CN100342629C - 变频脉宽调变控制器电路及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明揭示一种产生一变频脉宽调变(VF PWM)信号的电路其。与传统的脉宽调变控制器不同，在本发明中，输出脉宽调变信号的频率与忙闲度(duty cycle)随着反馈回路的误差放大电压而同时变化。反馈回路的误差放大电压愈大，脉宽调变信号的频率与忙闲度其值亦较低。当脉宽调变信号的频率非常低时，可以稳定地产生一具非常低忙闲度的脉宽调变信号。

Description

变频脉宽调变控制器电路及其控制方法
技术领域
本发明为一种切换模式电源供应器，尤指一种变频脉宽调变控制器，用于提供低备用损耗的解决方案。
背景技术
在设计切换模式电源供应器的趋势上已朝向在轻载条件下，具相对地低功率损耗、低链波以及低噪音；那些广泛使用于膝上型电脑的配接器、电脑与用于移动通信装置的充电器更是如此。此一类型的电源供应器常运作于轻载或无负载的条件下，称之为：「备用运作模式」(standby operation mode)。
返驰式转换器(flyback converter)是最常使用于上述应用中具脉宽调变控制输出调整的架构。为达成在轻载或无负载的条件下相对极低的功率损耗，控制功率级(power stage)运作于一相对极低的切换频率以减少广泛使用的金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)功率开关的切换损耗与驱动损耗是一关键因素。同时，由于相对低频的运作，控制电路损耗相对较低。
在现有技术中，传统的脉宽调变控制器电路恒常运作于一固定频率，对应于如图1所示的切换周期T，该图分别显示正常以及备用运作模式的运作脉宽调变信号。功率电路运作于一具相对较长导通时间Ton，nor的脉宽调变，因此在正常负载条件下具一较高的忙闲度。在备用运作模式中，功率电路恒常运作于一相对较短的导通时间Ton，sb，因此具一非常小的忙闲度，但切换频率仍然如正常运作一样高，导致主开关一相对极大的切换损失与驱动损失以及控制器的功率损失，其为备用损耗的主要部分。因此，转换器的备用损耗相对较高。然而，脉宽调变控制器电路的优点是，即便在备用运作模式时，输出链波与噪音相对地非常低。
此外，通常有两种方法可以减低备用损耗的主要部分的切换损耗。一种方法是借助调整脉宽调变信号的Toff时间以及保持一固定的脉宽调变信号的Ton时间以减低备用模式的切换频率。请参看图2。在备用模式中，脉宽调变信号的固定切换导通时间是Ton，sb，其等同于正常运作模式的Ton，nor。但其Toff时间被调节为Toff，sb，较正常运作模式的Toff，nor的时间要长得多。结果是，切换周期较正常运作模式要长得多以及切换频率相对较低；如前所述，其有利于在备用模式时具相对较低的备用损失。
此一控制方法的缺点之一是：由于在备用运作模式的脉宽调变信号的固定导通时间，每一切换周期的转换功率相对较高。因此，虽然备用损耗可被有效地减低，但转换会有相对较高的输出电压噪音及甚至是可听见的噪音。
另一种方法是于备用运作模式时运用脉冲模式控制(burst mode control)。请参看图3，图中显示具此控制模式的运作脉宽调变信号。在正常运作模式中，脉宽调变信号具有相对较高的频率与较长的导通时间Ton，nor。在备用运作模式中，脉宽调变信号的导通时间可被调节得相对较短，在每一切换周期中表示为Ton，sb，但经过数个连续的切换周期后，某些切换周期将被跳过。因此，在备用运作模式中，对等的切换周期将是Tsb/n，其中n是在Tsb时间内的脉波数目。可见在备用运作模式中，脉宽调变信号的对等切换周期较正常运作模式者为长。因此，与切换相关的损耗可被有效地减低，因此相对较低的备用损耗可被达成。
但是此一控制模式亦有其问题。在备用运作模式中，在具脉宽调变信号的几个连续切换周期中的转换器转换功率相对较高，导致相对较高的输出电压噪音。同时，具脉宽调变脉波的几个连续切换周期发生于一相对较长的Tsb周期，对应于于一相对较低的频率。这也会使转换器产生可听见的噪音。
发明人鉴于现有技术的缺失，以发明出一种变频脉宽调变控制器电路。
发明内容
根据本发明一方面提供一种产生斜波信号的电路，该斜波信号用于脉宽调变信号产生，该电路包含：一反馈回路，其用以产生一误差放大电压；以及一斜波产生器，其耦合于该反馈回路，用以接收该误差放大电压且被该误差放大电压所控制以产生该斜波信号；其中该斜波产生器包括：一计时电容器，其用于被充电及放电以产生该斜波信号；一充电电流源，其大小被该误差放大电压所控制以使该计时电容器被充电并产生该斜波信号的一上升斜率；以及一放电电流源，其大小被该误差放大电压所控制以使该计时电容器被放电并产生该斜波信号的一下降斜率。
根据本发明另一方面提供一种产生斜波信号的方法，用于脉宽调变信号产生，其使用一电路，该电路包括：一反馈回路及一斜波产生器，其中该斜波产生器耦合于该反馈回路，且该产生器具一计时电容器、一充电电流源与一放电电流源，该方法包含下列步骤：由该反馈回路产生一误差放大电压；由该斜波产生器接收该误差放大电压且根据该误差放大电压控制该充电电流源，以使该计时电容器被充电并产生该斜波信号的一上升斜率，且该充电电流源的接电状态是由一脉宽调变信号的一高电位所控制；以及由该斜波产生器接收该误差放大电压且根据该误差放大电压控制该放电电流源，以使该计时电容器被放电并产生该斜波信号的一下降斜率，且该放电电流源的接电状态是由该脉宽调变信号的一低电位所控制。
本发明提供一种新的脉宽调变信号产生机制(scheme)被提出。脉宽调变信号的导通时间与关断时间依此机制而被同时调整。在备用运作模式中，每一产生的脉宽调变信号将具有相对较短的导通时间与相对较低的频率，且在正常运作模式中具有相对较长的导通时间与相对较高的频率，因此前述链波与噪音可被消除，而相对较低的备用损耗的特点可被保持。
详细说明如下：依据本发明的构想，在正常运作模式中每一脉宽调变信号将具有相对较长的导通时间Ton，nor与一相对较短的切换周期Tnor。因此，忙闲度Dnor，其等同于Ton，nor/Tnor且相对较高，而切换频率fnor等同于1/Tnor亦是相对较高。这些相对较高的忙闲度与切换频率对于转换器具有相对较高的功率密度与较高效率的设计是有利的。
当负载减低时，脉宽调变信号的导通时间减低，而脉宽调变信号的关断时间增加。结果是，在备用模式中，脉宽调变信号的导通时间Ton，sb被减少到一相对极低的值，而关断时间Toff，sb乃至于切换周期Tsb则被增加到一相对较高的值。因此，在功率转换器的备用模式中，相对非常低的忙闲度与非常低的切换频率可被达成，其中相对较低的备用损耗与输出电压噪音以及不具可听见的噪音亦可同时实现。
依据本发明的较佳实例，一产生广域变频脉宽调变控制信号的电路被提出。一误差放大电压VE/A被一反馈回路所产生。而后，此一VE/A被输入一斜波产生器。该斜波产生器由一可控制充电电流源(controllable charge currentsource)、一可控制放电电流源(controllable discharge current source)以及一计时电容器(timing capacitor)所组成。这两个电流源充电与放电该计时电容器，该电容器产生一斜波信号(ramp signal)。通常，一脉宽调变比较器以及一磁滞电压比较器将被用于处理此一斜波信号以产生一脉宽调变信号。
该可控制充电电流源与该可控制放电电流源是由该误差放大电压VE/A之值所控制。对应于该负载减低的条件，该误差放大电压VE/A越低，该充电电流越高，而该放电电流越低。相对地，该斜波信号的上升时间将会较短，而下降时间将会较长。因此，所产生的脉宽调变信号，其特点为：具相对较低的忙闲度与较低的频率。
本发明允许相对较低的忙闲度与频率的运作，其使一功率转换器的运作具相对较低的链波、较低的噪音与较低的备用损耗。此为对现有技术而言的一重大的改进。
附图说明
图1显示一传统脉宽调变控制器的脉宽调变信号产生机制；
图2显示一用于低备用损耗的降低频率脉宽调变信号产生机制；
图3显示一用于低备用损耗的脉冲模式脉宽调变信号产生机制；
图4显示一本发明中用于低备用损耗的脉宽调变信号产生机制；
图5显示本发明第一较佳实施例的变频脉宽调变控制器电路；
图6(a)和6(b)显示本发明第一较佳实施例的变频脉宽调变控制器电路的运作波形图；
图7显示本发明第二较佳实施例的变频脉宽调变控制器电路；以及
图8(a)和8(b)显示本发明第二较佳实施例的变频脉宽调变控制器电路的运作波形图。
具体实施方式
虽然本发明可应用于许多不同型式的实施例，二较佳实施例将被叙述与阐明如下。其是例示本发明的原理，然而本发明并非仅限定在下列具体实施例说明描述的范围内。
在图5中，其显示一依据本发明第一较佳实施例构想的脉宽调变控制器1的电路图。本发明的整个控制器电路1具三部分，包括：一反馈回路11、一同步信号产生器12以及一脉宽调变比较器13。
一切换模式功率转换器(未显示)的输出电压Vo被输入到反馈回路11，该回路11再输出一误差放大电压VE/A。该VE/A信号首先输入到一同步信号产生器12，其包括一压控振荡器(VCO)121与选择性地包括一脉波产生器122，其是一选项组件耦合于该压控振荡器121且可被省略而不会抑制同步信号产生器12的功能，以及依据VE/A信号的值而输出一变频同步信号。该脉宽调变比较器13包括一比较器AP131以及一RS触发器132，其以该同步信号、该VE/A信号以及一斜波信号为其输入并产生一脉宽调变信号。
该控制器电路的运作波形被图示于图6(a)与图6(b)中，其中图6(a)显示其备用运作模式，而图6(b)显示其正常运作模式。在备用运作模式中，该VE/A信号具相对较低值。其结果是，同步信号产生器12的压控振荡器121依据该VE/A信号值产生一相对较低的频率振荡波形至该脉波产生器122。然后，该脉波信号产生器122输出一具此一相对较低频率：1/Tsb的脉波至该脉宽调变比较器13作为同步信号。详细叙述如下：该同步信号耦合于该RS触发器132的S端。同时，该VE/A信号是耦合于该脉宽调变比较器13的比较器AP131的一输入端，而一斜波信号输入该比较器AP131的另一输入端。因此，该斜波信号可为一功率转换器主要开关的一电流信号。一旦该同步信号触发RS触发器132，该脉宽调变信号开始其高电位直至该斜波信号升高至等于该VE/A信号的电压值。此一期间，被标示为：Ton，sb，其是该脉宽调变信号的导通时间，因为在备用运作模式中VE/A信号相对低的电压值而使该导通时间相对地非常低。因此，输出脉宽调变信号将具有一相对短的导通时间Ton，sb以及一相对低的频率。
至于正常运作模式的运作波形是显示于图6(b)中，其VE/A信号的电压是相对的高。依据与前述备用运作模式中同样的机制，其所产生的同步信号将具有相对较高的频率对应于一较低的周期Tnor。而脉宽调变信号将具有一相对较长的导通时间，其为Ton，nor。因此，在正常运作模式的脉宽调变信号的特点为具有相对较高的频率与忙闲度。
图7是显示依据本发明的第二较佳实施例所构想的另一控制器电路2。其中所产生脉宽调变信号的关断时间与导通时间是依照误差放大电压而被同步改变。借此方式，一具相对非常低忙闲度与一较低频率的脉宽调变信号可被产生。
本发明中此一控制器电路2包括三部分：一反馈回路21，其输入一切换模式功率转换器(未显示)的输出电压Vo与输出一误差放大电压VE/A、一斜波产生器22以及一脉宽调变比较器23。
该斜波产生器22是由一充电电流源Ic221、一放电电流源Id222以及一计时电容器CT223所形成。
两个比较器，在图7中显示为：A1(231)与A2(232)以及一RS触发器233组成该脉宽调变比较器23。VH与VL分别为一高参考电压以及一低参考电压且被分别连接于比较器A1(231)的同相输入端与比较器A2(232)的同相输入端。
切换模式功率转换器的输出电压Vo是输入该反馈回路21。该反馈回路21产生一误差放大电压VE/A。正如反馈回路的传统设计，当输出负载高时，VE/A将会相对较高。该VE/A的电压控制该充电电流源Ic221以及该放电电流源Id222。该VE/A的电压是控制该Ic221以及该Id222之值。输出的脉宽调变信号，其为该斜波产生器22的一选项输入，可被选择性地省略而不会抑制该斜波产生器22的功能。当VE/A的值较高时，相对地该斜波产生器22的Ic221的值将会较高而其Id222的值将会较低。
该控制器电路的运作波形被阐明于图8(a)与图8(b)中，其中图8(a)显示备用运作模式，而图8(b)显示正常运作模式。由前述的分析可知，该充电电流源Ic221在备用运作模式中，由于该相对较低的VE/A值而将会具较高的值。因此，脉宽调变信号的Ton时间，其为充电电流源Ic221将CT223上的电压从VL充电到VH的时间，将会相对地较短。同时，放电电流源Id222将会具相对地较低值，而脉宽调变信号的Toff时间，其为放电电流源Id222将计时电容器CT223上的电压从VH放电到VL的时间，将会相对地较长。请参看图8(b)。同理，当转换器在正常负载条件下运作，脉宽调变信号的Ton时间将会相对地较长，而Toff时间将会相对地较短。
其结果是，本发明的第二较佳实施例的此一变频脉宽调变控制器2的特点为：在正常负载运作具相对较高的切换频率与较高的忙闲度以及在轻载运作具相对较低的切换频率与较低的忙闲度。
因此，以本发明脉宽调变控制的切换模式转换器可被设计为具相对较高频率，其有利于较高的功率密度。在轻载时，转换器将被运作于相对较低的切换频率以及较低的忙闲度，因此，具相对较低输出链波与较低的备用损耗。就在备用模式运作的低控制电路损耗而言，充电电流源Ic以及放电电流源Id的充电与放电可被该输出的脉宽调变信号调变。当该脉宽调变信号是在一高电压电位，充电电流源Ic可被设定于前述的值而放电电流源Id可被设定于零。当该脉宽调变信号是在一低电压电位，放电电流源Id可被设定于前述的值而充电电流源Ic可被设定于零。
综上所述，本发明的主要目的在于提供一种变频脉宽调变控制器，用于提供低备用损耗的解决方案。因此，本发明具有新颖性、进步性与产业利用性，特为提出本发明的专利申请。
虽然本发明已由上述的实施例所详细叙述，但熟悉本技术的人士应理解到上述对实施例的揭示内容并不应解释为对本发明的限制，还可根据所揭示内容作出种种的等效的变型或修改，这些等效的变型或修改均应包含在所附的本申请权利要求范围内。

Claims (6)

1.一种产生斜波信号的电路，该斜波信号用于脉宽调变信号产生，该电路包含：
一反馈回路，其用以产生一误差放大电压；以及
一斜波产生器，其耦合于该反馈回路，用以接收该误差放大电压且被该误差放大电压所控制以产生该斜波信号；
其中该斜波产生器包括：
一计时电容器，其用于被充电及放电以产生该斜波信号；
一充电电流源，其大小被该误差放大电压所控制以使该计时电容器被充电并产生该斜波信号的一上升斜率；以及
一放电电流源，其大小被该误差放大电压所控制以使该计时电容器被放电并产生该斜波信号的一下降斜率。
2.如权利要求1所述的电路，其特征在于该电路还包括一脉宽调变比较器耦合于该斜波产生器，其用以接收该斜波信号以产生该脉宽调变信号。
3.如权利要求2所述的电路，其特征在于该脉宽调变信号选择性地与该误差放大电压一并输入该斜波产生器，以产生该斜波信号。
4.如权利要求2所述的电路，其特征在于该脉宽调变比较器包括：
一第一比较器，其反相输入端接收该斜波信号及其同相输入端接收一高电位参考电压，用于比较该斜波信号与该高电位参考电压，以产生一第一比较输出；
一第二比较器，其同相输入端接收该斜波信号及其反相输入端接收一低电位参考电压，用于比较该斜波信号与该低电位参考电压，以产生一第二比较输出；以及
一触发器电路，其耦合于该第一与该第二比较器的输出端，用于产生该脉宽调变信号。
5.如权利要求2所述的电路，其特征在于该脉宽调变比较器是一磁滞比较器。
6.一种产生斜波信号的方法，用于脉宽调变信号产生，其使用一电路，该电路包括：一反馈回路及一斜波产生器，其中该斜波产生器耦合于该反馈回路，且该产生器具一计时电容器、一充电电流源与一放电电流源，该方法包含下列步骤：
由该反馈回路产生一误差放大电压；
由该斜波产生器接收该误差放大电压且根据该误差放大电压控制该充电电流源，以使该计时电容器被充电并产生该斜波信号的一上升斜率，且该充电电流源的接电状态是由一脉宽调变信号的一高电位所控制；以及
由该斜波产生器接收该误差放大电压且根据该误差放大电压控制该放电电流源，以使该计时电容器被放电并产生该斜波信号的一下降斜率，且该放电电流源的接电状态是由该脉宽调变信号的一低电位所控制。
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