲延迟单元16内含的三个脉冲延迟器160，162，164所输出的输出控制电压所操作，这些脉冲延迟器160，162，164的输入来源电性连结于该多相脉宽调制单元12的三个多相脉宽调制器120，122，124的输出电压120a，122a，124a及该比较电压单元18的三个运算放大器180，182，184的输出电压V_CON1，V_CON2，V_CON3。该些多相脉宽调制器120，122，124的正端输入组合在一起且电性连结于该错误放大单元10的输出错误电压10a，而该些多相脉宽调制器120，122，124的负端输入是接收由一锯齿斜波振荡单元14所产生的锯齿斜波信号。

运算放大器180，182，184的正端输入分别接收该负载电压单元24的三个运算放大器240，242，244的输出负载电压V_SENS1，V_SENS2，V_SENS3，运算放大器180，182，184的负端输入分别接收该换算单元20输出的平均电压V_AVG，而该换算单元20是接收由该加总单元22所输出的加总电压V_SUM，该换算单元20的换算层级可依据该负载电压单元24所内含的运算放大器的数量而有所增加或减少，即该换算单元20会将该加总单元22所输出的电压V_SUM除以该负载电压单元24所内含的运算放大器的数量，而获得平均电压V_AVG。例如，本实施例所显示的该负载电压单元24内含有三个运算放大器，所以该换算单元20会将该加总单元22所输出的信号除以3。

该负载电压单元24的三个运算放大器240，242，244各自的输入电压A_IN，A_1P，A_2N，A_2P，A_3N，A_3P是由负载电流I_L1，I_L2，I_L3分别流经该些切换电路28a，28b，28c的电阻R_S1，R_S2，R_S3的两端点所测量而得的负载测量电压V_RS1，V_RS2，V_RS3，其负载电压单元24的每一个运算放大器240，242，244的详细电路图请参考图3，现以其中一个运算放大器240作解释，其余的运算放大器242，244的详细电路图和图3所示相同。当驱动电路26a的上面FET的栅极为OFF而下面的FET的栅极为ON时，负载电流I_L1的方向将由电阻R_S1的一端点A_1P流向另一端点A_1N，负载电流I_L1流过电阻R_S1时就会产生负载测量电压V_RS1，其计算公式V_RS1＝-(I_L1×R_S1)。

运算放大器240的正端电压V₊等于负端电压V_-时就可获得流经运算放大器240负端的检测电流I_DET，其计算公式为

因为运算放大输入阻抗无限大而输出阻抗无限小的特性下，则可得到运算放大器240输出的测量电流I_SENS等于负端检测电流I_DET，最后将该输出测量电流I_SENS乘上输出电阻R_SENS就可得到负载电压V_SENS1。

由上述运算放大器240可获得输出负载电压V_SENS1，以此计算方式可得其它运算放大器242，244的输出负载电压V_SENS2，V_SENS3，接着回到图2。当获得上述运算放大器240，242，244的输出负载电压V_SENS1，V_SENS2，V_SENS3时，该些输出负载电压V_SENS1，V_SENS2，V_SENS3分别传送至该加总单元22进行加总，其计算公式为V_SUM＝V_SENS1+V_SEBS2+V_SENS3，其中V_SUM为加总电压。该些输出负载电压V_SENS1，V_SENS2，V_SENS3分别传送至该些运算放大器180，182，184的正端，待该加总单元22将该些运算放大器240，242，244的输出负载电压加总后，输出该加总电压V_SUM至该换算单元20进行平均的动作，而平均后获得该平均电压V_AVG，其平均电压V_AVG计算公式为 $V_{\mathrm{AVG}}=\frac{V_{\mathrm{SUM}}}{3},$ 因为本实施例是以三个运算放大器240，242，244为例，所以平均电压公式的分母为3；另本实施例于实施时，图3中的电阻R_S1可省略，而直接检测驱动电路26a的下面FET的源-漏极两端点的电压来得到负载电流信息，如此的电路可以节省一颗电阻，同时可以节省检测电阻上的功率损失达到提高效率的目的。

将该平均电压V_AVG输出至该些运算放大器180，182，184的负端，由该些运算放大器180，182，184分别将正端电压及负端电压比较后，得到各自的控制电压差值V_CON1，V_CON2，V_CON3，其控制电压差值的计算公式分别为V_CON1＝V_SENS1-V_AVG，V_CON2＝V_SENS2-V_AVG，V_CON3＝V_SENS3-V_AVG，利用此控制电压差值V_CON1，V_CON2，V_CON3当作控制电压来控制负载电流I_L1，I_L2，I_L3的平衡，当控制电压越高则负载电流越大，反之，控制电压越小则负载电流越小。

请同时参考图4A及图4B，图4A为本发明第一实施例的脉冲延迟单元的详细电路示意图，图4B为本发明第一实施例的脉冲延迟单元的电压-时间波形示意图，本实施例的脉冲延迟单元16以单一脉冲延迟器160作为说明，其余的脉冲延迟器162，164的内部电路与本实施例相同。该脉冲延迟器160包括一电压控制电流源40，接收上述运算放大器180，182，184所输出的控制电压差值V_CON1，V_CON2，V_CON3，以及输入电压V_IN，一半桥式整流电路42，该半桥式整流电路具有一正向FET 420及一负向FET 422。该负向FET 422电性连结于该电压控制电流源40，用以接收由该电压控制电流源40所输出的一电流信号I_charge，且该半桥式整流电路42也接收由上述多相脉宽调制器120，122，124的输出电压120a，122a，124a。该半桥式整流电路42的该正向FET 420输出一电流信号I_discharge至一定电流源44，以提供一稳定的电流，其中正向FET420为N通道FET及负向FET 422可为P通道FET，然而在实施时，正向FET 420也可为P通道FET及负向FET422也可为N通道FET。

接着该半桥式整流电路42的正向FET 420及负向FET 422之间提供上述的电流信号I_charge至一电容组件46，以作为充放电之用，如此在该电容组件46上就会产生一电压V_a，将该电压V_a传送至一比较运算放大器48的正端输入，与该比较运算放大器48的负端输入的参考电压V_c作比较动作，之后，输出一比较电压V₁，将该比较电压V₁经由一反相器50进行反相动作后，获得一输出控制电压V_{invert_out}。

该脉冲延迟器160所获得的波形操作如下，当控制电压差值V_CON1，V_CON2，V_CON3输入至该电压控制电流源40，可获得图4B中的V_in的波形，在电容组件46上可获得图4B中的V_a波形，该电容组件46上V_a波形输入至该比较运算放大器48的正端，与该比较运算放大器48负端的参考电压V_c作比较，当该V_a小于V_c时，该比较运算放大器48的输出该比较电压V₁等于低电位(零位准)，反之，当该V_a大于V_c时，该比较运算放大器48的输出该比较电压V₁等于高电位(高位准)，输出控制电压V_{invert_out}即是将该比较电压V₁波形作反相输出波形。

因脉冲延迟器160的电容组件46向该定电流源44放电电流I_discharge为固定，所以延迟时间D₁为固定值，若负载电流I_L1，I_L2，I_L3达到平衡，则延迟时间D₁＝D₂，其中该D₂是于该电容组件46上电压V_a充电时，与该V_c作比较后所获得的延迟时间D₂。

当负载电流I_L1，I_L2，I_L3流经切换电路28a，28b，28c的电阻R_S1，R_S2，R_S3的负载测量电压V_RS1，V_RS2，V_RS3大于平均电压V_AVG时，则控制电压差值V_CON1，V_CON2，V_CON3上升，电容充电电流I_charge上升，造成电容充电斜率上升，使得延迟时间D₂下降，所以输出控制电压V_{invert_out}的周期就会下降，反的，若负载电流I_L1，I_L2，I_L3流经切换电路28a，28b，28c的电阻R_S1，R_S2，R_S3的负载测量电压V_RS1，V_RS2，V_RS3小于平均电压V_AVG时，则控制电压差值V_CON1，V_CON2，V_CON3下降，电容充电电流I_charge下降，造成电容充电斜率下降，使得延迟时间D₂上升，所以输出控制电压V_{invert_out}的周期就会上升。

在第一实施例中，为固定比较电压改变电容充电斜率来达到改变时间周期的目的。

请同时参考图5A及图5B，图5A为本发明第二实施例的脉冲延迟单元的详细电路示意图，图5B为本发明第二实施例的脉冲延迟单元的电压-时间波形示意图。本实施例的脉冲延迟单元16以单一脉冲延迟器160作为说明，其余的脉冲延迟器162，164的内部电路与本实施例相同。该脉冲延迟器160包括一半桥式整流电路42，该半桥式整流电路42具有一正向FET 420及一负向FET 422，接收上述该些多相脉宽调制器120，122，124的输出电压120a，122a，124a，该负向FET电性连结于一定电流源44，该正向FET 420是直接连结于地，其中该定电流源44提供一稳定的电流，正向FET 420为N通道FET及负向FET 422可为P通道FET，然而在实施时，正向FET 420还可为P通道FET及负向FET422也可为N通道FET。

由该半桥式整流电路42的该正向FET 420及负向FET 422之间输出一电流信号I_charge对一电容组件46进行充放电动作，如此在该电容组件46上就会产生一电压V_c，接着将该电压V_c传送至一比较运算放大器48的正端输入，而该比较运算放大器48的负端输入是接收上述运算放大器180，182，184所输出的控制电压差值V_CON1，V_CON2，V_CON3，将该电压V_c与该控制电压差值V_CON1，V_CON2，V_CON3作电压比较的动作，之后输出一比较电压，将该比较电压经由一反相器50进行反相动作后，获得一输出控制电压V_out。

该脉冲延迟器160所获得的波形操作如下，上述该半桥式整流电路42接收该些多相脉宽调制器120，122，124的输出电压120a，122a，124a，如图5B中所示的V_in波形，因上述的定电流源44的电流信号I_charge输入于该半桥式整流电路42，而对该电容组件46作充放电动作，以获得电压V_c，其电压V_c的波形如图5B所示，当控制电压差值V_CON1，V_CON2，V_CON3输入至上述该比较运算放大器48的负端输入，可与上述电容组件上的电压V_c作电压比较，控制电压差值的计算方式为V_con＝V_avg-V_sens+V_bias，其中该V_AVG为图2换算单元20输出的平均电压，该V_SENS为图2负载电压单元24的三个运算放大器240，242，244的任一运算放大器所输出的负载电压，该V_bias为偏压位准(即平衡点52)。

假设达到了电流负载平衡时，就可获得负载电压等于平均电压，其公式表示为V_SENS＝V_avg，以及控制电压差值等于偏压位准，其公式表示为V_con＝V_bias，在此假设中控制电压差值是位于平衡点52上。

假设负载电压大于平均电压以及控制电压差值小于偏压位准时，就会缩短输出的时间周期，反之，若负载电压小于平均电压以及控制电压差值大于偏压位准时，就会增加输出的时间周期。

在第二实施例中，为固定电容充电斜率改变比较电压达到改变时间周期的目的。

本发明的负载电流平衡的多相脉宽调制装置可解决负载电流不平衡的问题，采取方法是调整多相脉宽调制器的输出端信号，而非调整多相脉宽调制器的输入端信号，且本发明通过脉冲延迟单元、加总单元、换算单元及负载电压单元的整合来调整多相脉宽调制器的输出端信号，由脉冲延迟单元的输入控制电压为监测各相位的电流输出状况并以之与平均电流输出比较后所得的差值，利用脉冲延迟单元的输出电压来调整各相位多相脉宽调制输出负载周期以达到电流平衡的目的，本发明是用两个MOSFET、一个电容组件、一个运算放大器以及一个反相器以构成本发明的多相脉宽调制器，如此使得整个电路架构的成本较低。

虽然本发明公开了上述的较佳实施例，但并非用以限定本发明。在不脱离本发明的精神和范围内，所做的更动与修改，均属本发明的专利保护范围。关于本发明所界定的保护范围请参考所附的权利要求书。

Claims (11)

1、一种负载电流平衡的多相脉宽调制装置，其特征在于，包括：

一错误放大单元，提供一错误电压；

一锯齿斜波振荡单元，提供一锯齿斜波振荡电压；

一多相脉宽调制单元，接收该错误电压及该锯齿斜波振荡电压，以输出一多相脉宽调制信号；

一比较电压单元，提供一控制电压差值；

一脉冲延迟单元，接收该控制电压差值用以调整该多相脉宽调制信号的负载周期，以输出调整后的一输出控制电压；

一切换驱动单元，接收该输出控制电压，且根据该输出控制电压以产生一切换控制驱动电压进行输出；及

一切换单元，接收该切换控制驱动电压，输出一负载平衡电压以及由该切换电路所取得的一负载电压。

2、如权利要求1所述的负载电流平衡的多相脉宽调制装置，其特征在于，还包括：

一补偿单元，用以接收该负载平衡电压，及输出一电压误差信号至该错误放大单元；

一负载电压单元，接收该负载电压，经由该负载电压单元以产生一负载测量电压输出至该比较电压单元，其中该负载电压单元内含有至少一运算放大电路，用以将流经该切换单元的该负载电流，通过该负载电压单元以产生该负载测量电压；

一加总单元，接收该负载测量电压，经由该加总单元用以输出一加总电压，其中该加总单元将该些负载测量电压进行总和；及

一换算单元，接收该加总电压，经由该换算单元所产生的一平均电压输出至该比较电压单元，其中该换算单元将加总后的该些负载测量电压进行平均，以产生该平均电压。

3、如权利要求1所述的负载电流平衡的多相脉宽调制装置，其特征在于，其中该多相脉宽调制单元内含有至少一多相脉宽调制器，用以产生该多相脉宽调制信号。

4、如权利要求2所述的负载电流平衡的多相脉宽调制装置，其特征在于，其中该错误放大单元具有一第一输入及一第二输入，该第一输入电性连接于该电压误差信号，该第二输入电性连接于一参考电压。

5、如权利要求2所述的负载电流平衡的多相脉宽调制装置，其特征在于，其中该比较电压单元将该平均电压与该负载测量电压进行比较，且将比较后的该控制电压差值进行输出。

6、如权利要求1所述的负载电流平衡的多相脉宽调制装置，其特征在于，其中该切换驱动单元内含有至少一驱动电路，用以输出该切换控制驱动电压以控制该切换单元。

7、如权利要求1所述的负载电流平衡的多相脉宽调制装置，其特征在于，其中该切换单元内含至少一切换电路，用以输出该负载平衡电压。

8、一种脉冲延迟单元，其特征在于，应用在一负载电流平衡的多相脉宽调制装置上，连接于一比较电压单元及一多相脉宽调制单元之间，该脉冲延迟单元包括：

一电压控制电流源，接收该比较电压单元所输出的一控制电压差值；

一半桥式整流电路，该半桥式整流电路具有一正向FET及一负向FET，接收该多相脉宽调制单元所输出的一多相脉宽调制信号，该负向FET电性连结于该电压控制电流源；

一定电流源，电性连结于该正向FET，以提供一稳定的电流；及

一电容组件，电性连结于该半桥式整流电路，以提供作为充放电之用。

9、如权利要求8所述的脉冲延迟单元，其特征在于，还包括：

一比较器，电性连结于该电容组件，将该电容组件充放电所获得的电压与一参考电压作比较，用以获得一比较电压；及

一反相器，电性连结于该比较器，将该比较电压进行反相。

10、一种脉冲延迟单元，其特征在于，应用在一负载电流平衡的多相脉宽调制装置上，连接于一比较电压单元及一多相脉宽调制单元之间，该脉冲延迟单元包括：

一定电流源，提供一稳定的电流；

一半桥式整流电路，该半桥式整流电路具有一正向FET及一负向FET，接收该多相脉宽调制单元所输出的一多相脉宽调制信号，该负向FET电性连结于该定电流源；及

一电容组件，电性连结于该半桥式整流电路，以提供作为充放电之用。

11、如权利要求10所述的脉冲延迟单元，其特征在于，还包括：

一比较器，电性连结于该电容组件，将该电容组件充放电所获得的电压与该比较电压单元所输出的一控制电压差值作比较，用以获得一比较电压；及

一反相器，电性连结于该比较器，将该比较电压进行反相。

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